CN112787727B - 动态误差量化器调谐系统和方法 - Google Patents

Abstract

动态误差量化器调谐系统和方法通过以下方式来防止失收敛到局部最小值：使用控制三个或更多个比较器的参考电压的动态量化器电路，这些参考电压被独立地调整以修改该动态量化器电路的传递函数。从输入减去比较器的输出的加权和，以在控制环路中形成误差信号。在控制环路收敛期间选择参考电压之比以减小或消除局部最小值，并且在控制环路收敛完成之后将该比值设置为相对于输入的离散调制状态使均方误差信号最小化的值。

Description

动态误差量化器调谐系统和方法

发明人：

查尔斯·拉扎尔(Charles Razzell)

相关专利申请的交叉引用

本申请涉及2019年11月5日提交的发明人为查尔斯·拉扎尔且名称为“DynamicError Quantizer Tuning Systems and Methods(动态误差量化器调谐系统和方法)”的美国临时专利申请序列号62/931,127，并根据35U.S.C.§119(e)要求其优先权权益。本专利文件中提及的每个参考文献通过引用以其全文结合在此并用于所有目的。

背景技术

本披露总体上涉及高速通信电路中的信号处理。更具体地，本发明涉及对在判决导向的相位或偏振旋转跟踪控制环路中使用的误差量化函数的传递函数的动态控制。

在过去的几十年中，电信网络对带宽的需求不断增长。无论是在芯片间还是在广域网(WAN)光纤链路之间传输数据，较大的可用带宽都是高速光通信系统日益普及的主要因素。例如，在数据中心和园区网络中对被设计用于通过光纤的短距离(几百米)互连的光收发机需求很高。

相干光链路通过与光纤的输入信号的不同相位和/或偏振相对应的不同通道来传送数据。虽然通常将所传输的数据相对于公共时钟对准，但是由于发射机、接收机和光纤的固有特性，会在通道中引入延迟，使得各个通道的偏振和相位按相位偏振维度以未知的相位旋转到达接收机，这些偏振维度被反转以恢复所传输的数据。在某些设计中，复LMS控制环路中的失收敛可能进一步导致环路稳定在除期望全局最佳值之外的某一位置处。

因此，期望提供克服现有方法的缺点的改进的相干信号处理系统和方法。

附图说明

将参考本披露的实施例，附图中可以展示这些实施例的示例。这些附图旨在为说明性的，并非限制性的。尽管总体上在这些实施例的背景下描述了随附披露，但是应当理解的是，其不旨在将本披露的范围限制于这些具体实施例。图中的项可能不成比例。

图1(“图1”)是基于模拟信号处理的常规双偏振正交幅度调制(DP-QAM)接收机架构的框图。

图2示出了常见的PAM4量化器传递函数。

图3展示了根据本披露的实施例的PAM4数据的误差的标准偏差相对于所应用的缩放因子。

图4展示了根据本披露的实施例的、根据本披露的实施例的修改后的误差量化函数的标准偏差。

图5展示了根据本披露的实施例的包括误差量化器的示例性偏振和载波相位校正电路。

图6是根据本披露的各种实施例的软量化器的示例性电路实施方式。

图7是根据本披露的各种实施例的误差估计器的示例性电路实施方式。

图8是根据本披露的各种实施例的由于使用PAM4误差估计电路而产生的示例性误差估计传递函数。

图9是根据本披露的实施例的用于动态误差量化器调谐的说明性过程的流程图。

具体实施方式

在以下描述中，出于解释的目的，阐述了具体细节以便提供对本披露的理解。然而将明显的是，本领域技术人员可以在不具有这些细节的情况下实践本披露。此外，本领域技术人员将认识到，以下所描述的本披露的实施例可以在有形计算机可读介质上以诸如过程、装置、系统/设备、或方法等各种方式实施。

在图中示出的部件或模块展示了本披露的示例性实施例并且意在避免模糊本披露。还应理解的是，贯穿本讨论，部件可以被描述为可以包括子单元的单独的功能单元，但是本领域技术人员将认识到的是，各种部件或其多个部分可以被分成单独的部件或者可以被集成在一起，包括集成在单个系统或部件中。应当注意的是，本文所讨论的功能或操作可以被实施为部件。部件可以以软件、硬件、或其组合来实施。

