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CN113330673A - 用于平衡具有可控开关电容器的多相llc功率转换器的方法和系统 - Google Patents

用于平衡具有可控开关电容器的多相llc功率转换器的方法和系统 Download PDF

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CN113330673A CN202080010456.XA CN202080010456A CN113330673A CN 113330673 A CN113330673 A CN 113330673A CN 202080010456 A CN202080010456 A CN 202080010456A CN 113330673 A CN113330673 A CN 113330673A
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Abstract

多相LLC功率转换器包括多个LLC相，每个LLC相包括谐振回路和开关级。谐振回路包括谐振电感器、谐振电容器和并联电感。开关级以操作频率开关输入电力以将开关电力施加到谐振回路，其中开关电力近似于具有开关频率的交流(AC)波形。次级侧控制器改变开关频率以控制多相LLC功率转换器的输出电压。初级侧控制器测量初级侧电流，计算LLC相中的每一个的初始可控开关电容器(SCC)传导相位角，以及根据SCC传导相位角操作SCC开关以调整LLC相的谐振电容器的电容，以使LLC相中的每一个具有相等的谐振频率。

Description

用于平衡具有可控开关电容器的多相LLC功率转换器的方法 和系统
相关申请的交叉引用
该PCT国际专利申请要求于2019年1月24日提交的美国临时专利申请第62/796,547号和于2019年1月24日提交的美国临时专利申请第62/796,555号的权益，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本公开内容总体上涉及多相电感器-电感器-电容器(LLC)类型功率转换器，并且更具体地涉及用作电动车辆(EV)中的低电压DC-DC转换器(LDC)的LLC功率转换器。
背景技术
随着功率转换技术和电力电子器件的进步，高效率和高功率密度成为前端DC/DC转换器的主要挑战。近年来，LLC谐振转换器通过为许多应用例如服务器、平板电视和LED照明提供高效率和高功率密度二者而被广泛接受。然而，LLC转换器可能会经历产生高输出电流的问题。困难的一个来源是由次级侧的高均方根(RMS)电流引起的高传导损耗。此外，在高电流应用中，变压器的边缘效应和近似效应可能变得严重。
为了在高功率高电流应用中操作LLC转换器，可以使用交错技术。通过交错，总输出电流可以在两个或更多个不同的交错LLC相位之间分配，两个或更多个不同的交错LLC相位中的每个相位以相同的开关频率操作并且彼此异相以减少电流纹波。因此，I2R损耗将减少到I2R/N，其中N是交错相位的数目。然而，当交错时，LLC转换器将以相同的开关频率工作。由于部件容差，在相同的开关频率下不同LLC相的电压增益是不同的，这会导致交错多相LLC转换器中的电流不平衡。
发明内容
本公开内容提供了一种包括多个LLC相的多相LLC功率转换器，其中LLC相中的每一个包括谐振回路和开关级。谐振回路包括谐振电感器、谐振电容器和并联电感。开关级被配置成以操作频率开关输入电力以将开关电力施加到谐振回路，该开关电力近似于具有开关频率的交流(AC)波形。次级侧控制器被配置成改变开关频率以控制多相LLC功率转换器的输出电压。初级侧控制器被配置成计算LLC相中的每一个的初始可控开关电容器(SCC)传导相位角，以使LLC相中的每一个具有相等的谐振频率；并且根据SCC传导相位角中相关联的SCC传导相位角操作SCC开关以调整多个LLC相中的至少一个的谐振电容器的电容。
本公开内容还提供了一种操作多相LLC功率转换器的方法，包括：由多个LLC相中的每一个的开关级以开关频率开关输入电力以将开关电力施加到具有谐振电感器、谐振电容器和并联电感的谐振回路，开关电力近似于具有开关频率的交流(AC)波形；改变开关频率以控制多相LLC功率转换器的输出电压；计算LLC相中的每一个的可控开关电容器(SCC)传导相位角，以使LLC相中的每一个具有相等的谐振频率；以及通过根据SCC传导相位角中相关联的SCC传导相位角操作SCC开关来调整多个LLC相中的至少一个的谐振电容器的电容。
附图说明
本发明的设计的其他细节、特征和优点从参考相关联附图对实施方式示例的以下描述得到。
图1是机动车辆的配电系统的示意框图；
图2是根据本公开内容的一些实施方式的多相LLC功率转换器的示意图；
图3是根据本公开内容的一些实施方式的单相LLC功率转换器的示意图；
图4是图3的放大部；
图5是示出根据本公开内容的一些实施方式的LLC功率转换器中的电压和电流关于公共时间尺度的曲线图的图表；
图6是根据本公开内容的一些实施方式的多相LLC功率转换器的示意性框图；
图7是示出了根据本公开内容的一些实施方式的LLC功率转换器的电压增益相对于开关频率的曲线图的图表；
图8是示出了根据本公开内容的一些实施方式的LLC功率转换器的输出电流相对于开关频率的曲线图的图表；
图9是示出了根据本公开内容的一些实施方式的LLC功率转换器的输出电流相对于SCC传导相位角的曲线图的图表；
图10是示出了根据本公开内容的一些实施方式的多相LLC功率转换器的效率相对于输出电流的曲线图的图表；
图11A是示出了根据本公开内容的一些实施方式的单相LLC功率转换器的各种参数的曲线图的图表；
图11B是示出了根据本公开内容的一些实施方式的两相LLC功率转换器的各种参数的曲线图的图表；
图12A是示出了根据本公开内容的以非交错模式操作的三相LLC功率转换器中的初级侧电流的曲线图的图表；
图12B是示出了根据本公开内容的以交错模式操作的三相LLC功率转换器中的初级侧电流的曲线图的图表；
图13A至图13B示出了根据本公开内容的一些实施方式的操作多相LLC功率转换器的方法中的步骤的流程图；以及
图14示出了根据本公开内容的一些实施方式的计算经调整的SCC传导相位角的方法中的步骤的流程图。
具体实施方式
参照附图，将鉴于以下实施方式详细描述本发明。
图1示出了具有多个车轮14的机动车辆12的配电系统10的示意框图。配电系统10包括连接至高电压(HV)电池22的HV总线20，以用于向电机24供应电力，电机24被配置成驱动一个或更多个车轮14。HV总线20可以具有为250VDC-430VDC的标称电压，但是可以使用其他电压。经由牵引变流器26例如变频交流(AC)驱动器和高电压DC-DC变流器28对电机24供应电力。高电压DC-DC转换器28向牵引变流器26供应经滤波和/或经调节的DC电力，经滤波和/或经调节的DC电力具有可以大于、小于或等于HV总线20的DC电压的电压。低电压DC-DC转换器(LDC)30连接至HV总线20，并且被配置成经由低电压(LV)总线34向一个或更多个LV负载32供应LV电力。LDC 30的额定功率可以为1kW至3kW，但是额定功率可以更高或更低。LV负载32可以包括例如照明设备、音频设备等。LDC 30可以被配置成向低电压负载32供应具有例如9VDC-16VDC的电压的DC电力，但是可以使用其他电压。辅助LV电池36连接至LV总线34。辅助LV电池36可以是铅酸电池，例如在常规车辆电力系统中使用的那些。当LDC 30不可用时，辅助LV电池36可以向LV负载32供应电力。替选地或附加地，辅助LV电池36可以向LV负载32提供超过LDC 30的输出的补充电力。例如，辅助LV电池36可以向起动电机提供超过LDC30的输出的大浪涌电流。辅助LV电池36可以稳定和/或调节LV总线34上的电压。车载充电器40和/或非车载充电器42向HV总线20供应HV电力以对HV电池22充电。
