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CN112953198B - 开关电源控制器及其控制方法 - Google Patents

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CN112953198B CN202110159783.8A CN202110159783A CN112953198B CN 112953198 B CN112953198 B CN 112953198B CN 202110159783 A CN202110159783 A CN 202110159783A CN 112953198 B CN112953198 B CN 112953198B
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Abstract

本申请公开了一种开关电源控制器及其控制方法，通过使得抖频幅度根据开关管的开关周期与导通时间以及电感的去磁时间的和的比值自适应调节，即根据负载情况自适应决定抖频幅度，最终保证开关周期的抖动幅度是恒定的，抖频幅度也是固定的。本发明的开关电源控制器，在重载时，使得抖频的效果不会因为开关频率本身的下降而减弱从而改善传导电磁干扰。

Description

开关电源控制器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种开关电源控制器及其控制方法。
背景技术
开关电源在工作过程中由于开关管的高速开关动作产生严重的电磁干扰。如何降低电磁干扰噪声使得电源产品达到相关标准，是业界普遍关注的一个问题。传统的减小开关电源的电磁干扰噪声的方法是在电路中加入EMI滤波器，这不仅会导致电源的体积和成本增加、高频性能下降，同时也增大了损耗。
抖频控制是一种有效改善传导电磁干扰的方法，现在已被集成开关电源芯片所采用而大量应用于小功率开关电源产品中。该方法通过使开关电源的工作频率周期性或非周期性地在一定的范围内变化，使得谐波干扰能量得以分散，从而达到满足EMI标准的目的。
然而，现有开关电源中抖频控制的原理是改变开关电源的系统开关频率。虽然可以改善传导电磁干扰，但由于系统开关频率的变化，开关管的导通时刻将偏离理想时刻。此外，由于开关管在高电压下导通切换，甚至可能产生附加的电磁辐射，导致EMI劣化。
因此，期望进一步改善开关电源抖频控制以减少开关管的导通损耗和电磁辐射。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种开关电源控制器及其控制方法，以采用抖频控制改善传导电磁干扰。
根据本发明的第一方面，提供一种开关电源控制器，包括：
抖频控制电路，用于产生自适应的抖频信号，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变；
叠加电路，用于将所述抖频信号与反馈控制信号或者电感电流采样信号相叠加以产生叠加信号；
比较器，用于将所述叠加信号与所述电感电流采样信号或者所述反馈控制信号相比较以产生控制开关管的开关管控制信号。
优选地，所述抖频控制电路通过使得所述抖频信号的幅值与所述开关管的开关周期成正比例关系，且与所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和成反比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
优选地，所述抖频控制电路通过使得所述抖频信号的幅值，与所述开关管的开关周期与导通时间以及电感的去磁时间的和的比值成比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
优选地，所述抖频信号的幅值还与所述反馈控制信号成正比例关系。
优选地，所述抖频信号为三角波信号，所述抖频信号的幅值为三角波信号的峰峰值。
优选地，所述抖频控制电路在负载处于第一阈值至满载范围内时，产生自适应的所述抖频信号，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
优选地，所述抖频控制电路包括误差放大器，用以输出表征所述抖频信号幅值信息的中间信号，其同相输入端接收所述反馈控制信号，反相输入端接收与所述中间信号自适应成比例关系的反相输入信号。
优选地，所述抖频控制电路还包括反相输入信号产生电路，其用于将所述中间信号与自适应的比例系数相乘，其中，所述比例系数为所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和与所述开关管的开关周期的比值。
优选地，所述抖频控制电路还包括抖频信号产生电路，其用于根据所述中间信号，产生峰峰值为所述中间信号幅值的三角波信号作为所述抖频信号。