此外，附图内的部件或系统之间的连接不旨在局限于直接连接。相反，这些部件之间的数据可以通过中间部件进行修改、重新格式化、或以其他方式改变。而且，可以使用附加的连接或更少的连接。还应当注意的是，术语“耦合(coupled)”、“连接(connected)”或“通信地耦合(communicatively coupled)”应被理解为包括直接连接、通过一个或多个中间设备的间接连接、以及无线连接。

在本说明书中，对“一个实施例(one embodiment)”、“优选实施例(preferredembodiment)”、“实施例(an embodiment)”、或“多个实施例(embodiments)”的引用意味着结合实施例所描述的具体特征、结构、特性或功能包括在本披露的至少一个实施例中并且可以在多于一个实施例中。而且，在本说明书的不同地方出现的上述短语不一定都是指同一个实施例或多个实施例。

在本说明书中的不同地方使用某些术语是用于说明并且不应被解释为限制。术语“包括(include)”、“包括(including)”、包括(comprise)、和“包括(comprising)”应被理解为是开放性术语并且以下任何列表是示例并不旨在限于所列出的项。本文引用的所有文献均通过引用以其全文结合在此。

要注意的是，尽管本文所描述的实施例是在NRZ和PAM4实施方式的背景下给出的，但是本领域的技术人员应认识到，本披露的教导不限于此，并且可以等同地应用于M进制PAM系统和方法(其中M≥4，即6-PAM、8-PAM等)及其他背景。

在本文档中，术语量化器和软量化器可以互换使用。软量化器是指非线性传递函数，该非线性传递函数可以植入电路中并且可以将模拟输入信号映射到比原始输入值更接近最接近调制符号的值。在这种背景下，对“软”一词的使用旨在指示输出信号并不一定限于调制的四个离散水平，即，它更接近但不必与理想情况(例如，PAM4值)精确匹配。进一步地，术语“误差估计器”是指被配置为从原始输入信号减去软量化值(例如，PAM4)以生成理想信号值与实际接收信号值之间的误差估计值的电路。

图1是基于模拟信号处理的常规DP-QAM接收机架构的框图。接收机100是零差接收机，该零差接收机由充当本地振荡器的同通道激光器(未示出)驱动。偏振分束器和90°混合器106的布置被设计用于为这两个正交偏振(以常规方式被标记为X和Y)中的每一个提供平衡的正交光输出，这两个正交偏振入射在以平衡对布置的八个光电二极管108上。这种布置产生四个双极光电流110，这四个双极光电流由相应的跨阻抗放大器(TIA)112放大、分别对应于X偏振和Y偏振的同相(I)和正交(Q)相。因此，接收机100的四个分支(即XI、XQ、YI、YQ)可用于模拟域中进一步的信号处理。

现有的电子偏振控制环路可用于对双偏振相干信号进行分离和相位对准。LMS自适应在相干光信号处理器中用于跟踪随机相位旋转和其他损伤。使用经典RLMS更新方程的连续版本对例如在模拟积分器中作为电容器上的电荷而保持的八个系数执行最小均方(LMS)自适应。

八个系数表示用于对输入的模拟信号进行分离和相位校正的2×2复矩阵：

考虑到双偏振相干光接收机(其具有四个独立分支XI、XQ、YI和YQ，这四个独立分支表示两个任意正交偏振X和Y的I分量和Q分量)，并且忽略光通道中的损耗和色散，在这些接收机分支中观察到的X信号和Y信号可以以复数记法表示为

其中，ψ、φ₁、θ和φ₀是四个实参数，ψ表示绝对相位，φ₀表示平面偏振旋转θ之前X偏振信号与Y偏振信号之间的相对相移，并且φ₁表示之后的相对相移。通过将所有这些子分量相乘，获得单个2×2复矩阵，该复矩阵将接收到的信号与所传输的信号进行如下关联：