图2是根据本公开内容的一些实施例方式的多相LLC功率转换器100的示意图。图2中所示的多相LLC功率转换器100包括三个单相LLC功率转换器102、104、106(也称为LLC相)，三个单相LLC功率转换器102、104、106中的每个彼此并联连接，并且三个单相LLC功率转换器102、104、106共享共同的设计。多相LLC功率转换器100可以具有不同数目的单相LLC相102、104、106，并且LLC相102、104、106的数目可以取决于多相LLC功率转换器100的设计要求。单相LLC相102、104、106中的每一个限定用于接收具有DC电压的输入电力的输入总线110+、110-。LLC相102、104、106中的每一个的输入总线110+、110-彼此并联连接并且连接至具有输入电压Vin的DC电压源112，例如电池。具有电容Cin的输入电容器114例如噪声滤波器与DC电压源112并联连接。LLC相102、104、106中的每一个限定具有正端子120+和负端子120-的输出总线120+、120-，以用于将具有DC输出电压Vo的输出电力传导到负载122。LLC相102、104、106中的每一个的输出总线120+、120-彼此并联连接并且连接至负载122。
在一些实施方式中，多相LLC功率转换器100可以用作低电压DC-DC转换器(LDC)，低电压DC-DC转换器(LDC)被配置成从具有250VDC-430VDC电压的输入供应9.0VDC至16.0VDC的输出电压。在一些实施方式中，多相LLC功率转换器100可以具有至少96.7％的峰值效率。在一些实施方式中，多相LLC功率转换器100可以具有至少96.2％的满载效率。在一些实施方式中，多相LLC功率转换器100可以具有至少约3kW/L的功率密度。
图3是根据本公开内容的一些实施方式的示例第一LLC相102的示意图。图3中所示的示例第一LLC相102可以具有与多相LLC功率转换器100的LLC相102、104、106中的任一个类似或相同的构造，其可以彼此相同，除了由制造公差引起的差异之外。
图3中所示的示例第一LLC相102包括开关级130、谐振回路132、一组变压器Tx1、Tx2和整流级134。开关级130包括四个高速开关Q1、Q2、Q3、Q4，其中，每个高速开关是被配置成开关输入电力以在开关电力总线140+、140-上生成开关电力的氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)，该开关电力具有限定开关频率fsw的近似正弦(即AC)波形，开关频率fsw也可以称为AC频率或AC开关频率。在一些实施方式中，开关频率超过300kHz。在一些实施方式中，开关频率fsw可以在260kHz与400kHz之间变化。在一些其他实施方式中，开关频率fsw可以在260kHz与380kHz之间变化。在一些实施方式中，高速开关Q1、Q2、Q3、Q4可以以以下操作频率开关：该操作频率的范围在260kHz与380kHz之间。
四个高速开关Ql、Q2、Q3、Q4中的每一个被配置成将电流从输入总线110+、110-的正导体110+或负导体110-中的对应一个切换到开关电源总线140+、140-的正导体140+或负导体140-中的对应一个。开关级130可以具有不同的布置，其可以包括少于或大于图3中所示的示例LLC相102中所示的四个高速开关Q1、Q2、Q3、Q4。多相LLC功率转换器100内的LLC相102、104、106中的每一个可以具有相等的开关频率，并且LLC相102、104、106中的每一个的AC波形可以彼此同相。替选地，LLC相102、104、106中的每一个的AC波形可以彼此异相以交错相位并且产生与LLC相102、104、106具有彼此同相的AC波形的情况相比更平滑的输出电力。
谐振回132包括全部均彼此串联连接在开关电源总线140+、140-之间的谐振电感器Lr、谐振电容器Cr和并联电感Lp。变压器Tx1、Tx2每个均包括初级绕组142，其中变压器Tx1、Tx2的初级绕组142彼此串联连接，并且其中初级绕组142的串联组合与并联电感Lp并联。并联电感Lp可以包括独立的电感器设备。替选地或附加地，并联电感Lp可以包括变压器Tx1、Tx2的初级绕组142的电感效应，例如磁化电感。变压器Tx1、Tx2中的每一个具有次级绕组144，其中心抽头直接连接至输出总线120+、120-中的正端子120+。变压器Tx1、Tx2的次级绕组144的端部均经由整流级134中的整流器SR1、SR2、SR3、SR4连接至输出总线120+、120-中的负端子120-。整流器SR1、SR2、SR3、SR4中的一个或更多个可以采用开关的形式，例如作为同步整流器操作的场效应晶体管(FET)，如图3中所示。替选地或另外地，整流器中的一个或更多个可以由一个或更多个不同类型的开关例如结型晶体管和/或包括例如一个或更多个整流二极管的其他设备形成。LLC相102、104、106中的每一个可以包括不同数目的变压器Tx1、Tx2，其可以少于或大于图中描绘的示例设计中所示的两个变压器Tx1、Tx2。
仍参照图3，谐振电容器Cr被配置为可控开关电容器(SCC)，其包括与开关电容器Ca串联连接的串联电容器Cs。图4是图3的放大部分，示出了谐振电容器Cr的SCC部分的细节。一组SCC开关SC1、SC2与开关电容器Ca并联连接，以选择性地允许电流旁路开关电容器Ca。SCC开关SC1、SC2每个均是金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOSFET)器件，每个器件均具有漏极D端子、源极S端子和栅极G端子，并限定了体二极管BD。示例SCC被配置为能够选择性地开关具有两个相反极性中的任一个的电流的全波SCC。具体地，示例SCC中的SCC开关SC1、SC2被布置成其相应源极S耦接在一起。SCC的不同布置是可能的，并且SCC可以被配置为半波器件。示例SCC被配置成选择性地旁路开关电容器Ca，以将等效谐振电容Cr改变为高达等于串联电容器Cs的电容的最大电容。换言之，可以控制SCC谐振电容器Cr以减小等效谐振电容Cr，并且从而增加谐振回路132的谐振频率。
全波SCC的操作回顾
图4示出了全波SCC的结构，其包括与两个MOSFET SC1、SC2并联的开关电容器Ca。图5是示出LLC功率转换器中的电压和电流关于共同时间尺度的曲线图的图表200。图表200包括具有电流ILr的线204的曲线图202、具有SCC开关SC2的栅极电压Vgs2的线208的曲线图206以及具有SCC开关SC1的栅极电压Vgs1的线212的曲线图210。栅极电压Vgs1、Vgs2被驱动在高状态或致能状态之间以使对应的SCC开关SC1、SC2处于导通状态(其也可以称为“接通”)，以及栅极电压Vgs1、Vgs2被驱动在低状态或反致能状态之间以使对应的SCC开关SC1、SC2处于非导通状态(也可以称为“断开”)。图表200还包括具有进入开关电容器Ca的电流ICa的线214的曲线图212，以及具有开关电容器Ca两端的电压VCa的线218的曲线图216。
现在参照图5，假设正弦电流ILr正在流过SCC，电流过零点在角度0、π、2π……等处。对于正半周期，SC1在角度2nπ+α处关断。在SC1关断之后，电流经由Ca从A流至B，并且对电容器充电，直到(2n+1)π处的下一个电流过零点。然后，电流反转方向，并且开始对电容器Ca放电。在电容器Ca完全放电之后，负电流将经由SC1的体二极管BD从B流至A。为防止其体二极管BD承载电流，SC1再次接通。它在周期的剩余时间内保持导通，并且在角度(2n+2)π+α处再次关断。按照相同的程序，SC2控制负半周期。
从图5注意到，SC1和SC2二者均在零电压开关(ZVS)条件下接通和关断。此外，基于驱动方案，防止MOSFET的体二极管BD承载电流，致使进一步提高效率。SCC的等效电容CSC由角度α调制，并用下面的方程式(1)表示。因此，等效谐振电容在下面的方程式(2)中得出。将(1)代入(2)，等效谐振电容可以以下面的方程式(3)改写。
Figure BDA0003175208590000071
Figure BDA0003175208590000072
Figure BDA0003175208590000073
