CN112769413B

CN112769413B - 高通滤波器及其稳定方法以及adc录音系统

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Publication number: CN112769413B
Application number: CN201911067844.7A
Authority: CN
Inventors: 李新辉
Original assignee: Actions Technology Co Ltd
Current assignee: Actions Technology Co Ltd
Priority date: 2019-11-04
Filing date: 2019-11-04
Publication date: 2024-02-09
Anticipated expiration: 2039-11-04
Also published as: CN112769413A

Abstract

本公开涉及一种高通滤波器及其稳定方法以及ADC录音系统，能够快速去除模数转换器将要输出的数字信号中的直流成分。一种高通滤波器，包括：调节控制器，用于控制所述高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数逐级升高至预设最高反馈系数，其中所述预设最高反馈系数与所述高通滤波器的截止频率有关；调节执行器，用于在所述调节控制器的控制下调节所述高通滤波器的反馈系数。

Description

高通滤波器及其稳定方法以及ADC录音系统

技术领域

本公开涉及电子电路领域，具体地，涉及一种高通滤波器及其稳定方法以及ADC录音系统。

背景技术

图1示出现有的典型的模数转换器(Analog to Digital Converter，ADC)录音系统。在该ADC录音系统中，由于麦克风、运算放大器需要适当的电压、电流工作点，所以最终由Sigma-deltaADC采集到的数字信号会带有一定的直流偏置，而这部分直流偏置对后续的信号处理是不利的，所以通常会在ADC录音系统输出数字信号前加上一个高通滤波器以滤除数字信号中的直流成分。然而，现有ADC录音系统中的高通滤波器去直流达到稳定所需要的时间偏长。

发明内容

本公开的目的是提供一种高通滤波器及其稳定方法以及ADC录音系统，能够快速去除模数转换器将要输出的数字信号中的直流成分。

根据本公开的第一实施例，提供一种高通滤波器，包括：调节控制器，用于控制所述高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数逐级升高至预设最高反馈系数，其中所述预设最高反馈系数与所述高通滤波器的截止频率有关；调节执行器，用于在所述调节控制器的控制下调节所述高通滤波器的反馈系数。

可选地，所述预设最小反馈系数的持续时间与所述高通滤波器的输入数字信号中的直流成分开始出现的时间点有关。

可选地，在所述输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，所述预设最小反馈系数的持续时间以采样点数为单位并且位于所述FIR滤波器长度的1/8至3/4之间。

可选地，在所述输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，所述预设最小反馈系数的持续时间以采样点数为单位并且位于所述FIR滤波器长度的1/4至1/2之间。

可选地，所述反馈系数的级数为N级，而且所述N级反馈系数中除所述预设最小反馈系数和所述预设最高反馈系数之外的反馈系数的持续时间需要满足以下条件：使所述高通滤波器的输出波形平滑过渡。

可选地，在所述高通滤波器的输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，级数N为3至8。

可选地，相邻两级所述反馈系数的比率为2倍至8倍。

可选地，所述调节执行器为移位位数可调的移位器。

可选地，所述调节控制器包括：计数器，用于标识所述高通滤波器当前处于哪个反馈系数；参数调节器，用于将所述计数器的计数值译码成所述移位器应当移位的位数并传输给所述移位器。

根据本公开的第二实施例，提供一种ADC录音系统，包括根据本公开第一实施例所述的高通滤波器。

根据本公开的第三实施例，提供一种高通滤波器稳定方法，包括：控制高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数逐级升高至预设最高反馈系数，其中所述预设最高反馈系数与所述高通滤波器的截止频率有关；在所述高通滤波器的反馈系数达到所述预设最高反馈系数之后，使所述高通滤波器保持以所述预设最高反馈系数运行。

可选地，相邻两级所述反馈系数的比率为2倍至8倍。

通过采用上述技术方案，由于高通滤波器的反馈系数是从预设最小反馈系数Amin逐级升高至预设最高反馈系数Amax，也即，在高通滤波器达到稳定之前，动态地调整高通滤波器的反馈系数(亦即调整了高通滤波器的截止频率Fc的值)，所以能够大大缩短高通滤波器达到稳定所需的时间，使高通滤波器的输出信号的过渡比较平滑，而且还能够快速地滤除高通滤波器的输入数字信号中的直流成分，并且当将包括根据本公开实施例的高通滤波器的录音系统应用于语音识别场景时，不会出现字句丢失或识别率严重下降的问题。

