CN1122256C - 用前向和反向线性预测编码分析编码音频信号的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用“前向”和“反向”LPC分析对音频信号编码的方法和装置，对于非平稳区域，用“前向”LPC滤波产生编码；而对于平稳区域，则基于“反向”LPC滤波对综合信号产生编码。对于每个当前LPC块(Bn)(10)，确定数字音频信号的平稳性程度(11)，并且根据判定函数，按照平稳性参数，建立“前向”或“反向”LPC分析选择值(12)。对分析选择值施加“前向”或“反向”LPC分析判据(13)，以在进至下一个LPC块之前产生音频信号编码，本发明可应用于移动无线电话、音频录制的产生和存储、通过卫星的传输以及宽带电话。

Description

用前向和反向线性预测编码分析编码音频信号的方法和装置

本发明包括用“前向”和“反向”LPC分析对音频信号(诸如语言信号)编码的过程和装置。

目前，考虑到用户之事务处理的很大增长，对于音频信号(尤其是语言信号)的编码技术的目标是，在减少传输输出的的条件内，以数字形式传输这些信号，以特别保证对适合于传输这些信号的网络的管理。

在所用的编码技术中，被称为LPC(线性预测编码)分析的编码技术包括对要编码的音频信号执行线性预测，用对这一信号的连续的块施加线性滤波预测的办法临时实行编码。

在上述技术中，被称为CELP(代码激发线性预测)编码的技术是最普遍的技术并且提供了一些最佳的性能。其他技术(诸如被称为MP-LPC(多脉冲线性预测编码)或VSELP(矢量和激发线性预测)技术)与CELP编码相似。

上述编码技术称为“用综合方法分析”。特别，它们已能使属于电话频率带宽的音频信号的传输输出在CELP编码技术的帮助下从64kb/s(MIC编码)降至16kb/s，而在采用这种编码技术的最新发展成果后甚至可降至8kb/s，经传输和译码后，在重建的声音的质量方面没有任何可感觉到的降低。

特别，这些编码技术的一个特别重要的领域是移动电话的领域。在这一应用领域中，对每个移动电话使用者允许的频带宽度的限制以及用户数目的极其快速的增长，使得必需将编码输出作相应的降低，与此同时，用户对话音质量的要求继续增加。这些编码技术的其他应用领域例如涉及数字数据的存储(这些数据代表在存储载体上的这些信号)、用于视频或音频会议应用的高质量电话、通过卫星的多媒体或数字传输。

在上述技术中使用的线性预测滤波器是在称为“LPC分析”的分析模块的帮助下得到的，所述“LPC分析”对连续的数字信号块进行操作。根据分析的阶序(即，根据滤波系数的数目)，这些滤波器能够或多或少可靠地对要编码的信号的频谱的轮廓形状进行模拟。在语言信号的情况下，这些频谱轮廓形状称为主峰段(tormant)。

然而，对于大多数当前应用所需的质量良好的编码而言，如此确定的滤波器不足以对信号作理想的模拟。因此，对线性预测的剩余信号进行编码是必不可少的。与线性预测剩余信号有关的一种操作方式被前已提到的LD-CELP(低延时CELP)编码技术所特别采用。在此情况下，由取自随机的code page的波形来模拟剩余信号，并将它乘以增益值。例如，MP-LPC编码技术在由经各自的增益值改变的可变位置脉冲的帮助下对这个剩余信号进行模拟，而VSELP编码技术采用取自适当的表格的脉冲矢量的线性组合来实现这一模拟。

下面将给出LPC分析(特别是“反向”LDC分析和“前向”LPC分析)的操作方法的例示的概要说明。

频谱的总包络用构成LPC滤波器的短期综合滤波器来模拟，其系数用要编码的语言信号的线性预测来模拟。这个LPC滤波器(它是自回归滤波器)具有式(1)形式的传递函数 $A\left(z\right)=1-\underset{i=1}{\overset{p}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i{z}^{-i}$

这里ρ指出滤波器系数α_i的名称以及应用的线性预测的阶，z指出频率空间的经变换的变量z。

估算系数α_i的一种方法包括在语言信号的分析长度的范围内应用对该语言信号的误差预测信号能量的最小化判据。

实际上，由连续的样本构成的数字语言信号的分析长度是构成一个编码帧的N个样本。于是误差预测信号的能量由式(2)确定： $\mathrm{E\ρ}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[s\left(n\right)-\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i(n-1){]}^2---\left(2\right)$