角度α从π/2变化到π，其分别对应于最小谐振电容CSC和最大谐振电容CSC。换言之，SCC开关SC1、SC2的占空比可以在50％与100％之间变化。当α＝π/2时，电流ILr将流过电容器Ca并旁路SCC开关SC1和SC2。因此，等效谐振电容处于等于串联连接的Cs和Ca的最小值。当α＝π时，电流ILr将流过SCC MOSFET SC1和SC2并且旁路电容器Ca，这使得等效谐振电容趋向其最大值Cs。简而言之，在本公开内容中描述了用于降低LLC相102、104、106中的一个或更多个的等效谐振电容的SCC。替选地或另外地，SCC可以用于增加LLC相102、104、106中的一个或更多个的等效谐振电容。
负载共享特性
由于部件的容差，交错相的谐振频率略有不同，这可能在给定开关频率处导致不同的电压增益。因此，每个相的输出电流也将不同。基于时域分析，升压模式下全桥LLC谐振转换器的电压增益可以在下面的方程式(4)中得到。在方程组(5)中给出了方程式(4)的项的定义，其中，ωs是以每秒弧度为单位的开关频率fsw。
Figure BDA0003175208590000081
Figure BDA0003175208590000082
图7是在不同负载条件下LLC功率转换器100的电压转换比(即电压增益)相对于开关频率fsw的图表300。具体地，图7包括曲线图302和304，其分别示出了在输出电流Io＝14A和Io＝70A的情况下使用一次谐波近似(FHA)方法计算的LLC功率转换器100的电压增益相对于开关频率fsw。图7还包括曲线图306和308，其分别示出了在输出电流Io＝14A和Io＝70A的情况下使用时域方法计算的LLC功率转换器100的电压增益相对于开关频率fsw。图7还包括曲线图310和312，其分别示出了在输出电流Io＝14A和Io＝70A的情况下LLC功率转换器100的电压增益相对于开关频率fsw的模拟。转换器的规格如表1中所示。如图7中所示，使用时域方法实现的电压增益比一次谐波近似(FHA)方法的电压增益更准确。为准确起见，以下部分使用时域方法分析负载共享特性。
表I一相LLC转换器的规格
V<sub>in</sub> 250VDC–430VDC L<sub>r</sub> 25μH
V<sub>out</sub> 14VDC L<sub>p</sub> 125μH
P<sub>out</sub>/I<sub>out</sub> 1300W/90A C<sub>s</sub> 3.4nF
n 44:1:1 f<sub>sw</sub> 260KHz–380KHz
输出电流的表达式可以根据方程式(4)计算，并且如下面的方程式(6)中所示，其中，Lm、Zo、Z1和ωo是虚变量，因为它们的物理参数是在受试LLC转换器构建完成之后确定的。
Figure BDA0003175208590000091
Figure BDA0003175208590000092
考虑到谐振部件容差，Lr、Lm和Cs的实际部件值与理想部件值之间的关系在方程式(7)限定。其中，Lr0、Lm0和Cs0表示没有公差的理想值。将(7)代入(6)，输出电流可以表示为a、b和c的函数，如方程式(8)中所示。其中，β0在方程式(9)中定义。
Figure BDA0003175208590000093
Figure BDA0003175208590000094
图8是示出根据本公开内容的一些实施方式的LLC功率转换器100的输出电流相对于开关频率fsw的曲线图322、324和326的图表320。图8示出了三相LLC转换器在400V输入、14V输出下的输出电流相对于开关频率fsw曲线。在该示例中，假设包括Lr、Lm和Cs的谐振部件的容差为±5％。曲线图322示出了LLC功率转换器，其中a1＝0.95、a2＝0.95并且a3＝0.95。换言之，曲线图322示出了LLC相102、104、106之一的输出，其中Lr、Lm和Cs中的每一个被设置为标称值的0.95。曲线图324示出了LLC功率转换器，其中a1＝1.00、a2＝1.00并且a3＝1.00。换言之，曲线图324示出了LLC相102、104、106之一的输出，其中Lr、Lm和Cs中的每一个被设置为标称值的1.00。曲线图326示出了LLC功率转换器，其中a1＝1.05、a2＝1.05并且a3＝1.05。换言之，曲线图326示出了LLC相102、104、106之一的输出，其中Lr、Lm和Cs中的每一个被设置为标称值的1.05。如前面提到的，当LLC转换器并联连接时，它们应该在相同的开关频率下运行。根据图8，在340KHz下，三个相的输出电流分别为90A、55A和0A。因此，部件容差的效果可能对在LLC相102、104、106中的不同相之间执行电流共享的能力产生不利影响。
通过调整角度α，SCC可以用于补偿部件容差，以帮助实现电流共享。在将SCC加入到LLC转换器中之后，如在方程式(8)中阐述的输出电流Io可以以方程式(10)改写，其中Cr0和β0分别在方程式(11)和(12)中给出。在良好的SCC补偿的情况下，三相的输出电流应该相同。因此，可以得到方程式(13)中指定的关系。
Figure BDA0003175208590000101
Figure BDA0003175208590000102
Figure BDA0003175208590000103
Figure BDA0003175208590000104
Figure BDA0003175208590000105
如上所描述的，所提供的SCC可以仅减小等效谐振电容并增加谐振频率。因此，三相之中谐振频率最高的相将成为参考相。它也被称为第一相。该相的角度α将保持为π。仍然考虑±5％的部件容差，可以计算公式(14)。
基于方程式(10)、(11)、(12)和(14)，可以在特定开关频率fsw和输出电流条件下得到实现电流共享所需的α2和α3。图9是示出根据本公开内容的一些实施方式的LLC功率转换器100的输出电流相对于SCC传导相位角的曲线图342、344、346的图表340。图9示出了在400V输入、14V输出和340KHz开关频率fsw下输出电流与角度α的关系。曲线图342示出了LLC功率转换器，其中a1＝0.95、a2＝0.95并且a3＝0.95。换言之，曲线图342示出了LLC相102、104、106之一的输出，其中Lr、Lm和Cs中的每一个被设置为标称值的0.95。曲线图344示出了LLC功率转换器，其中a1＝1.00、a2＝1.00并且a3＝1.00。换言之，曲线图344示出了LLC相102、104、106之一的输出，其中Lr、Lm和Cs中的每一个被设置为标称值的1.00。曲线图346示出了LLC功率转换器，其中a1＝1.05、a2＝1.05并且a3＝1.05。换言之，曲线图346示出了LLC相102、104、106之一的输出，其中Lr、Lm和Cs中的每一个被设置为标称值的1.05。根据图9，在测试条件下参考相可以提供85A输出电流。此外，图9中的交叉点指示第二相的α2和第三相的α3应该分别减小到2.1和1.7，以输出等量的电流。
自适应控制策略和数字实现方式
两个微芯片DSC dsPIC33FJ32GS610型微控制器(MCU)用于实现所提出的控制方案。在图6中示出了三相SCC-LLC转换器的硬件和固件实现方式。控制环路包括用于输出电压调节的快速电压环路和被配置用于电流共享的慢速电流环路。
图6是根据本公开内容的一些实施方式的多相LLC功率转换器100′的示意性框图。具体地，示例多相LLC功率转换器100′包括次级侧控制器220(也称为次级MCU)，次级侧控制器220被配置成控制LLC相102、104、106的高速开关Q1-Q12以控制多相LLC功率转换器100′的输出电压Vo。次级侧控制器220控制多相LLC功率转换器100′的输出电压Vo的操作可以称为“电压环路”。
具体地，次级侧控制器220被配置成改变由LLC相102、104、106的高速开关Q1-Q12产生的AC波形的开关频率fsw以控制多相LLC功率转换器100′的输出电压Vo。特别地，次级侧控制器220包括比例积分(PI)控制器222和脉宽调制器(PWM)224。PI控制器222被配置成生成施加到PWM 224并且然后经由隔离栅极驱动器226施加到高速开关Q1-Q12的控制信号Tsw。PI控制器222以电压误差信号Verr作为输入，其中电压误差信号Verr与输出电压Vo与参考电压Vref之间的差成比例。使用次级侧控制器220的差值块228和模拟至数字转换器(ADC)230生成电压误差信号Verr，其中ADC 230经由分压器232监测输出电压Vo。为了避免振荡，电流环路可以比电压回路慢得多地操作。