本公开的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：

图1是现有ADC录音系统的示意结构图。

图2是根据本公开一种实施例的高通滤波器的示意结构图。

图3示出根据本公开一种实施例的高通滤波器的工作流程图。

图4示出根据本公开实施例的高通滤波器的反馈系数调节阶段随时间变化的图示。

图5示出根据本公开一种实施例的高通滤波器的又一示意结构图。

图6示出现有和根据本公开实施例的高通滤波器在Fc＝3.7Hz、Fs＝48KHz情况下输入-6dbFs直流时的输出曲线。

图7是图6的部分放大示意图。

图8示出根据本公开一种实施例的高通滤波器稳定方法的流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。

ADC录音系统中的高通滤波器通常采用IIR滤波器来实现。IIR滤波器的阶数越高，ADC录音系统的成本就越高。通常，一阶IIR滤波器可以满足滤除直流成分、保留高频成分的要求。

一种简化的一阶IIR滤波器的频域表达式为：

其中，H(z)是输出频谱，X(z)是输入频谱，a是用于控制截止频率Fc的系数且是一个接近1而又小于1的正实数，其取值影响了高通滤波器的-3db截止频率Fc。

一种简化的一阶IIR滤波器的时域表达式为：

y(n)＝x(n)–x(n-1)+(1–a)·y(n-1)

其中，y(n)是当前输出值，x(n)是当前输入值，x(n-1)是前一个输入值，y(n-1)是前一个输出值。

通常，高通滤波器的-3db截止频率Fc会设置得比20Hz小很多，比如，设置在4Hz左右，这样可以取得比较平坦的通带(例如20Hz～20KHz)响应。

在现有的高通滤波器中，截止频率Fc越高，则去直流成分的能力越强，达到稳定所需的时间越短。但是由于应用的限制，截止频率Fc通常要设置得比通带低的多，因此单纯通过设置高的截止频率Fc来缩小达到稳定所需的时间是不可行的。

图2是根据本公开一种实施例的高通滤波器的示意结构图。如图2所示，该高通滤波器包括：调节控制器11，用于控制高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数Amin逐级升高至预设最高反馈系数Amax，其中预设最高反馈系数Amax与高通滤波器的截止频率有关；调节执行器12，用于在调节控制器11的控制下调节高通滤波器的反馈系数。

在一种实施方式中，预设最小反馈系数Amin的持续时间与高通滤波器的输入数字信号中的直流成分开始出现的时间点有关。而且，在输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，预设最小反馈系数Amin的持续时间以采样点数为单位并且位于FIR滤波器长度L的1/8至3/4、优选1/4至1/2之间。高通滤波器开启后，以预设最小反馈系数Amin工作一段时间，以建立高通滤波器的直流工作点。高通滤波器的反馈系数越小，则能够越快建立高通滤波器的直流工作点，使得高通滤波器达到稳定所需的时间越小。由于高通滤波器的输入数字信号中的直流成分在经过FIR滤波器长度L的1/4个采样点后才出来，然后再经过一段时间高通滤波器达到稳定，所以通常将预设最小反馈系数的持续时间(也称为高通滤波器的建立时间Ts)设置为FIR滤波器长度L的一半即可以得到满意的快速去直流成分的结果。这样，就能够结合位于高通滤波器前级的FIR滤波器的特性来动态调整高通滤波器的反馈系数，也即，在前级FIR滤波器的建立时间内使用较小的反馈系数来为高通滤波器建立直流工作点，有利于缩短高通滤波器达到稳定所需的时间，使得高通滤波器能够快速地去除其输入数字信号中的直流成分。

在一种实施方式中，反馈系数的级数为N级，而且N级反馈系数中除预设最小反馈系数Amin和预设最高反馈系数Amax之外的反馈系数的持续时间Th需要满足以下条件：使高通滤波器的输出波形平滑过渡。也即，在高通滤波器的直流工作点建立后，逐步调整增大高通滤波器的反馈系数，直到反馈系数达到目标值也即预设最高反馈系数Amax。这个阶段存在的目的是使高通滤波器的输出波形能够平滑过渡，不至于因高通滤波器反馈系数的剧烈变化而使高通滤波器的输出波形出现冲击。通常情况下，Th取4即可，即每4个采样点调整一次高通滤波器的反馈系数。

在一种实施方式中，反馈系数的级数N越大，则高通滤波器的输出信号的波形过渡的越平滑，但是成本也会越高。所以，在高通滤波器的输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，级数N可以为3至8。通常N取4或5就可以得到满意的结果。

在一种实施方式中，相邻两级反馈系数的比率可以为2倍至8倍，通常为2或4倍就可以得到满意的快速去直流的效果。例如，如果级数N＝4，相邻两级反馈系数的比例为2倍，则Amin＝Amax/8。