优选地，所述反相输入信号产生电路包括开关电路以及滤波电路，其中，所述开关电路用于在所述开关管的第一时段将所述中间信号传递至所述滤波电路，在第一时段以外的其他时段将所述滤波电路接地，所述第一时段为所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和，在所述滤波电路的输出端产生所述反相输入信号。
优选地，所述开关电路包括第一开关以及第二开关，所述第一开关的第一端接收所述中间信号，第二端连接至所述滤波电路的输入端，所述第二开关的第一端连接至所述滤波电路的输入端，第二端接参考地，其中，所述第一开关与所述第二开关互补导通，且所述第一开关在所述第一时段导通。
根据本发明的第二方面，提供一种开关电源控制方法，包括：
产生自适应的抖频信号，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变；
将所述抖频信号与反馈控制信号或者电感电流采样信号相叠加以产生叠加信号；
将所述叠加信号与所述电感电流采样信号或者所述反馈控制信号相比较以产生控制开关管的开关管控制信号。
优选地，所述抖频信号的幅值与所述开关管的开关周期成正比例关系，且与所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和成反比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
优选地，所述抖频信号的幅值还与所述反馈控制信号成正比例关系。
本发明的开关电源控制器及其控制方法，通过使得抖频幅度根据开关管的开关周期与导通时间以及电感的去磁时间的和的比值自适应调节，即根据负载情况自适应决定抖频幅度，最终保证开关周期的抖动幅度是恒定的，抖频幅度也是固定的。本发明的开关电源控制器，在重载时，使得抖频的效果不会因为开关频率本身的下降而减弱从而改善传导电磁干扰。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为反激式(flyback)拓扑的开关电源的示意性框图；
图2为一个根据现有技术的开关电源控制器的示意性框图；
图3为另一个根据现有技术的开关电源控制器的示意性框图；
图4为根据本发明的开关电源控制器中抖频控制电路的结构图；
图5为根据本发明的开关电源的波形图；
图6为根据本发明的另一个开关电源控制器的示意性框图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1为反激式拓扑的开关电源的示意性框图。所述开关电源采用反激式拓扑结构。开关电源包括变压器T。变压器T具有原边绕组Np、副边绕组Ns和辅助绕组Na，用于传递能量和信号反馈。在原边侧，外部交流输入经整流滤波之后，作为输入电压Vin，输入至所述变压器T的原边绕组Np的第一端。开关管S和采样电阻Rs串联连接在变压器T的原边绕组Np的第二端与地之间。在副边侧，变压器T的副边绕组Ns的第一端与二极管D连接，且在二极管D的阴极和地之间并联连接电容Co，在电容Co的两端产生输出电压Vo。
变压器T的辅助绕组Na的第一端作为反馈端，第二端接地。电阻R1和R2组成分压网络，从辅助绕组Na的第一端获取表征副边输出电压的电压反馈信号VFB。电压反馈电路从变压器T的辅助绕组Na获取电压反馈信号VFB。开关电源控制器10从采样电阻Rs获取原边绕组Np的电感电流采样信号Vcs，从电压反馈电路获取副边电压的电压反馈信号VFB。开关电源控制器10根据电感电流采样信号Vcs和电压反馈信号VFB，产生开关管控制信号Vg，从而控制开关管S的开关状态。例如，该开关管控制信号Vg是具有占空比的脉宽调制(PWM)信号，使得开关管S在导通状态和断开状态之间切换。
这里，需要说明的是，本发明实施例只是提供了一种获取电感电流采样信号Vcs和电压反馈信号VFB的方案，在其他实施方式中，也可以采用其他可能的方式获取电路中的采样或者反馈信号。
在开关管S导通时，变压器T的原边绕组Np承受正电压Vin，原边电感电流IL从零开始线性上升。当该电流在采样电阻Rs上产生的采样信号Vcs达到反馈控制信号Vcomp时，开关管S关断。反馈控制信号Vcomp表征原边电感电流的极限值。在一个实施例中，反馈控制信号Vcomp用以表征上述表征副边输出电压的电压反馈信号VFB与参考电压的误差。
在开关管S关断时，副边二极管D续流，等效到副边绕组承受负电压Vo。此时原边电感电流IL线性下降。在准谐振模式，开关管S在其源漏电压波形的谷底才再次导通。在准谐振模式，反馈控制信号Vcomp决定了开关管S的导通时间和副边二极管D的续流时间，也就是决定了开关频率。
图2为根据现有技术的开关电源控制器10的示意性框图。所述开关电源控制器10包括比较器101以及RS触发器102。比较器101的同相输入端接收电感电流采样信号Vcs，反相输入端接收反馈控制信号Vcomp。比较器1101的输出端提供断开信号。RS触发器102的置位端S接收导通信号，复位端R接收断开信号，并且输出端Q产生开关管控制信号Vg。