图6中所示的示例多相LLC功率转换器100′还包括初级侧控制器240(也称为初级MCU)，初级侧控制器240被配置成控制电流环路。如图6中所示，初级侧控制器240可以是与次级侧控制器220分离的设备。替选地，初级侧控制器240和次级侧控制器220的功能可以由公共设备或分布在两个或更多个不同物理控制器之间的分布式控制器来执行。
初级侧控制器240被配置成确定LLC相102、104、106中的每一个的谐振频率；计算LLC相102、104、106中每一个的初始可控开关电容器(SCC)传导相位角α以使LLC相102、104、106中的每一个具有相等的谐振频率；以及根据相关联的SCC传导相位角α操作SCC开关SC1_1-SC2_3中的每一个以调整LLC相102、104、106中的每一个的谐振电容器Cr的电容。确定LLC相102、104、106中的每一个的谐振频率可以包括例如测量和处理指示谐振频率的一个或更多个值，例如LLC相102、104、106中的一个或更多个中的初级侧电流ILr。
仍然参照图6，电流传感器242、244、246被配置成分别监测LLC相102、104、106中的每一个中的初级侧电流ILr，并且生成对应的电流信号ILr1、ILr2、ILr3。电流传感器242、244、246中的每一个可以包括电流变换器和/或用于测量初级侧电流ILr的其他一个或多个设备。过零检测器250监测电流信号ILr1、ILr2、ILr3并且将电流信号ILr1、ILr2、ILr3与零参考进行比较以生成对应的过零信号ZLr1、ZLr2、ZLr3。复位信号生成器252基于过零信号ZLr1、ZLr2、ZLr3生成复位信号253。频率计数器254使用过零信号ZLr1、ZLr2、ZLr3中的第一过零信号生成频率信号255。SCC脉宽调制器(PWM)256使用频率信号255和复位信号253经由SCC栅极驱动器258控制SCC开关SC1_1-SC2_3的操作。
电流平均值计算器260使用电流信号ILr1、ILr2、ILr3生成平均电流信号ILr1_avg、ILr2_avg、ILr3_avg，并且将平均电流信号ILr1_avg、ILr2_avg、ILr3_avg供应给初级侧控制器240的模拟至数字的转换器(ADC)262。第一比较器264被配置成将平均第一电流ILr1_avg与平均第二电流ILr2_avg进行比较，并且如果ILr1_avg>ILr2_avg，则致能第一比较信号265。第二比较器266被配置成将平均第一电流ILr1_avg与平均第三电流ILr3_avg进行比较，并且如果ILr1_avg>ILr3_avg，则致能第二比较信号267。相位角调整器268接收第一比较信号265和第二比较信号267，并且响应于此将SCC传导相位角α调整预定调整量Δα。预定调整量Δα可以是0.1°，但是预定调整量Δα可以大于或小于0.1°。
可以在初级侧控制器240中实现自适应滞后比较控制方案以调整SCC传导相位角α。如果一相电流大于另一相电流达到超过第一定时阈值或第二定时阈值的时间，则将更新对应的角度α。通过这样做，电流环路可能会变慢。第一定时阈值和第二定时阈值可以分别由周期性事件(例如控制环路)的迭代的数目N1和N2来确定和/或表示。此外，可以滤除电流感测上的意外噪声。每个SCC PWM信号与对应LLC相102、104、106的初级侧电流ILr的过零点同步。此外，每个SCC PWM信号与对应初级侧电流ILr的过零点对称。因此，可以自动地防止体二极管BD承载电流。使用电流传感器242、244、246和比较器例如过零检测器250来实现过零检测。为了针对不同的操作条件更新SCC传导相位角α值，初级侧控制器240需要开关频率fsw信息。因此，在初级侧控制器240中实现频率计数器254。自适应滞后比较控制方法在图14的流程图中示出。
在一些实施方式中，并且如图5以图表示出的，根据相关联的SCC传导相位角α操作SCC开关SC1、SC2包括将SCC开关SC1_1-SC2_3中的每一个驱动到导通状态达到关于对应LLC相102、104、106中的初级侧电流ILr的过零对称的时间段。换言之，SCC开关SC1_1-SC2_3中的每一个在初级侧电流ILr的对应过零之前和之后导通达到相等的持续时间。
表II呈现了根据本公开内容的所提出的LDC与八种不同的其他参考DC-DC转换器设计比较的总结比较。如表I中所示，与其他LDC相比，所提出的LDC实现了高效率和高功率密度。
表II所提出的LDC与其他参考DC-DC转换器之间的比较
Figure BDA0003175208590000131
Figure BDA0003175208590000141
实验结果
为了验证所设计的三相SCC-LLC转换器和对应控制策略的有效性，构建并测试了250V-430V输入14V/270A输出原型。表III示出了原型的系统规格和电路参数。
表III所设计的SCC-LLC转换器规格和参数
Figure BDA0003175208590000142
Figure BDA0003175208590000151
所提出的用于EV的LDC的原型包括第一相中的变压器Tx1、Tx2的初级绕组142，第一相中的变压器Tx1、Tx2的初级绕组142的漏电感Lk分别为6.15μH和5.41μH；第二相中的变压器Tx1、Tx2的初级绕组142的漏电感Lk分别为6.00μH和5.65μH；并且第三相中的变压器Tx1、Tx2的初级绕组142的漏电感Lk分别为6.35μH和6.58μH。三相磁性部件之间有差异，但负载电流是平衡的，并且电路运行良好。
图10是示出了根据本公开内容的一些实施方式的多相LLC功率转换器100的效率相对于输出电流的曲线图362、364、366的图表360。具体地，曲线图362示出了在单相模式下操作的多相LLC功率转换器100，其中LLC相102、104、106中的仅一个相是可操作的。曲线图364示出了在两相模式下操作的多相LLC功率转换器100，其中LLC相102、104、106中的两个相是可操作的。曲线图366示出了在三相模式下操作的多相LLC功率转换器100，其中LLC相102、104、106中的所有三个相是可操作的。图10示出了所提出的LDC的效率。当输入电压为380V并且输出电压为14V时，在210A负载电流下实现96.2％的效率。峰值效率为96.7％。当负载电流小时，所提出的LDC可以仅运行一相LLC dc-dc转换器以减少开关损耗；当负载电流中等时，所提出的LDC可以运行两相LLC dc-dc转换器；当负载电流高时，所提出的LDC可以运行三相LLC dc-dc转换器以减少传导损耗。如图10中所示，从10A到80A、80A到150A以及150A到210A，采用一相电路、两相电路和三相电路。因此，可以在所有负载范围内实现高效率。
图11A是示出根据本公开内容的一些实施方式的使用LLC相102、104、106中的单个相的功率转换器的各种参数的曲线图402、404、406、408的图表400。具体地，曲线图402示出了在2V/div下SC1的栅极-源极电压Vgs。曲线图404示出了在2V/div下SC2的栅极-源极电压Vgs；并且曲线图406示出了在2A/div下的初级侧电流ILr；并且曲线图408示出了在25V/div下开关电容器Ca两端的电压VCa。图11A示出了在380V输入、14V/90A输出下一相SCC-LLC谐振转换器的波形。角度α被设置为130°。从图11A中可以看出，只要电容器电压被放电到零，SCC开关就接通。因此，实现了零电压开关。此外，防止体二极管BD承载电流。
图11B是示出根据本公开内容的一些实施方式的使用两个LLC相102、104、106的功率转换器的各种参数的曲线图422、424、426、428的图表420。具体地，曲线图422示出了在25V/div下第一相转换器102中的开关电容器Ca1两端的第一相电压VCa1；曲线图424示出了在25V/div下第二相转换器104中的开关电容器Ca2两端的第二相电压VCa2；曲线图426示出了在5A/div下第一相转换器102中的初级侧电流ILr1；并且曲线图428示出了在5A/div下第二相转换器104中的初级侧电流ILr2。图11B示出了在380V输入、14V/140A输出下两相SCC-LLC谐振转换器的SCC电容器电压和初级侧电流。第一相是参考相，并且其SCC角α1固定为140°。第二相角α2首先被设置为140°，并且不断减小到125°以用于电流共享。这两个转换器的初级侧栅极驱动信号以90°相移操作，以消除电流纹波。
