CN1129286C

CN1129286C - 数字解调器

Info

Publication number: CN1129286C
Application number: CN99802349A
Authority: CN
Inventors: 加藤久和; 桥本明记; 岩馆祐一; 渋谷一彦; 峰松史明; 伊藤重之; 齐藤知弘; 白石宪一; 堀井昭浩; 松田昇治; 新城壮一
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1998-01-30
Filing date: 1999-01-29
Publication date: 2003-11-26
Anticipated expiration: 2019-01-29
Also published as: WO1999039486A1; DE1052819T1; CN1288627A; CA2318759C; EP1052819B1; JPH11220504A; EP1052819A1; US6813321B1; JP3392037B2; EP1052819A4; DE69932411D1; CA2318759A1; DE69932411T2

Abstract

提供一种将不需要绝对定相电路的数字解调器。已知模式BPSK信号发生电路6与所接收的数字调制波中的已知模式BPSK信号同步生成与所接收数字调制波中的已知模式BPSK信号相同的已知模式BPSK信号，载波再生相位误差检测电路7具有一个相位误差表，其中解调基带信号的信号点位置中的一个参考相位被设置为收敛点，发送与根据解调基带的信号点位置确定的相位和相位收敛点之间的相位误差相对应的相位误差电压，通过根据已知模式BPSK信号发生电路6输出的已知模式BPSK信号使能控制载波再生环路滤波器8，平滑滤波相位误差电压，当根据平滑滤波的输出控制再生载波的频率时，执行载波再生，以便信号点位置的相位与相位收敛点一致。

Description

数字解调器

技术领域

本发明涉及一种用于接收BS数字广播的数字广播接收机的数字解调器，尤其涉及一种用于接收数字调制波的数字广播接收机的数字解调器，其中调制波是分别具有不同必需C/N值(载波功率与噪声功率之比)的多种调制系统经时分复用以便传输的结果。

背景技术

在BS数字广播系统中，当在具有不同必需C/N值的多种调制系统中发送的全部是主信号的诸如8PSK调制波、QPSK调制波和BPSK调制波的数字调制波在每个特定间隔被组合并被添加到重复地逐帧进行传输的分级传输系统中时，采用在其中插入使得能够以低C/N值进行接收的脉冲串码元信号的系统。脉冲串码元信号是以已知PN码BPSK调制后的信号。

而且，在这种分级调制系统中，也以预定方式形成并BPSK调制帧同步模式和超帧识别信号。另外，在数字广播接收机中，在用于解码的数字解调器或解调基带信号的解码器等装置中执行使接收相位与发送方的相位相对应的绝对定相。因此，在分级传输系统中，帧同步信号、用于传输复用配置识别的随后所述的TMCC信号和脉冲串码元信号经过BPSK解调，并根据所接收的帧同步模式的接收相位(绝对相位接收和反转相位接收)，执行绝对定相。

然而，在集成数字解调器时，存在一个问题，由于绝对定相电路，增加了数字解调器所需的面积。

本发明的目的是提供一种不需要绝对定相电路的数字解调器。

发明内容

根据本发明，用于接收和发送通过由多个调制系统调制时分复用波所产生的数字调制波的数字广播的接收机的数字解调器包括：已知模式信号发生装置，用于与所接收的数字调制波的已知模式信号同步生成与所接收数字调制波中的已知模式BPSK信号相同的已知模式信号；载波再生相位误差检测装置，包括一个相位误差表，该相位误差表把BPSK解调基带信号的信号点位置的两个参考相位之中的一个参考相位作为收敛点，用于发送基于根据解调基带信号的信号点位置获得的相位和相位收敛点之间相位误差的相位误差输出；和载波再生环路滤波器，根据已知模式信号发生装置输出的已知模式信号控制其使能，平滑滤波在使能期间输出的相位误差，其中通过控制再生载波的频率执行载波再生，以便根据载波再生环路滤波器的输出，上述信号点位置的相位与相位收敛点一致。

在根据本发明的数字解调器中，已知模式信号发生装置与所接收数字调制波中的已知模式BPSK信号同步生成与所接收数字调制波中的已知模式BPSK信号相同的已知模式信号，从载波再生相位误差检测装置检测根据从解调基带信号的信号点位置所获得的相位和相位收敛点之间相位误差的相位误差输出，该装置仅包括把BPSK解调基带信号的信号点位置的参考相位之中的一个参考相位作为收敛点的相位误差表，用于相位误差检测，并根据已知模式信号发生装置输出的已知模式BPSK信号控制使能，由载波再生环路滤波器平滑滤波在使能期间输出的相位误差，通过控制再生载波频率执行载波再生，以便根据载波再生环路滤波器的输出，上述信号点位置的相位与相位收敛点一致，因而，因为接收信号的相位点收敛到绝对相位，接收信号经过绝对定相，并且将不需要绝对定相电路。