在开关管S导通期间，电感电流采样信号Vcs线性上升。当电感电流采样信号Vcs达到反馈控制信号Vcomp时，该断开信号为高电平。RS触发器102的输出端Q转变为低电平；在开关管S断开之后，当导通信号转变为高电平时，RS触发器提供高电平的开关管控制信号Vg，使得开关管S再次导通。然后，进入下一个开关周期。
图3为根据现有技术的采用抖频控制的开关电源控制器20的示意性框图。在现有的抖频控制中，通过叠加一抖频信号Vjitter改变反馈控制信号Vcomp的幅值，就可以改变开关频率，从而实现抖频控制。
众所周知，开关电源在以固定频率工作，会产生电磁干扰，其中传导干扰主要集中在1、2、3倍频的频率点。在开关频率非常固定的情况下，在1、2、3倍频处的能量是非常集中的，传导测试中上述频率点的尖峰非常高，必须采用更强的滤波电路才能满足电磁兼容的要求。
现有的一种抖频控制方法是在30％-100％负载下将抖频信号Vjitter的抖频幅度固定，但是，这样的做法有两个缺点：一是在30％-50％负载时，抖频会导致纹波较大；二是在25％和10％负载下，无抖频控制参与，导致传导干扰无法优化。
现有的另一种抖频控制方法是由负载情况决定抖频信号Vjitter的抖频幅度。也即在重载时抖频幅度大，轻载时抖频幅度小。这样的做法同样有两个问题：一是轻载时抖频幅度小会造成抖频效果差；二是25％和10％载下，同样没有抖频，导致传导干扰无法优化。
为了解决上述问题，本发明提出一种新的抖频控制方法。在负载处于第一阈值至满载范围内时(例如30％-100％的重载工况)，产生自适应的所述抖频信号，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
图4为根据本发明的开关电源控制器30的结构图。所述开关电源控制器30包括比较器301、RS触发器302、抖频控制电路303以及叠加电路304。
抖频控制电路303，用于产生自适应的抖频信号Vjitter2，从而使得在不同负载的工况下，开关电源中开关管的工作频率f抖动的幅度不变。叠加电路304，用于将反馈控制信号Vcomp与抖频信号Vjitter2相叠加以产生叠加信号Vcomp1。比较器301，用于将所述叠加信号Vcomp1与电感电流采样信号Vcs相比较，并在电感电流采样信号Vcs上升至叠加信号Vcomp1时产生控制开关电源中的开关管断开的开关管控制信号。
比较器301的同相输入端接收电感电流采样信号Vcs，反相输入端接收叠加信号Vcomp1，比较器301的输出端提供断开信号Vr。RS触发器302的置位端S接收导通信号Vs，复位端R接收断开信号Vr，并且输出端Q产生开关管控制信号Vg。
抖频控制电路303通过使得抖频信号Vjitter2的幅值与所述开关管S的开关周期T成正比例关系，且与所述开关管S的导通时间Ton以及电感的去磁时间Tdis的和成反比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。也即，抖频信号Vjitter2的幅值，与所述开关管S的开关周期T与导通时间Ton以及电感的去磁时间Tdis的和的比值成比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。进一步地，抖频信号Vjitter2的幅值还与反馈控制信号Vcomp成正比例关系。在本发明中，优选地，抖频信号Vjitter2为三角波信号，所述抖频信号Vjitter2的幅值指的是所述三角波信号的峰峰值。在其他实施例中，抖频信号Vjitter2也可以为正弦波信号，只要其峰峰值的幅值满足上述关系即可。
图5为根据本发明的开关电源的波形图。这里示出了反激式变换器的主开关管S的漏源电压Vds的波形，在导通时间Ton内，开关管S导通，其漏源电压Vds接近零电压，在去磁时间Tdis内，变压器T的副边绕组Ns的电压被嵌位于输出电压Vo，变压器T中存储的能量通过二极管D释放到输出端，在去磁时间Tdis结束后，二极管D反向不导通，副边绕组Ns不再被嵌位，变压器T的初级感量与寄生电容产生谐振，并在合适时刻开始下一开关周期，且在去磁时间Tdis的结束时刻，由于漏源电压Vds会小于一定阈值而容易被检测到，因此便于获取去磁时间Tdis。
抖频控制电路303包括误差放大器3031、反相输入信号产生电路3032以及抖频信号产生电路3033。具体地，误差放大器3031，用以输出表征抖频信号Vjitter2幅值信息的中间信号Vjitter1，误差放大器3031的同相输入端接收反馈控制信号Vcomp，反相输入端接收与中间信号Vjitter1自适应成比例关系的反相输入信号。这里，需要说明的是，误差放大器3031的同相输入端接收反馈控制信号Vcomp，也可以是经过一定比例分压后得到的反馈控制信号Vcomp与比例系数k的乘积，例如，在本发明实施例中，经过电阻R3和R4的分压后，比例系数k为R4/(R3+R4)，则误差放大器3031的同相输入端接收到的信号为Vcomp*k。