矩阵Γ由于用于创建其的因素而是酉矩阵。因此矩阵Γ是可逆的，并且原始传输波形的估计值可以获得为：

因此，存在新的解混矩阵可以将其代入上述矩阵方程以得出：

这表示两个线性方程，每个线性方程都具有两个复系数，即，

X_out＝C_1XX_in+C_1YY_in

以及

Y_out＝C_2XC_in+C_2YY_in。

尽管这两个方程看起来是独立的，但它们仅从四个独立的实参数中得出，并且因此，矩阵的顶行和底行的系数并非彼此独立。但是，为了向解进行迭代的目的，可以将这些系数视为是独立的，只要它们不以使得顶行和底行通过比例常数相互关联的方式(即，X_out＝αY_out，其中，α是比例常数)收敛即可。

求解这些方程中的一个(并假设可以将类似的技术应用于另一个类似的方程)提供了X_out＝C_1XX_in+C_1YY_in，其中仅观察到的信号X_in和Y_in是已知的。尽管所估计的符号是未知的，但是已知的是，应该从所使用的调制星座(例如，在16-QAM调制中)的有限字母提取X_out的理想样本，这些样本可以被视为这些正交通道中的每个正交通道的4-PAM信令。因此，对于C_1X和C_1Y的任何候选试验值，可以将误差估计为最接近的有效星座点与输出信号X_out、表示为Q(X_out)与X_out之间的差。设/>量化器Q可以被定义为至少近似地在I维度和Q维度上独立进行操作的两个PAM4调制量化器。

基于已知的复LMS更新方程，可以通过使用以下更新方程累加到系数C_1X和C_1Y中来朝最小误差条件进行迭代：

X_out＝X_in×C_1X+Y_inC₁₁

使用下式扩展上述复杂表达式：

产生了X偏振输出的实部和虚部的输出计算：

系数矩阵的上面一行的实部和虚部的系数更新方程于是为：

类似地，可以写出Y偏振输出：

Y_out＝X_in×C_2X+Y_inC_2Y，

其扩展为：

并且相应的更新方程为：

其扩展为：

结果是八个实值更新方程，这些方程可以用于求出解混矩阵的四个复系数。在本披露的实施例中，这些更新方程可以在模拟域中被实施为连续时间积分器。

上述分析将误差信号视为信号的(PAM4)量化版本与信号本身之间的差，即图2示出了常见的PAM4量化器传递函数。对量化函数的选择可能会对性能产生重大影响，特别是在收敛状态下，其中，理想地，Q(X_out)-X_out＝0。如果对Q(·)的选择不是理想PAM4量化器的忠实表示，则此结果不太可能。结果，虚假误差估计可能会导致虚假抽头调整，并且因此在输出数据流中产生乘性噪声。注意，所分析的模拟信号受到带宽限制，并且在期望的PAM4水平处(即，在眼睛中心区域处)仅占用单位间隔(UI)的一小部分。因此，即使量化器在数学上是完美的，误差信号也可能会由于信号转变而产生一些不想要的波动。

参数化的切片函数可以被模拟为：

其中，x是输入电压，Δ是PAM4调制的外部符号的(未缩放)判决阈值，s是缩放因子，以使得外部符号取值3/s，并且γ是输出与输入电压的梯度。

当输入信号包括随机PAM4符号时，可以将误差的标准偏差定义为std(err(x))＝std(Q(x)-x)。

图3展示了根据本披露的实施例的使用Δ＝2得出的PAM4数据的误差的标准偏差相对于所应用的缩放因子。如所描绘的，虽然在所应用的缩放因子为1时误差的标准偏差几乎为零，但在更低的缩放因子下存在其他两个局部误差最小值302、304。这可能导致LMS环路被锁定在局部最小值302、304和类似的不期望位置之一处。因此，为了解决这个问题，各种实施例考虑了修改量化器的误差分布，在该误差分布中，如图4所示，判决边界Δ的移动比与PAM4星座的理想匹配更接近零。