根据本发明的数字解调器的优点在于仅有一个相位误差表，对于不使能载波再生环路滤波器的这种已知模式BPSK信号的电平期间，对于TMCC期间，对于主信号BPSK信号期间，对于QPSK信号期间，和对于8PSK信号期间，停止滤波器操作，因此，对于不使能载波再生环路滤波器的这种已知模式BPSK信号的电平期间，对于TMCC期间，对于主信号BPSK信号期间，对于QPSK信号期间，和对于8PSK信号期间，根据解调基带信号的信号点位置获得的相位与相位误差表中的参考相位比较，以便发送相位误差输出，但在该期间，载波再生环路滤波器将停止其操作，不会导致麻烦。

附图简要说明

图1是表示根据本发明一种实施例的数字解调器结构的方框图；

图2(a)-2(g)表示将提供给根据本发明实施例的数字解调器的信号帧的方框图，并表示信号Rs、A1、A0、As、Bs和SF的波形；

图3是表示根据本发明实施例的数字解调器中运算电路和数控振荡器的结构的方框图；

图4(a)和4(b)是表示将提供给根据本发明实施例的数字解调器的信号帧中超帧识别模式的解释图；和

图5(a)和5(b)是根据本发明实施例的数字解调器中相位误差表的解释图。

本发明的实施例

将利用如下实施例说明根据本发明的数字解调器。

图1是表示根据本发明实施例的数字解调器结构的方框图。

在说明根据本发明实施例的数字解调器之前，将说明分级调制系统的帧结构。图2(a)示出了分级调制系统帧结构的一个例子。一帧由一个192个码元的报头部分和由多对203个码元和4个码元组成的39936个码元构成。

更详细地，帧结构以下述顺序构成：构成报头的32个码元的帧同步模式(BPSK)(其中使用预定的20个码元)，用于传输复用配置识别的128个码元的TMCC(传输和复用配置控制)模式(BPSK)和32个码元的超帧识别信息模式(其中使用预定的20个码元)，报头之后的203个码元的主信号(TC8PSK)，用每个帧周期设置的伪随机信号经BPSK调制的4个码元的脉冲串码元信号(在图2(a)中表示为BS)，203个码元的主信号(TC8PSK)，4个码元的脉冲串码元信号，……，203个码元的主信号(QPSK)，4个码元的脉冲串码元信号，203个码元的主信号(BPSK)和4个码元的脉冲串码元信号。在此，8帧称为一个超帧，超帧识别信息模式是用于超帧识别的信息。

现在，将继续说明如图1所示根据本发明实施例的数字解调器。根据本发明实施例的数字解调器包括运算电路1、数控振荡器(NCO)2、包括数字滤波器并呈现升余弦特性的滚降滤波器3、帧同步定时电路4、传输模式判断电路5、生成与起始帧同步的已知模式BPSK信号的已知模式信号发生电路6、具有用于载波再生的相位误差表并发送用于载波再生的与滚降滤波器3输出的解调基带信号相对应的相位误差电压的载波再生相位误差检测电路7、包括低通数字滤波器的载波再生环路滤波器8，该低通数字滤波器由已知模式信号发生电路6的输出有选择地使能并平滑滤波相位误差电压、和根据载波再生环路滤波器8的输出向数控振荡器2发送AFC信号的AFC电路9。

如图3所示，数控振荡器2包括输出具有相反极性的正弦波数据23a和23b的正弦表23和输出余弦波数据24a和24b的余弦表24，并根据AFC电路9的输出，输出具有相反极性的正弦波数据23a和23b和余弦波数据24a和24b，并与AFC电路9合作输出具有相反极性基本构成再生载波的正弦波信号和余弦波信号。

如图3所示，运算电路1包括：将在I轴被准同步检测的基带信号“i”和正弦波数据23a相乘的乘法器1a，将基带信号“i”和余弦数据24a相乘的乘法器1b，将在Q轴被准同步检测的基带信号“q”和具有相反极性的正弦波数据23b相乘的乘法器1d，将基带信号“q”和余弦波数据24b相乘的乘法器1e，将乘法器1b的输出和乘法器1d的输出相加并将结果输出为基带信号I的加法器1c，将乘法器1a的输出和乘法器1e的输出相加并将结果输出为基带信号Q的加法器1f，接收数控振荡器2的输出，使基带信号“i”和“q”经频率同步，并分别发送给滚降滤波器3，输出频率同步后的基带信号I和Q。