反相输入信号产生电路3032，其用于将中间信号Vjitter1与自适应的比例系数相乘，以获得输入误差放大器3031的反相输入端的信号Vinv。其中，所述自适应的比例系数为所述开关管S的导通时间Ton以及电感的去磁时间Tdis的和与所述开关管S的开关周期T的比值。
反相输入信号产生电路3032包括开关电路以及滤波电路，如图4所示，其中，所述开关电路用于在所述开关管S的第一时段T1将中间信号Vjitter1传递至所述滤波电路，在第一时段T1以外的其他时段T2将所述滤波电路接地，第一时段T1为所述开关管S的导通时间Ton以及电感的去磁时间Tdis的和，且第一时段T1以及其他时段T2的和为所述开关管S的开关周期T。在所述滤波电路的输出端产生反相输入信号Vinv。所述开关电路包括第一开关K1以及第二开关K2，第一开关K1的第一端接收中间信号Vjitter1，第二端连接至所述滤波电路的输入端，第二开关K2的第一端连接至所述滤波电路的输入端，第二端接参考地，其中，第一开关K1与第二开关K2互补导通，且第一开关K1在第一时段T1导通。所述滤波电路为由电阻R5和电容C1构成的RC滤波器，其中，电阻R5的第一端为滤波电路的输入端，且与第一开关K1连接，第二端与电容C1连接，电容C1的另一端接参考地，并在电阻R5和电容C1的公共节点产生反相输入端的信号Vinv。可以理解的的是，所述滤波电压也可以采用其他结构的滤波器实现，只要具有相似的滤波功能即可。
抖频信号产生电路3033，其用于根据中间信号Vjitter1，产生峰峰值为中间信号Vjitter1的三角波信号作为抖频信号Vjitter2。在一种实施方式中，抖频信号Vjitter2的值在-1/2Vjitter1～1/2Vjitter1之间变化；在其他实施方式中，抖频信号Vjitter2的值也可以在0～+Vjitter1或者0～-Vjitter1之间变化。当然，在其他实施例中，抖频信号Vjitter2也可以为正弦波信号，而不必限制于本发明实施例中的三角波信号。
该实施例提供了一种通过改变开关管导通时间从而改变开关频率的抖频方法。由于将抖频信号Vjitter2叠加到反馈控制信号Vcomp上去控制开关管的导通时间Ton，而根据伏秒平衡规律可知，Tdis会随着Ton的变化而变化，从而开关周期T也会随之改变，进而达到改变开关频率的目的。
以下根据图4，进一步分析抖频控制电路303的工作原理：
开关频率(周期)抖动的幅度见公式1，ΔT为开关周期T的抖动幅度，ΔVcomp为反馈控制信号Vcomp的抖动幅度，
在图4中，反馈控制信号Vcomp的抖动的幅度为；
公式2可以转换为以下公式3；
由于，公式3中的中间信号Vjitter1就是公式1中的△Vcomp，用Vjitter1代替公式1中的△Vcomp，可以得到以下公式4；
因此可知，不管负载是30％、50％还是100％，抖频幅度会根据开关管S的开关周期T与导通时间Ton以及电感的去磁时间Tdis的和的比值自适应调节，即根据负载情况自适应决定抖频幅度，最终保证开关周期的抖动幅度是恒定的k，抖频幅度也是固定的k。本发明的开关电源控制器，在重载时，使得抖频的效果不会因为频率本身的下降而减弱从而改善传导电磁干扰。
图6为根据本发明的另一个开关电源控制器40的结构图。所述开关电源控制器40包括比较器401、RS触发器402、抖频控制电路403以及叠加电路404。其中，RS触发器402、抖频控制电路403分别与上一个实施例中RS触发器302、抖频控制电路303结构和工作原理完全相同，在此不再赘述。本发明实施例与上一个实施例的区别在于，叠加电路404用于将电感电流采样信号Vcs与抖频信号Vjitter2相叠加以产生叠加信号Vcs1，从而，相应地，比较器401，用于将所述叠加信号Vcs1与反馈控制信号Vcomp相比较，并在叠加信号Vcs1上升至反馈控制信号Vcomp时产生控制开关电源中的开关管断开的开关管控制信号。
开关电源控制器40同样是提供了一种通过改变开关管导通时间从而改变开关频率的抖频方法。由于将抖频信号Vjitter2叠加到电感电流采样信号Vcs上去控制开关管的导通时间Ton，而根据伏秒平衡规律可知，Tdis会随着Ton的变化而变化，从而开关周期T也会随之改变，进而达到改变开关频率的目的。同时，抖频幅度会根据开关管S的开关周期T与导通时间Ton以及电感的去磁时间Tdis的和的比值T/(Ton+Tdis)自适应调节，即根据负载情况自适应决定抖频幅度，最终保证开关周期的抖动幅度是恒定的k，抖频幅度也是固定的k。本发明的开关电源控制器，在重载时，使得抖频的效果不会因为开关频率本身的下降而减弱从而改善传导电磁干扰。本领域技术人员应可以理解，在本发明的范围内存在不同的电路变化。实施例中示出的电路组件可以以不同的布置或顺序放置，但是仍然落入本发明的范围内，并且提供在所描述的实施例中最初布置或排序的电路所描述的功能。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种开关电源控制器，包括：