图4展示了根据本披露的实施例的、使用Δ＝1.5得出的、根据本披露的实施例的修改后的误差量化函数的标准偏差。曲线402显示，通过改变仅一个参数就可以减小或消除收敛点错误的可能性。这可能以在预期信号幅度1处增加稳态误差为代价。曲线404显示，增加斜率减小了稳态误差，但是以在大约0.45处更明显的局部最小值为代价。

在实施例中，收敛始于可以由Q(x,1.5,3,2)定义的误差量化器，并且在已经实现收敛之后，由Q(x,2,3,2)定义的量化器切换到跟踪模式。这可以通过使用对参考电压进行控制的DAC来实现，在实施例中该DAC定义了两个差分放大器的过零点，以有效地将传递函数从收敛模式切换到正常操作模式。用于在初始收敛期间动态地改变量化器行为的方法在本文中被称为动态误差量化器调谐，并且可以通过使用定时器或在实施例中基于指示已经实现收敛的锁定位的值来执行。如下面参考图6和图7更详细讨论的，在实施例中，可以通过调整阈值来实现动态误差量化器调谐，这些阈值可以由比较器电路中的DC偏置值来表示。以这种方式调整DC偏置值允许在期望操作点处的残余误差较低与存在不想要的局部误差最小值之间取得平滑权衡。

图5展示了根据本披露的实施例的包括误差量化器的示例性偏振和载波相位校正电路。电路500包括可以包括比较器电路的误差量化器(例如，510)、开关(例如，512)、自适应电路(例如，520)、复数乘法器(例如，540)和监督控制电路550。在顶级，电路500可以被视为代表琼斯矩阵的四个复数乘法器(例如，540)。乘法器将时变的2×2复矩阵乘以各自都可以被看作两个复信号的四个输入信号(例如，502)，其中，复抽头权重可以通过使用LMS更新方程进行连续自适应，以校正光通道中的偏振旋转和相位旋转。

在实施例中，复系数(例如，530)的自适应可以通过每个系数(例如，530)一个模拟LMS环路(例如，522)来实施。在实施例中，为了校正光纤中的偏振变化和相位变化，四个真实的误差量化器510监控可以是时变信号的误差并将该误差与理想星座进行比较。基于比较结果，误差量化器510驱动确定琼斯矩阵的四个复系数(例如，530)的复自适应电路(例如，520)。监督控制电路550可以由单式激励电路550来实施，在实施例中，该单式激励电路将误差量化器(例如，510)切换为非归零(NRZ)传输形式的数据调制，以使得一旦琼斯矩阵系数的总幅度下降到预定阈值以下，数据切片就生成二进制符号判决，例如，1和-1(或在单极记法的情况下为0和1)。

在实施例中，一个量化器(例如，510)可以作为常规的NRZ量化器以零DC偏置进行操作，并且其他两个量化器可以被偏置为例如由两个可能的常数之一定义的相等和相反的阈值。在实施例中，开关512可以使用LMS使能信号514来选择在任何给定时间都有效的操作模式。在实施例中，当这两个可变切片阈值被设置为零时，总传递函数可以恢复为简单的NRZ量化器。NRZ模式可用于确保启动期间的收敛，而PAM4模式为稳态操作提供更准确的误差切片。

图5中展示的偏振和载波相位校正电路500不限于这里示出或所附文本中描述的结构细节。例如，如本领域技术人员将理解的，开关512可以由合适的斜坡发生器(未示出)代替，在实施例中，该斜坡发生器可以用于施加受控的DC电压以使误差量化器(例如，510)以受控方式在NRZ模式与PAM4模式之间平稳转变，以避免或减少由切换事件引起的不期望的瞬态效应。这样的斜坡发生器可以产生从初始电压到目标电压(例如，关于零值不对称的电压)的斜坡。

图6是根据本披露的各种实施例的软量化器的示例性电路实施方式。在实施例中，量化器600可以实施非线性传递函数，该非线性传递函数将模拟信号映射到比原始输入值更接近最接近的调制符号的值。注意，由量化器600生成的信号不必与理想调制值(例如，PAM4值)的离散调制水平精确匹配。