图12A是图表440，其分别示出了在2A/div下以非交错模式操作的三相LLC功率转换器100中的初级侧电流ILr1、ILr2、ILr3的曲线图442、444、446。图12A示出了在没有交错的情况下在380V输入、14V/180A输出下三相SCC-LLC转换器的初级侧电流。第一相也被视为参考相，并且α1被设置为140°。通过使用所提出的控制方法调整第二相的α2和第三相的α3，实现了电流共享。图12B是图表460，其分别示出了在2A/div下以交错模式操作的三相LLC功率转换器100中的初级侧电流ILr1、ILr2、ILr3的曲线图462、464、466。图12B示出了在0°、60°和120°交错情况下、在380V输入、14A/160A输出下的初级侧电流。
操作多相LLC功率转换器100的方法500在图13A至图13B的流程图中示出。方法500包括：在步骤502处，由多个LLC相102、104、106中的每一个的开关级130以开关频率开关输入电力以将开关电力施加到谐振回路132，该谐振回路132具有谐振电感器Lr、谐振电容器Cr以及并联电感Lp。开关电力近似于具有开关频率fsw(也称为AC频率)的交流(AC)波形。
方法500还包括：在步骤504处，改变开关频率fsw以控制多相LLC功率转换器100的输出电压。开关频率fsw也可以称为AC频率或AC开关频率。在一些实施方式中，开关频率fsw超过300kHz。在一些实施方式中，开关频率fsw可以在260kHz与400kHz之间变化。在一些其他实施方式中，开关频率fsw可以在260kHz与380kHz之间变化。在一些实施方式中，高速开关Q1、Q2、Q3、Q4可以以下述操作频率开关：该操作频率的范围在260kHz与380kHz之间。
方法500还包括：在步骤506处，确定LLC相102、104、106中的每一个的谐振频率。该步骤506可以通过测量与谐振频率对应的一个或更多个值例如初级侧电流ILr1、ILr2、ILr3来间接执行。该步骤506可以例如通过改变fsw并监测一个或更多个结果值来实验地执行。
方法500还包括：在步骤508处，计算LLC相102、104、106中的每一个的可控开关电容器(SCC)传导相位角α1、α2、α3以使LLC相102、104、106中的每一个具有相等的谐振频率。
方法500还包括：在步骤510处，通过根据SCC传导相位角α1、α2、α3中相关联的SCC传导相位角操作一个或更多个SCC开关SC1_1、SC2_1、SC1_2、SC2_2、SC1_3、SC2_3来调整多个LLC相102、104、106中的至少一个的谐振电容器Cr的电容。使用第一SCC传导相位角α1操作第一LLC相102的SCC开关SC1_1、SC2_1。同样地，使用第二SCC传导相位角α2操作第二LLC相104的SCC开关SC1_2、SC2_2。同样地，使用第三SCC传导相位角α3操作第三LLC相106的SCC开关SC1_3、SC2_3。
在一些实施方式中，根据相关联的SCC传导相位角α1、α2、α3操作一个或更多个SCC开关SC1_1、SC2_1、SC1_2、SC2_2、SC1_3、SC2_3的步骤510还包括：在子步骤510A处，将SCC开关SC1_1、SC2_1、SC1_2、SC2_2、SC1_3、SC2_3中的一个或更多个驱动到导通状态达到以下时间段：该时间段关于LLC相102、104、106中的对应LLC相中的初级侧电流ILr的过零对称。
方法500还可以包括：在步骤512处，测量LLC相102、104、106中的每一个的谐振回路132中的初级侧电流ILr。
方法500还可以包括：在步骤514处，调整LLC相102、104、106中的一个LLC相的SCC传导相位角α1、α2、α3，该一个LLC相具有与LLC相102、104、106中的另一LLC相的初级侧电流ILr不同的初级侧电流ILr。
调整SCC传导相位角α1、α2、α3的步骤514可以包括：在子步骤514A处，响应于LLC相102、104、106中的一个LLC相的初级侧电流ILr不同于LLC相102、104、106中的另一LLC相的初级侧电流ILr达到超过第一定时阈值N1的时间，来调整LLC相102、104、106中的一个LLC相的SCC传导相位角α1、α2、α3。参考方法600和图14更详细地描述该子步骤514A。
调整SCC传导相位角α1、α2、α3的步骤514可以包括：在子步骤514B处，响应于LLC相102、104、106中的一个LLC相的初级侧电流ILr不同于LLC相中的不同LLC相的初级侧电流102、104、106达到超过第二定时阈值N2的时间，来在第一方向上调整LLC相102、104、106中的一个LLC相的SCC传导相位角α1、α2、α3并且在与第一方向相反的第二方向上调整LLC相102、104、106中的另一LLC相的SCC传导相位角α1、α2、α3。例如，第二LLC相104的第二SCC传导相位角α2可以增加预定量，并且第三LLC相106的第三SCC传导相位角α3可以同时减小预定量。
方法500还可以包括：在步骤516处，启用LLC功率转换器100的少于所有LLC相102、104、106的若干LLC相102、104、106。这可以被称为相去除。控制器可以仅启用与满足多相LLC功率转换器100的输出电流要求所需的一样多的LLC相102、104、106。满足输出电流要求可以包括生成满足负载122的需求的输出电流。替选地或另外地，满足输出电流要求可以包括以使得LLC功率转换器100以最高效率操作的若干LLC相102、104、106操作LLC功率转换器100。例如，并参照图10，LLC功率转换器100可以以一个或两个LLC相中的任一个操作以产生60A的输出电流，但是对于60A的输出电流，一相操作更有效。
图14示出了根据本公开内容的一些实施方式的计算经调整的SCC传导相位角的方法600中的步骤的流程图。方法600可以由控制器例如初级侧控制器240执行。方法600可以以连续循环运行。替选地或附加地，方法600可以周期性地运行，例如以预定的时间间隔运行。方法600开始于步骤602。
方法600包括在步骤604处感测平均电流信号ILr1_avg、ILr2_avg、ILr3_avg。可以使用初级侧电流信号ILr1、ILr2、ILr3的硬件和/或软件处理来执行该步骤604。
方法600包括：在步骤610处，将平均第一电流ILr1_avg与平均第二电流ILr2_avg进行比较以确定平均第一电流ILr1_avg是否大于平均第二电流ILr2_avg。如果如在步骤610处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第二电流ILr2_avg，则方法600继续在步骤612处通过设置ILr1_big＝0来清除标志ILr1_big并且通过设置ILr2_big＝1来设置标志ILr2_big。
如果如在步骤610处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第二电流ILr2_avg，则方法600还继续在步骤613处通过设置第一计数器COUNTl_2＝0来重置第一计数器COUNTl_2并且递增第二计数器COUNT2。如果如在步骤610处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第二电流ILr2_avg，则方法600还继续在步骤614处等待直到第二计数器COUNT2超过第一定时阈值N1。
如果如在步骤10处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第二电流ILr2_avg并且如在步骤614处确定的第二计数器COUNT2超过第一定时阈值N1，则方法600还继续在步骤616处通过添加预定调整量Δα来调整第二传导相位角α2。预定调整量Δα可以是+0.1°，但是预定调整量Δα可以大于或小于0.1°。方法600然后可以通过进行步骤670而结束。