抖频控制电路，用于根据开关管的开关周期，所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间产生自适应的抖频信号，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变；
叠加电路，用于将所述抖频信号与反馈控制信号或者电感电流采样信号相叠加以产生叠加信号；
比较器，用于将所述叠加信号与所述电感电流采样信号或者所述反馈控制信号相比较以产生控制所述开关管的开关管控制信号。
2.根据权利要求1所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频控制电路通过使得所述抖频信号的幅值与所述开关管的开关周期成正比例关系，且与所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和成反比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
3.根据权利要求1所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频控制电路通过使得所述抖频信号的幅值，与所述开关管的开关周期与导通时间以及电感的去磁时间的和的比值成比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
4.根据权利要求2或3所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频信号的幅值还与所述反馈控制信号成正比例关系。
5.根据权利要求2或3所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频信号为三角波信号，所述抖频信号的幅值为三角波信号的峰峰值。
6.根据权利要求1所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频控制电路在负载处于第一阈值至满载范围内时，产生自适应的所述抖频信号，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
7.根据权利要求1所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频控制电路包括误差放大器，用以输出表征所述抖频信号幅值信息的中间信号，其同相输入端接收所述反馈控制信号，反相输入端接收与所述中间信号自适应成比例关系的反相输入信号。
8.根据权利要求7所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频控制电路还包括反相输入信号产生电路，其用于将所述中间信号与自适应的比例系数相乘，其中，所述比例系数为所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和与所述开关管的开关周期的比值。
9.根据权利要求7所述的开关电源控制器，其特征在于，所述抖频控制电路还包括抖频信号产生电路，其用于根据所述中间信号，产生峰峰值为所述中间信号幅值的三角波信号作为所述抖频信号。
10.根据权利要求8所述的开关电源控制器，其特征在于，所述反相输入信号产生电路包括开关电路以及滤波电路，其中，所述开关电路用于在所述开关管的第一时段将所述中间信号传递至所述滤波电路，在第一时段以外的其他时段将所述滤波电路接地，所述第一时段为所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和，在所述滤波电路的输出端产生所述反相输入信号。
11.根据权利要求10所述的开关电源控制器，其特征在于，所述开关电路包括第一开关以及第二开关，所述第一开关的第一端接收所述中间信号，第二端连接至所述滤波电路的输入端，所述第二开关的第一端连接至所述滤波电路的输入端，第二端接参考地，其中，所述第一开关与所述第二开关互补导通，且所述第一开关在所述第一时段导通。
12.一种开关电源控制方法，包括：
根据开关管的开关周期，所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间产生自适应的抖频信号，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变；
将所述抖频信号与反馈控制信号或者电感电流采样信号相叠加以产生叠加信号；
将所述叠加信号与所述电感电流采样信号或者所述反馈控制信号相比较以产生控制开关管的开关管控制信号。
13.根据权利要求12所述的开关电源控制方法，其特征在于，所述抖频信号的幅值与所述开关管的开关周期成正比例关系，且与所述开关管的导通时间以及电感的去磁时间的和成反比例关系，从而使得在不同负载的工况下，开关频率抖动的幅度不变。
14.根据权利要求13所述的开关电源控制方法，其特征在于，所述抖频信号的幅值还与所述反馈控制信号成正比例关系。
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