帧同步定时电路4接收滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD，并将TMCC模式发送给传输模式判断电路5。根据TMCC模式的解码结果，传输模式判断电路5将两比特的传输模式信号发送给帧同步定时电路4，该信号对应于作为高等级信号的8PSK信号(已在8PSK调制波上解调的解调输出被表示为8PSK信号)，作为低等级信号的QPSK信号(已在QPSK调制波上解调的解调输出被表示为QPSK信号)和作为低等级信号的BPSK信号(已在BPSK调制波上解调的解调输出被表示为BPSK信号)。

帧同步定时电路4接收基带信号ID和QD并检测帧同步模式以将帧同步信号FSYNC输出给AFC电路9，并使AFC电路9逐帧执行AFC操作，接收传输模式判断电路5输出的传输模式信号，输出如图2(b)所示与帧同步模式报头同步的信号Rs、并在图2(c)所示的信号A1和图2(d)所示的信号A0上执行处理，信号A1在BPSK信号期间具有高电平，信号A0在帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间和QPSK信号期间具有高电平，并且输出如图2(e)所示在帧同步模式期间具有高电平的信号As，如图2(f)所示在脉冲串码元信号期间具有高电平的信号Bs和如图2(g)所示在超帧识别模式期间具有高电平的信号SF。

接着，将说明超帧识别模式。图4(a)是超帧识别模式的解释图，W₁表示对于所有帧都相同的帧同步模式。在图4(a)中，模式W₂和W₃表示超帧识别模式，从每帧提取帧同步模式和超帧识别模式以便说明。对于起始帧，超帧识别模式是W₂模式，而对于从第二帧到第八帧的所有七帧上的超帧识别模式是W₃，模式W₃由W₂的反转模式构成。

如图4(b)所示，帧同步定时电路4输出超帧识别模式识别信号，该信号在起始帧的超帧识别模式W₂期间是低电平，作为识别超帧识别模式的信号，在随后七帧的超帧识别模式W₃期间是高电平。

已知模式信号生成路6包括帧同步模式发生电路61、超帧识别模式发生电路62、脉冲串码元模式发生电路63、异或电路64、非门65和66和或门电路67，并从或门电路67向载波再生环路滤波器8输出已知模式信号作为使能信号。

帧同步模式发生电路61由信号Rs复位，接收信号As即帧同步模式期间的信号作为使能信号，并发送与比特时钟信号同步的构成帧同步模式的信号。该信号在非门65中被反转，反转信号经或门电路67被发送给载波再生环路滤波器8作为使能信号。例如，在高电平时将指示使能。

超帧识别模式发生电路62由信号Rs复位，接收信号SF即超帧识别模式期间的信号作为使能信号，并顺序向异或电路64发送与比特时钟信号同步的构成起始帧的超帧识别模式W₂。该信号经过与帧同步定时电路4输出的超帧识别模式识别信号的异或操作并经过反转，被发送给或门电路67。

因此，通过超帧识别模式发生电路62输出的超帧识别模式识别信号，从异或电路64发送用于起始帧的超帧识别模式W₂和用于随后七帧由模式W₂反转的模式W₃。因此，从异或电路64，如图4(a)所示的超帧识别模式信号W₂、W₃、W₃、W₃、W₃、W₃、W₃和W₃将经或门电路67从起始帧到第八帧逐帧发送给载波再生环路滤波器8作为使能信号。例如，在高电平时将指示使能。

脉冲串码元模式发生电路63由信号Rs复位，接收信号Bs即脉冲串码元模式期间的信号作为使能信号，并与比特时钟信号同步，连续向非门66发送脉冲串码元信号，该信号在非门66中被反转以便发送。反转信号作为使能信号经或门电路67被发送。例如，在高电平时，将指示使能。

因此，在帧同步模式的反转信号、在逐帧的基础上与帧号相对应的图4(a)所示的超帧识别模式的反转信号和脉冲串码元信号的反转信号的高电平期间，已知模式信号发生电路6将使能载波再生环路滤波器8。

接收滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD，载波再生相位误差检测电路7检测相位基带信号ID和QD之一的相位与其参考相位之间的相位误差。在此，参考载波再生相位误差表根据基于基带信号ID和QD的信号点位置获得基带信号ID和QD的相位误差，并发送基于相位误差的相位误差电压值。