通过采用上面的实施方式，能够在FIR滤波器的建立过程附近对高通滤波器的反馈系数进行调整，使得能够快速地滤除高通滤波器的输入数字信号中的直流成分，而且当将包括根据本公开实施例的高通滤波器的录音系统应用于语音识别时，不会出现字句丢失或识别率严重下降的问题。

图3示出根据本公开一种实施例的高通滤波器的工作流程图。如图3所示，首先在步骤S31中，启动高通滤波器。然后在步骤S32中，在高通滤波器启动之后，使用预设最小反馈系数Amin工作一段时间Ts。然后，在步骤S33中，将反馈系数调整至下一级反馈系数，也即，如果相邻两级反馈系数的比率为2倍，则将反馈系数调整至上一级反馈系数(例如预设最小反馈系数Amin)的2倍。然后，在步骤S34中，判断持续时间是否大于Th，如果不大于，则继续执行步骤S34，如果大于则转至步骤S35。然后，在步骤S35中，判断是否达到预设最大反馈系数Amax，如果没有达到，则返回步骤S33，如果达到，则转至步骤S36。在步骤S36中，结束反馈系数调整，并保持使用预设最大反馈系数Amax。这样，就能够将高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数Amin逐级增大至预设最大反馈系数Amax，使得高通滤波器能够快速去除输入数字信号中的直流成分。

图4示出根据本公开实施例的高通滤波器的反馈系数调节阶段随时间变化的图示。在图4所示的示例中，反馈系数的级数N＝4，预设最小反馈系数的持续时间等于建立时间Ts，反馈系数A1和A2的持续时间均等于Th(但是两者不相等也是可行的)，而且在反馈系数达到预设最大反馈系数Amax之后，高通滤波器就不再进行反馈系数的调整了。

图5示出根据本公开一种实施例的高通滤波器的又一示意结构图。如图5所示，该高通滤波器中的寄存器x(n-1)13、加法器14、寄存器y(n-1)15部分与现有高通滤波器相同。与现有高通滤波器的不同之处在于，调节执行器由移位位数可调(例如N级可调)的移位器12来实现。

继续参考图5，调节控制器11可以包括：计数器110，用于标识高通滤波器当前处于哪个反馈系数；参数调节器111，用于将计数器110的计数值译码成移位器12应当移位的位数并传输给移位器12，其可以由译码器来实现。这样，通过计数器、译码器、移位器的结合，就实现了反馈系数的逐级调整。

表1示出了参数调节器111的示例性真值表。当计数器110的计数值位于0至FIR滤波器长度L的1/2时，参数调节器111确定反馈系数应当为0级，则移位器12的移位位数对应为5，其中移位位数5对应着预设最小反馈系数Amin；若计数器110的计数值位于(L/2)+1至(L/2)+4，则参数调节器111确定反馈系数应当为1级，则移位器12的移位位数对应为7；若计数器110的计数值位于(L/2)+5至(L/2)+8，则参数调节器111确定反馈系数应当为2级，则移位器12的移位位数对应为9；若计数器110的计数值位于(L/2)+9至+∞，则参数调节器111确定反馈系数应当为3级，则移位器12的移位位数对应为11。

计数器的值区间(单位：采样点)	移位器的级选择S	移位位数(bit)
			[0:L/2]	0	5
[L/2+1:L/2+4]	1	7
			[L/2+5:L/2+8]	2	9
[L/2+9:+∞]	3	11

表1参数调节器的真值表示例

图6示出现有和根据本公开实施例的高通滤波器在Fc＝3.7Hz、Fs＝48KHz情况下输入-6dbFs直流时的输出曲线。图7是图6的部分放大示意图。从6和图7可以看到，现有高通滤波器的输出从半满幅直流开始慢慢减小，直到趋向于0，完成去直流滤波，其达到稳定需要很长的时间，需要1～2秒(也即30000～40000个采样点)的时间才能使输出直流减少至可以忽略的程度，当截止频率Fc更低时，达到稳定所需的时间变得更长。而根据本公开实施例的高通滤波器能够在2毫秒的时间内滤除80％以上的直流成分，大概100个采样点后，输出直流已经基本滤除，相比于现有技术，滤除直流的速度得到很大提高。

根据本公开的又一实施例，提高一种ADC录音系统，该ADC录音系统包括根据本公开实施例所述的高通滤波器。

图8示出根据本公开一种实施例的高通滤波器稳定方法的流程图。如图8所示，该方法包括：

在步骤S81中，控制高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数逐级升高至预设最高反馈系数，其中预设最高反馈系数与高通滤波器的截止频率有关；