如果如在步骤610处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第二电流ILr2_avg，则方法600继续在步骤618处通过设置ILr1_big＝1来设置标志ILr1_big并且通过设置ILr2_big＝0来清除标志ILr2_big。如果如在步骤610处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第二电流ILr2_avg，则方法600还继续在步骤619处递增第一计数器COUNT1_2并且通过设置COUNT2＝0来重置第二计数器COUNT2。
如果如在步骤610处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第二电流ILr2_avg，则方法600还继续在步骤620处等待直到第一计数器COUNT1_2超过第一定时阈值N1。如果如在步骤610处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第二电流ILr2_avg并且如在步骤620确定的第一计数器COUNT1_2超过第一定时阈值N1，则方法600还继续在步骤622处通过减去预定调整量Δα来调整第二传导相位角α2。预定调整量Δα可以是0.1°，但是预定调整量Δα可以大于或小于0.1°。方法600然后可以通过进行步骤670而结束。
方法600还包括：在步骤630处，将平均第一电流ILr1_avg与平均第三电流ILr3_avg进行比较以确定平均第一电流ILr1_avg是否大于平均第三电流ILr23_avg。如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600继续在步骤632处通过设置ILr1_big＝0来清除标志ILr1_big并且通过设置ILr3_big＝1来设置标志ILr3_big。
如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤633处通过设置第三计数器COUNTl_3＝0来重置第三计数器COUNTl_3并且递增第四计数器COUNT3。如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤634处等待直到第四计数器COUNT4超过第一定时阈值N1。
如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第三电流ILr3_avg并且如在步骤634处确定的第四计数器COUNT3超过第一定时阈值Nl，则方法600还继续在步骤636处通过添加预定调整量Δα来调整第三传导相位角α3。预定调整量Δα可以是+0.1°，但是预定调整量Δα可以大于或小于0.1°。方法600然后可以通过进行步骤670而结束。
如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600继续在步骤638处通过设置ILr1_big＝1来设置标志ILr1_big并且通过设置ILr3_big＝0来清除标志ILr3_big。如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤639处递增第三计数器COUNT1_3并且通过设置COUNT3＝0来重置第四计数器COUNT3。
如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤640处等待直到第三计数器COUNTl_3超过第一定时阈值Nl。
如果如在步骤630处确定的平均第一电流ILr1_avg大于平均第三电流ILr3_avg并且如在步骤640处确定的第三计数器COUNT1_3超过第一定时阈值N1，则方法600还继续在步骤642处通过减去预定调整量Δα来调整第三传导相位角α3。预定调整量Δα可以是+0.1°，但是预定调整量Δα可以大于或小于0.1°。方法600然后可以通过进行步骤670而结束。
方法600包括：在步骤650处，将平均第二电流ILr2_avg与平均第三电流ILr3_avg进行比较以确定平均第二电流ILr2_avg是否大于平均第三电流ILr3_avg。如果如在步骤650处确定的平均第二电流ILr2_avg不大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600继续在步骤652处通过设置ILr23_big＝0来清除标志ILr23_big并且通过设置ILr32_big＝1来设置标志ILr32_big。
如果如在步骤650处确定的平均第一电流ILr1_avg不大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤653处递增第五计数器COUNT32并且通过设置COUNT23＝0来重置第六计数器COUNT23。如果如在步骤650处确定的平均第二电流ILr2_avg不大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤654处等待直到第六计数器COUNT32超过第二定时阈值N2。
如果如在步骤650处确定的平均第二电流ILr2_avg不大于平均第三电流ILr3_avg并且如在步骤654处确定的第六计数器COUNT32超过第二定时阈值N2，则方法600还继续在步骤656处通过减去预定调整量Δα来调整第二传导相位角α2，并且通过添加预定调整量Δα来调整第三传导相位角α3。预定调整量Δα可以是+0.1°，但是预定调整量Δα可以大于或小于0.1°。方法600然后可以通过进行步骤670而结束。
如果如在步骤650处确定的平均第二电流ILr2_avg大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600继续在步骤658处通过设置ILr23_big＝1来设置标志ILr23_big并且通过设置ILr32_big＝0来清除标志ILr32_big。如果如在步骤650处确定的平均第二电流ILr2_avg大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤659处递增第六计数器COUNT23并且通过设置COUNT32＝0来重置第五计数器COUNT32。
如果如在步骤650处确定的平均第二电流ILr2_avg大于平均第三电流ILr3_avg，则方法600还继续在步骤660处等待直到第六计数器COUNT23超过第二定时阈值N2。
如果如在步骤650处确定的平均第二电流ILr2_avg大于平均第三电流ILr3_avg并且如在步骤660处确定的第六计数器COUNT23超过第二定时阈值N2，则方法600还继续在步骤662处通过添加预定调整量Δα来调整第三传导相位角α2，并且通过减去预定调整量Δα来调整第三传导相位角α3。预定调整量Δα可以是+0.1°，但是预定调整量Δα可以大于或小于0.1°。方法600然后可以通过进行步骤670而结束。
结论
在三相LLC谐振转换器中一起应用可变开关频率和全波SCC。频率调制用于在宽输入/输出变化的范围上的输出电压调节。自适应迟滞比较控制方案用于平衡三个转换器之间的电流。该控制方法可以滤除电流感测上的任何意外噪声。低成本MCU可以用于实现控制策略。本公开内容包括对LLC转换器的负载共享特性的分析。提供了输出电压控制和电流共享控制的数字实现方式。构建并测试了250V-430V输入、14V/270A输出、三相SCC-LLC原型。实验结果表明，可以实现良好的电流共享性能。
上述系统、方法和/或过程及其步骤可以以硬件、软件或适于特定应用的硬件和软件的任何组合来实现。硬件可以包括通用计算机和/或专用计算设备或特定计算设备或特定计算设备的特定方面或部件。这些过程可以以一个或更多个微处理器、微控制器、嵌入式微控制器、可编程数字信号处理器或其他可编程设备以及内部和/或外部存储器实现。这些过程还可以或替选地以专用集成电路、可编程门阵列、可编程阵列逻辑或可以被配置成处理电子信号的任何其他设备或设备的组合来实施。还将理解的是，一个或更多个过程可以被实现为能够在机器可读介质上执行的计算机可执行代码。