更详细地，载波再生相位误差检测电路7包括如图5(a)所示具有基带信号ID和QD的参考相位之一的相位收敛点(0(2π)弧度)的载波再生相位误差表，根据基带信号ID和QD的信号点位置获取相位，从载波再生相位误差表获取基于所述相位与参考相位之一之间相位误差的相位误差电压，并发送给载波再生环路滤波器8。

然后，当根据输入给载波再生相位误差检测电路7的基带信号ID和QD的信号点位置获得的相位是在从不小于π弧度到不大于0(2π)弧度的递增方向上的相位时，输出如图5(a)和5(b)所示的负相位误差电压值，当相位是从小于π弧度到0(2π)弧度的递减方向上的相位时，输入如图5(a)和5(b)所示的正相位误差电压值，并在向其提供该相位误差电压的AFC电路9(载波生成环路)的控制下，已根据信号点位置获得的相位如图5(b)所示收敛到0(2π)弧度。在这种情况下，当相位是π弧度时，相位误差电压值采用+(正)方向上的最大值和-(负)方向上的最大值。

载波再生相位误差检测电路7输出的根据从基带信号ID和QD的信号点位置所获相位的相位误差电压被提供给包括一个数字低通滤波器的载波再生环路滤波器8，相位误差电压被平滑滤波。在这种情况下，已知模式信号发生电路6输出的信号被作为使能信号(CRFLGP)提供给载波再生环路滤波器8，载波再生环路滤波器8仅在帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间的比特“0”(低电平)期间执行滤波器操作。在比特“0”已被反转的比特“1”(高电平)期间，载波再生环路滤波器8如先前所述被使能。

在帧同步模式期间、超帧识别模式期间和脉冲串码元信号期间的比特“1”期间、主信号的BPSK信号期间、QPSK信号期间和8PSK信号期间，禁止载波再生环路滤波器8以停止操作，并使滤波器保持在停止之前滤波器操作的输出上。载波再生环路滤波器8的输出作为载波再生环路的调谐电压被提供给AFC电路9。

另一方面，滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD的信号点位置的相位参考点是两个0(2π)或π弧度。然而，载波再生相位误差检测电路7所包括的载波再生相位误差检测表的相位参考点是0(2π)弧度。因此，获得基于滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD的信号点位置的相位和参考点0(2π)弧度之间相位误差的相位误差电压，而不获得基于基带信号ID和QD的信号点位置的相位和参考点π弧度之间相位误差的相位误差电压。

然而，如果带有弧度值为π的信号点位置的相位参考点的基带信号被提供给载波再生相位误差检测电路7，或者如果基于主信号的BPSK信号、QPSK信号和8PSK信号的基带信号被提供给载波再生相位误差检测电路7，在这些情况下，因为如上所述将不使能载波再生环路滤波器8，将不产生麻烦。

将说明根据如上所述本发明一种实施例的数字解调器的操作。

在BS数字广播接收机中，在通常指定信道内的所需信号由AFC电路9的扫描操作扫描，经过操作以捕获载波。在根据本发明实施例的数字解调器中，接收经准同步检测系统正交解调的所需信号，提供给运算电路1的解调基带信号i和q和来自数控振荡器2的输出数据经运算操作，并被转换成基带信号I和Q。

基带信号I和Q被提供给滚降滤波器3，基带信号ID和QD经滚降滤波器3被提供给载波再生相位误差检测电路7，获得根据从基于基带信号ID和QD的信号点位置所获得的相位的用于载波再生的相位误差电压，然后由载波再生环路滤波器8平滑滤波相位误差电压并作为载波再生环路的调谐电压提供给AFC电路9，AFC电路9的输出被提供给数控振荡器2，控制载波频率以使相位误差电压变为0，从而实现载波再生。

另一方面，基带信号ID和QD被提供给帧同步定时电路4，检测帧同步模式，从而捕获帧同步以建立帧定时，然后澄清帧同步模式、TMCC模式、超帧识别模式和脉冲串码元信号的各时间顺序位置，并将TMCC模式发送给传输模式判断电路5以进行解码，接收传输模式判断电路5输出的传输模式信号，帧同步定时电路4发送信号Rs，由A1和A0生成的信号As，信号Bs和信号SF。

接收帧同步定时电路4发出的信号Rs、As、Bs、SF和超帧识别模式信号，该信号根据接收相位点具有高电平，其中已经根据接收相位和依据基于帧同步模式信号、超帧识别模式信号和脉冲串码元信号的反转信号的时间的位置分别识别以时间单位为基础的接收相位点，所识别的接收相位点从已知模式信号发生电路6发送给载波再生环路滤波器8作为使能信号。