如图6所示，量化器600可以被实施为利用三个差分对放大器的电流模式总和的PAM4量化器电路。在实施例中，可以将电压偏置(例如，609)施加到差分基极输入端子(例如，609)，以使其中的两个放大器的过零点例如相对于剩余一个放大器的标称过零点发生偏移。如图6中所描绘的，放大器中的两个放大器可以被DC偏置到具有相反极性的相等阈值。在实施例中，可以动态地调整阈值以将量化器600调谐为在可控状态之间转换，例如，从NRZ模式转换到PAM4模式或者从PAM4模式转换到NRZ模式。

图7是根据本披露的各种实施例的误差估计器的示例性电路实施方式。在实施例中，误差估计器700是误差检测电路，该误差检测电路被配置为生成与输出信号和该输出信号的PAM4量化版本之间的差成比例的信号。所获得的误差估计的值可以在理想信号值与实际接收信号值之间的某一处。在实施例中，误差估计器700可以被实施为PAM4误差估计器，该PAM4误差估计器在操作中从原始输入信号减去量化值(例如，根据图6获得的PAM4软量化值)以生成可以用于驱动例如图5所示的复LMS控制环路的误差估计值。

图8是根据本披露的各种实施例的由于使用PAM4误差估计电路而产生的示例性误差估计传递函数。

图9是根据本披露的实施例的用于动态误差量化器调谐的说明性过程的流程图。在实施例中，过程900开始于步骤902，此时例如在控制环路的自适应阶段中，误差检测电路开始以第一操作模式(例如，收敛模式或NRZ模式)驱动控制环路。误差检测电路可以将误差计算为输出信号与量化信号之间的距离，例如，最接近的预定符号。在实施例中，误差检测电路驱动自适应电路，该自适应电路控制表示抽头权重的复系数。

在步骤904处，响应于确定控制环路满足收敛标准，误差检测电路转变为以第二操作模式(例如，跟踪模式或PAM4模式)驱动控制环路，以便减小能够引起抽头权重噪音的误差。

最后，在步骤906处，响应于检测到琼斯矩阵系数的总幅度下降到阈值以下，误差检测电路可以转变到第一操作模式。应当注意的是，可以可选地执行某些步骤；步骤可以不限于本文阐述的特定顺序；可以以不同的顺序执行某些步骤；并且可以同时执行某些步骤。进一步注意的是，由于数字调谐系统和方法可以等同地利用本披露的教导来控制误差的量化和估计，因此本文披露的实施例适用于模拟和/或数字实施方式。

本披露的各方面可以利用用于一个或多个处理器或处理单元以使得步骤得以执行的指令编码在一个或多个非暂态计算机可读介质上。应当注意的是，该一个或多个非暂态计算机可读介质应当包括易失性存储器和非易失性存储器。应当注意的是，替代性实施方式是可能的，包括硬件实施方式或软件/硬件实施方式。硬件实施的功能可以使用专用集成电路(ASIC)、可编程阵列、数字信号处理电路系统等来实现。因此，任何权利要求中的术语都旨在覆盖软件实施方式和硬件实施方式两者。如本文使用的术语“一个或多个计算机可读介质”包括具有在其上具体化的指令程序的软件和/或硬件或其组合。考虑到这些实施方式的替代方案，将理解的是，附图及随附描述提供了本领域技术人员写入程序代码(即，软件)和/或制造电路(即，硬件)以执行所需处理将需要的功能信息。

应当注意的是，本披露的实施例可以进一步涉及具有非暂态有形计算机可读介质的计算机产品，该非暂态有形计算机可读介质在其上具有用于执行各种计算机实施的操作的计算机代码。介质和计算机代码可以是专门设计和构造用于本披露的目的的介质和计算机代码，或者其可以属于相关领域的技术人员熟知或可用的种类。有形计算机可读介质的示例包括但不限于：磁性介质，如硬盘、软盘和磁带；光学介质，诸如CD-ROM和全息设备；磁光介质；以及被专门配置用于存储或用于存储和执行程序代码的硬件设备，诸如ASIC、可编程逻辑器件(PLD)、闪存设备、以及ROM设备和RAM设备。计算机代码的示例包括如由编译器产生的机器代码以及包含由计算机使用解释器执行的高级代码的文件。本披露的实施例可以全部或部分地实施为可以处于由处理设备执行的程序模块中的机器可执行指令。程序模块的示例包括库、程序、例程、对象、组件、以及数据结构。在分布式计算环境中，程序模块可以物理地位于本地、远程、或两者的环境中。