计算机可执行代码可以使用结构化编程语言例如C、面向对象编程语言例如C++或任何其他高级或低级编程语言(包括汇编语言、硬件描述语言和数据库编程语言和技术)来创建，其可以被存储、编译或解释以在上述设备以及处理器处理器架构的异构组合或不同硬件和软件的组合或任何其他能够执行程序指令的机器之一上运行。
因此，在一方面，上述每种方法及其组合可以以计算机可执行代码实施，该计算机可执行代码当在一个或更多个计算设备上执行时执行其步骤。在另一方面，这些方法可以以执行其步骤的系统来实施，并且可以以多种方式跨设备分布，或者所有功能可以集成到专用的、独立的设备或其他硬件中。在另一方面，用于执行与上述过程相关联的步骤的装置可以包括上述任何硬件和/或软件。所有这样的枚举和组合都旨在落入本公开的范围内。
上述描述并非旨在穷举或限制本公开内容。特定实施方式的各个元素或特征通常不限于该特定实施方式，而是在适用的情况下是可互换的并且可以在选定实施方式中使用，即使未具体示出或描述。其也可以以多种方式改变。这样的变化不应被视为与本公开内容的背离，并且所有这样的修改均旨在被包括在本公开内容的范围内。

Claims (15)

1.一种操作多相LLC功率转换器的方法，包括：
由多个LLC相中的每一个的开关级以开关频率开关输入电力以将开关电力施加到具有谐振电感器、谐振电容器和并联电感的谐振回路，所述开关电力近似于具有开关频率的交流(AC)波形；
改变所述开关频率以控制所述多相LLC功率转换器的输出电压；
计算所述LLC相中的每一个的可控开关电容器(SCC)传导相位角，以使所述LLC相中的每一个具有相等的谐振频率；以及
通过根据所述SCC传导相位角中相关联的SCC传导相位角操作SCC开关来调整所述多个LLC相中的至少一个的所述谐振电容器的电容。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，根据所述SCC传导相位角中相关联的SCC传导相位角操作所述SCC开关还包括：将所述SCC开关驱动到导通状态达到关于所述多个LLC相中的至少一个中的初级侧电流的过零对称的时间段。
3.根据权利要求1所述的方法，还包括：
测量所述LLC相中的每一个的所述谐振回路中的初级侧电流；
调整所述LLC相中的具有不同于所述LLC相中的另一LLC相的初级侧电流的初级侧电流的一个LLC相的SCC传导相位角。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，调整所述LLC相中的具有不同于所述LLC相中的不同LLC相的初级侧电流的初级侧电流的一个LLC相的SCC传导相位角还包括：响应于所述LLC相中的所述一个LLC相的初级侧电流不同于所述LLC相中的另一LLC相的初级侧电流达到超过第一定时阈值的时间，调整所述LLC相中的所述一个LLC相的SCC传导相位角。
5.根据权利要求3所述的方法，其中，调整所述LLC相中的具有不同于所述LLC相中的不同LLC相的初级侧电流的初级侧电流的一个LLC相的SCC传导相位角还包括：
响应于所述LLC相中的所述一个LLC相的初级侧电流不同于所述LLC相中的所述不同LLC相的初级侧电流达到超过第二定时阈值的时间，在第一方向上调整所述LLC相中的所述一个LLC相的所述一个LLC相并且在与所述第一方向相反的第二方向上调整所述LLC相中的另一LLC相。
6.根据权利要求1所述的方法，还包括启用所述LLC功率转换器的若干LLC相，被启用的若干LLC相的数量刚好与满足所述多相LLC功率转换器的输出电流所需的一样多。
7.一种多相LLC功率转换器，包括：
多个LLC相，所述LLC相中的每一个包括谐振回路和开关级，所述谐振回路包括谐振电感器、谐振电容器和并联电感，并且所述开关级被配置成以操作频率开关输入电力以将开关电力施加到所述谐振回路，所述开关电力近似于具有开关频率的交流(AC)波形，
次级侧控制器，其被配置成改变所述开关频率以控制所述多相LLC功率转换器的输出电压；以及
初级侧控制器，其被配置成：计算所述LLC相中的每一个的初始可控开关电容器(SCC)传导相位角，以使所述LLC相中的每一个具有相等的谐振频率；以及根据所述SCC传导相位角中相关联的SCC传导相位角操作SCC开关，以调整所述多个LLC相中的至少一个的所述谐振电容器的电容。
8.根据权利要求7所述的功率转换器，其中，根据所述SCC传导相位角中相关联的SCC传导相位角操作所述SCC开关包括：将所述SCC开关驱动到导通状态达到关于所述多个LLC相中的至少一个中的初级侧电流的过零对称的时间段。
9.根据权利要求7所述的功率转换器，其中，所述初级侧控制器还被配置成：
测量所述LLC相中的每一个的所述谐振回路中的初级侧电流；以及
调整所述LLC相中的具有不同于所述LLC相中的另一LLC相的初级侧电流的初级侧电流的一个LLC相的SCC传导相位角。
10.根据权利要求9所述的功率转换器，其中，调整所述LLC相中的具有不同于所述LLC相中的不同LLC相的初级侧电流的初级侧电流的一个LLC相的SCC传导相位角还包括：响应于所述LLC相中的所述一个LLC相的初级侧电流不同于所述LLC相中的另一LLC相的初级侧电流达到超过第一定时阈值的时间，调整所述LLC相中的所述一个LLC相的SCC传导相位角。
11.根据权利要求9所述的功率转换器，其中，调整所述LLC相中的具有不同于所述LLC相中的不同LLC相的初级侧电流的初级侧电流的一个LLC相的SCC传导相位角还包括：
响应于所述LLC相中的所述一个LLC相的初级侧电流不同于所述LLC相中的所述不同LLC相的初级侧电流达到超过第二定时阈值的时间，在第一方向上调整所述LLC相中的所述一个LLC相的所述一个LLC相并且在与所述第一方向相反的第二方向上调整所述LLC相中的另一LLC相。
12.根据权利要求7所述的功率转换器，其中，所述多个LLC相中的每一个的所述开关级包括一个或更多个氮化镓(GaN)高电子迁移率晶体管(HEMT)；并且
其中，所述开关频率超过300kHz。
13.一种用于电动车辆的低电压DC-DC转换器(LDC)，包括根据权利要求7所述的功率转换器，所述功率转换器被配置成从250VDC到430VDC的输入电力提供9.0VDC到16.0VDC的输出电压。
14.根据权利要求7所述的功率转换器，其中，所述功率转换器具有至少96.7％的峰值效率或至少96.2％的满载效率。
15.根据权利要求7所述的功率转换器，其中，所述功率转换器具有至少约3kW/L的功率密度。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10714985B2 (en) * 2017-10-11 2020-07-14 Spark Connected LLC Wireless power transfer system and method
KR20210127495A (ko) * 2020-04-14 2021-10-22 엘지이노텍 주식회사 영 전압 스위칭 회로 및 이를 포함하는 컨버터
EP4002668A1 (de) * 2020-11-13 2022-05-25 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und schaltung zur regelung eines resonanzwandlers
US12107507B2 (en) * 2021-09-02 2024-10-01 Rivian Ip Holdings, Llc Dual active bridge converter control with switching loss distribution
WO2024017769A2 (en) * 2022-07-18 2024-01-25 Magna powertrain gmbh & co kg Multi-phase power converter with fixed resonant capacitor and switch-controlled capacitor
WO2024017771A1 (en) * 2022-07-18 2024-01-25 Magna powertrain gmbh & co kg Switch-controlled capacitor with asymmetrical operation