在另一方面，在提供滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD的载波再生相位误差检测电路7中，从图5所示的相位误差表获得基于根据基带信号ID和QD的信号点位置的相位和相位误差表的收敛点0(2π)弧度之间差值的相位误差电压，并发送给载波再生环路滤波器8。

在这种情况下，从已知模式信号发生电路6，帧同步模式的反转信号、超帧识别模式的反转信号和脉冲串码元信号的反转信号被提供给载波再生环路滤波器8作为使能信号(CRFLGP)，并在使能信号(CRFLGP)的高电平期间，由载波再生环路滤波器8平滑滤波相位误差电压，载波再生环路滤波器8的输出被发送给AFC电路9，并根据载波再生环路滤波器8的输出，执行载波的频率控制，并执行通过脉冲串接收的载波再生。

对于帧同步模式的反转信号、超帧识别模式的反转信号和脉冲串码元信号的反转信号保持低电平期间，对于BPSK信号的主信号期间、对于QPSK信号期间、和对于8PSK信号期间，使能信号(CRFLGP)保持低电平，并对于低电平期间，禁止载波再生环路滤波器8以停止操作，并使滤波器保持在滤波器操作停止之前瞬间的输出状态上，并执行载波再生。

如上所述，在根据本发明实施例的数字解调器中，根据利用具有一个收敛点的相位误差表获得的相位误差电压，执行载波再生，并且因为接收信号的相位点收敛到一个相位点，接收信号经过绝对定相，并且将不需要绝对定相电路。因此，当数字解调器经电路集成时可使所需面积更小。

顺便提一下，同样当帧同步模式的反转信号、超帧识别模式的反转信号和脉冲串码元信号的反转信号之中的低电平信号时，基带信号ID和QD基于主信号的BPSK信号、QPSK信号和8PSK信号，QPSK信号被提供给载波再生相位误差检测电路7，由参考点0(2π)的载波再生相位误差表(参见图5)检测相位误差电压，但在这种情况下，使能信号(CRFLGP)保持在低电平，并且因为未使能载波再生环路滤波器8，如上所述将不导致问题。另外，对于一部分脉冲串码元，在一些情况下，发送一些数据，但在那种情况下，将使用不发送数据的间隔。

顺便提一下，在上述实施例的一种模式中，在载波再生相位误差检测电路7中包括一个相位误差表，该相位误差表具有安排在π弧度的相位收敛点而非0(2π)弧度的相位收敛点以根据基于解调基带信号ID和QD的信号点相位的相位误差来检测相位误差电压，以便在已知模式信号发生电路6中省去非门65和66，并在未进行反转的情况下输出异或电路64的输出，可以安排用已知模式信号发生电路6输出的比特“0”使能载波再生环路滤波器8。

工业适应性

如上所述，根据本发明的数字解调器，在为已知模式BPSK信号的接收期间的载波再生相位误差检测时，使用具有一个收敛点的相位误差表检测基于接收信号的接收相位的相位误差，并根据该相位误差执行载波再生，因此，接收信号经过绝对定相，并且不需要绝对定相电路，产生一个优点即当数字解调器经电路集成时所需面积更小。

Claims

1.一种用于接收和发送通过由多个调制系统调制的时分复用波所产生的数字调制波的数字广播的接收机的数字解调器，包括：

已知模式信号发生装置，用于与所接收的数字调制波中的已知模式信号同步生成与所接收数字调制波中的已知模式BPSK信号相同的已知模式信号；

载波再生相位误差检测装置，包括一个相位误差表，该相位误差表把BPSK解调基带信号的信号点位置的两个参考相位之中的一个参考相位作为收敛点，用于发送基于相位收敛点和根据解调基带信号的信号点位置获得的相位之间相位误差的相位误差输出；和

载波再生环路滤波器，根据已知模式信号发生装置输出的已知模式信号控制其使能，平滑滤波在使能期间输出的相位误差，

其中通过控制再生载波的频率执行载波再生，以便根据载波再生环路滤波器的输出，使所述信号点位置的相位与相位收敛点一致。

2.根据权利要求1的数字解调器，特征在于，对于已知模式信号发生装置输出的已知模式信号的低电平期间，使能载波再生环路滤波器。

3.根据权利要求1的数字解调器，其中对于已知模式信号发生装置输出的已知模式信号的高电平期间，使能载波再生环路滤波器。