本领域技术人员将认识到的是，没有计算系统或编程语言对于本披露的实践是至关重要的。本领域技术人员还将认识到的是，以上所描述的多个元件可以被物理地和/或功能性地分成多个子模块或组合在一起。

对于本领域技术人员将理解的是，前述示例和实施例是示例性的并且不限于本披露的范围。意图是，在阅读本说明书和研究附图之后对本领域技术人员而言显而易见的所有排列、增强、等效物、组合以及对其的改进都包括在本披露的真实精神和范围内。还应当注意的是，可以以不同方式布置任何权利要求中的元素，从而包括具有多种相关性、配置、和组合。

Claims (10)

1.一种用于防止判决反馈控制环路失收敛到局部最小值的动态量化器电路，该动态量化器电路包括：

输入；

控制电路，该控制电路控制一组参考电压中的一个或多个参考电压；以及

耦合至该输入的比较器，每个比较器具有输出并且与该一个或多个参考电压中的至少一个参考电压相关联，这些比较器中的至少两个比较器的参考电压可独立调整以调整该动态量化器电路的传递函数，

其中，从该输入减去这些比较器的输出的加权和，以在控制环路中形成误差信号，

在该控制环路收敛期间，选择该组参考电压中的至少两个电压之比以减小或消除局部最小值，并且

在该控制环路收敛完成之后，将该组参考电压中的至少两个电压之比设置为相对于该输入的离散调制状态使均方误差信号最小化的值。

2.根据权利要求1所述的动态量化器电路，其中，该动态量化器电路响应于检测到琼斯矩阵系数的幅度在阈值处或低于阈值而以第一操作模式驱动该控制环路，并且响应于确定该控制环路满足收敛标准而以第二操作模式驱动该控制环路。

3.根据权利要求2所述的动态量化器电路，其中，该第一操作模式是收敛模式或NRZ模式中的一种，并且该第二操作模式是属于该控制环路的常规操作模式的跟踪模式或PAM4模式中的一种。

4.根据权利要求2所述的动态量化器电路，进一步包括：指示该收敛标准已得到满足的定时器或锁定位中的至少一个。

5.根据权利要求1所述的动态量化器电路，进一步包括：一组差分对放大器中的一个或多个差分对放大器的电流模式总和。

6.根据权利要求1所述的动态量化器电路，进一步包括：对复系数进行控制的自适应电路。

7.根据权利要求1所述的动态量化器电路，进一步包括：斜坡发生器，该斜坡发生器用于生成从初始电压到目标电压的斜坡，该斜坡关于零值不对称。

8.一种用于防止控制环路失收敛到局部最小值的动态误差量化器调谐方法，该方法包括：

使用控制一组参考电压中的一个或多个参考电压的控制电路来调整至少两个比较器的参考电压从而调整动态量化器电路的传递函数，每个比较器耦合至输入、具有输出并且与该一个或多个参考电压中的至少一个参考电压相关联；

从该输入减去这些比较器的输出的加权和，以获得控制环路中的误差信号；

在该控制环路收敛期间，选择该组参考电压中的至少两个电压之比以减小或消除局部最小值；以及

在该控制环路收敛完成之后，将该组参考电压中的至少两个电压之比设置为相对于该输入的离散调制状态使均方误差信号最小化的值。

9.根据权利要求8所述的方法，进一步包括：使将误差确定为信号与量化信号之间的距离的误差检测电路以第一模式驱动该控制环路，并且响应于确定该控制环路满足收敛标准而使该误差检测电路转变为以第二模式驱动该控制环路以减小该误差，该误差能够引起抽头权重噪声。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，该误差检测电路驱动自适应电路，该自适应电路控制表示抽头权重的复系数。