CN117728672B (zh) * 2023-12-18 2024-07-26 华中科技大学 一种三相交错llc均流优化方法及系统

Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1350403A (zh) * 1993-11-01 2002-05-22 艾利森电话股份有限公司 在无线通信系统中的通信方法
CN1941593A (zh) * 2005-09-30 2007-04-04 索尼株式会社 开关电源电路
GB201120367D0 (en) * 2011-11-25 2012-01-04 Enecsys Ltd Photovoltaic inverter systems
US8184456B1 (en) * 2008-08-26 2012-05-22 International Rectifier Corporation Adaptive power converter and related circuitry
CN103296882A (zh) * 2013-05-29 2013-09-11 浙江大学 一种具有自动均压功能的dc-dc谐振变换器
CN105530724A (zh) * 2016-01-14 2016-04-27 华南理工大学 基于scc的可均流独立调光多路led驱动电路
US9729070B2 (en) * 2012-09-14 2017-08-08 Ganpower International Inc. Interleaved resonant converter
US9780678B2 (en) * 2009-06-24 2017-10-03 Stmicroelectronics S.R.L. Multi-phase resonant converter and method of controlling it
US9847710B2 (en) * 2015-04-02 2017-12-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Universal system structure for low power adapters
CN107660324A (zh) * 2015-06-01 2018-02-02 密克罗奇普技术公司 用于串联并联谐振功率转换器的初级侧启动方法及电路布置
CN108028606A (zh) * 2015-09-18 2018-05-11 株式会社村田制作所 谐振转换器的模块并联技术
US20180191168A1 (en) * 2017-01-04 2018-07-05 National Instruments Corporation Parallel Interleaved Multiphase LLC Current Sharing Control
CN208063044U (zh) * 2016-10-26 2018-11-06 谷歌有限责任公司 开关槽路转换器

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19829777A1 (de) * 1998-07-03 2000-01-05 Abb Patent Gmbh DC/DC-Konverter
US9293284B1 (en) * 2011-11-22 2016-03-22 Lockheed Martin Corporation Soft-switching gate control
US11362585B2 (en) * 2020-03-13 2022-06-14 Infineon Technologies Austria Ag Multiple-stage power conversion via regulated and unregulated conversion

Patent Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1350403A (zh) * 1993-11-01 2002-05-22 艾利森电话股份有限公司 在无线通信系统中的通信方法
CN1941593A (zh) * 2005-09-30 2007-04-04 索尼株式会社 开关电源电路
US8184456B1 (en) * 2008-08-26 2012-05-22 International Rectifier Corporation Adaptive power converter and related circuitry
US9780678B2 (en) * 2009-06-24 2017-10-03 Stmicroelectronics S.R.L. Multi-phase resonant converter and method of controlling it
GB201120367D0 (en) * 2011-11-25 2012-01-04 Enecsys Ltd Photovoltaic inverter systems
US9729070B2 (en) * 2012-09-14 2017-08-08 Ganpower International Inc. Interleaved resonant converter
CN103296882A (zh) * 2013-05-29 2013-09-11 浙江大学 一种具有自动均压功能的dc-dc谐振变换器
US9847710B2 (en) * 2015-04-02 2017-12-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Universal system structure for low power adapters
CN107660324A (zh) * 2015-06-01 2018-02-02 密克罗奇普技术公司 用于串联并联谐振功率转换器的初级侧启动方法及电路布置
CN108028606A (zh) * 2015-09-18 2018-05-11 株式会社村田制作所 谐振转换器的模块并联技术
CN105530724A (zh) * 2016-01-14 2016-04-27 华南理工大学 基于scc的可均流独立调光多路led驱动电路
CN208063044U (zh) * 2016-10-26 2018-11-06 谷歌有限责任公司 开关槽路转换器
US20180191168A1 (en) * 2017-01-04 2018-07-05 National Instruments Corporation Parallel Interleaved Multiphase LLC Current Sharing Control

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ZHIYUAN HU等: ""Digital implementation of load sharing method for interleaved LLC converters"", 《2013 IEEE 14TH WORKSHOP ON CONTROL AND MODELING FOR POWER ELECTRONICS (COMPEL)》, pages 2 - 4 *

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Publication number Publication date
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EP3884574A1 (en) 2021-09-29
CA3125295A1 (en) 2020-07-30
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EP3884574A4 (en) 2022-01-05

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