在步骤S82中，在高通滤波器的反馈系数达到预设最高反馈系数之后，使高通滤波器保持以预设最高反馈系数运行。

可选地，预设最小反馈系数的持续时间与高通滤波器的输入数字信号中的直流成分开始出现的时间点有关。

可选地，在输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，预设最小反馈系数的持续时间位于FIR滤波器长度的1/4至1/2之间。

可选地，反馈系数的级数为N级，而且N级反馈系数中除预设最小反馈系数和预设最高反馈系数之外的反馈系数的持续时间需要满足以下条件：使高通滤波器的输出波形平滑过渡。

可选地，在高通滤波器的输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，级数N为3至8。

可选地，相邻两级反馈系数的比率为2倍至8倍。

根据本公开实施例的方法所包括的各个步骤的具体实现方式已经在根据本公开实施例的高通滤波器中进行了详细描述，此处不再赘述。

以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。

Claims

1.一种高通滤波器，其特征在于，包括：

调节控制器，用于控制所述高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数逐级升高至预设最高反馈系数，其中所述预设最高反馈系数与所述高通滤波器的截止频率有关；

调节执行器，用于在所述调节控制器的控制下调节所述高通滤波器的反馈系数；

其中，所述调节执行器为移位位数可调的移位器；

其中，所述调节控制器包括：

计数器，用于标识所述高通滤波器当前处于哪个反馈系数；

参数调节器，用于将所述计数器的计数值译码成所述移位器应当移位的位数并传输给所述移位器。

2.根据权利要求1所述的高通滤波器，其特征在于，所述预设最小反馈系数的持续时间与所述高通滤波器的输入数字信号中的直流成分开始出现的时间点有关。

3.根据权利要求2所述的高通滤波器，其特征在于，在所述输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，所述预设最小反馈系数的持续时间以采样点数为单位并且位于所述FIR滤波器长度的1/8至3/4之间。

4.根据权利要求2所述的高通滤波器，其特征在于，在所述输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，所述预设最小反馈系数的持续时间以采样点数为单位并且位于所述FIR滤波器长度的1/4至1/2之间。

5.根据权利要求1所述的高通滤波器，其特征在于，所述反馈系数的级数为N级，而且所述N级反馈系数中除所述预设最小反馈系数和所述预设最高反馈系数之外的反馈系数的持续时间需要满足以下条件：使所述高通滤波器的输出波形平滑过渡。

6.根据权利要求5所述的高通滤波器，其特征在于，在所述高通滤波器的输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，级数N为3至8。

7.根据权利要求5所述的高通滤波器，其特征在于，相邻两级所述反馈系数的比率为2倍至8倍。

8.一种ADC录音系统，其特征在于，该ADC录音系统包括根据权利要求1至7中任一权利要求所述的高通滤波器。

9.一种高通滤波器稳定方法，其特征在于，包括：

控制高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数逐级升高至预设最高反馈系数，其中所述预设最高反馈系数与所述高通滤波器的截止频率有关；

在所述高通滤波器的反馈系数达到所述预设最高反馈系数之后，使所述高通滤波器保持以所述预设最高反馈系数运行；

其中，所述控制高通滤波器的反馈系数从预设最小反馈系数逐级升高至预设最高反馈系数，包括：

标识所述高通滤波器当前处于哪个反馈系数；

将对所述高通滤波器当前所处的反馈系数进行标识的标识值译码成移位位数可调的移位器应当移位的位数；

由所述移位器基于所述应当移位的位数对所述高通滤波器的反馈系数进行逐级升高。

10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述预设最小反馈系数的持续时间与所述高通滤波器的输入数字信号中的直流成分开始出现的时间点有关。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，在所述输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，所述预设最小反馈系数的持续时间以采样点数为单位并且位于所述FIR滤波器长度的1/8至3/4之间。

12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，在所述输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，所述预设最小反馈系数的持续时间以采样点数为单位并且位于所述FIR滤波器长度的1/4至1/2之间。

13.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述反馈系数的级数为N级，而且所述N级反馈系数中除所述预设最小反馈系数和所述预设最高反馈系数之外的反馈系数的持续时间需要满足以下条件：使所述高通滤波器的输出波形平滑过渡。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，在所述高通滤波器的输入数字信号来自FIR滤波器的情况下，级数N为3至8。

15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，相邻两级所述反馈系数的比率为2倍至8倍。