这里S(n)表示N个样本的帧中的第n行的样本。

在逐块编码过程中，能够把编码帧有利地划分为子帧或邻接的LPC块。于是分析长度N超过每块的长度，为的是可以考虑一定个数的过去的样本，或(如果可用的话)将来的样本，其做法以及所花的代价是延迟适当的编码。

当PLC分析过程是对要编码的语言信号的当前帧的块执行时，分析称为“前向”LPC，其编码“实时”地在编码器级进行，即，在当前帧的块期间进行，其唯一的处理延迟是由滤波器系数的计算引入的。这利分析包括把滤波器系数的计算值传送至译码器。

以16kb/s在LD-CELP使用的“反向”LPC分析是标准UIT-T G728的目标。这种分析技术所包括的不是对要编码的语言信号的当前帧的块作出LPC分析，而是对综合信号进行LPC分析。应该明白，这种LPC分析实际上是对当前块之前的块的综合信号进行的，因为此综合信号可同时以编码器级和译码器级获得。这种在编码器和译码器中的同时操作可以避免把在编码器中得到的LPC滤波器系数的值从编码器传输到译码器。由于这个原因，“反向”LPC分析可以免除传输输出，而如此免除的输出例如在CELP编码情形中可用于充实激励codepage。“反向”LPC分析还允许增加分析的阶；在LD-CELP编码器的情形中，LPC滤波器系数可以多达50个，而与之相比，大多数使用“正向”LPC分析的编码器只有10个系数。

于是，“反向”LPC分析的正确操作需要下述的条件：

-质量良好的综合信号，它非常接近于要编码的语言信号，考虑到当前CELP编码器的质量，它包括速率足够高的编码输出(高于13kb/s)。

-较小的帧和块长度，这是由于在已分析的信号和要编码的信号之间有一个块的延迟。因此，帧和块的长度与要编码的语言信号的平稳时间相比应该较短；

-通过极少引入传输误差，在编码器和译码器之间的传输可靠性和保持被传输数据的完整性。一当综合信号与要编码的语言信号有显著差别时，编码器和译码器停止计算同一个滤波器，因而可能出现较大的不相符，不能回到在编码器和译码器中算得的滤波器显著的相似性。

由于上述“反向”和“前向”类型的LPC分析的各自的优缺点，S.PROUST、C.LAMBLIN和D.MASSALOUX发表了题为“使用混合的反向/前向自适应LPC预测的双速率低延迟CELP编码(8kbits/s/16kbits/s)”的论文(见Proc.IEEEWorkshop Speech Co.Telecomm.，Sept.1995，pp 37-38)，在该文章中提出了一种技术，这种技术包括有选择地联系“反向”和“前向”LPC分析。

考虑“反向”LPC分析的正确功能的上述条件示出，当以显著低于16kb/s传输输出操作时，单有这种类型的分析呈现出所述限制。除了综合信号的质量下降(这降低了LDC滤波器的性能)以外，为了降低传输输出，常常需要对数量级为10至30ms的较大的LPC帧长操作。因此可以看出，在这些条件下，在频谱跃变时以及，更一般地，在不是如此平稳的区域，尤其会发生性能变坏，因为对于一般非常平稳的信号(诸如音乐信号)，“反向”LPC分析要比“前向”PLC分析有相当大的优点。

联系上述两种类型的LPC分析的目的是减少这些缺点和增加在每种分析中固有的优点：

-“前向”LPC分析用于对跃变和非平稳区域的编码；

-“反向”LPC分析基本上用于对平稳区域的分析。

此外，把“前向”LPC分析编码的LPC帧引入由“反向”分析编码的LPC帧允许编码器和译码器在传输出错的情形下重新向相同的综合信号收敛，因此比单用“反向”LPC分析编码提供大得多的出错保护。

一般，上述混合的“前向”-“反向”LPC分析包括执行两个LPC分析，一个是要编码的语言信号或音频的“前向”LPC分析，另一个是对综合信号的“反向”LPC分析。

对于每个LPC块，计算两个滤波器，分别把这些滤波器表示为“前向”LPC滤波器和“反向”LPC滤波器。于是根据信号是否平稳作出选择施加至LPC块的滤波器的过程。这个过程需要两个不同的判据：

-根据滤波器的预测增益的第一判据；

-在连续算得的“前向”LPC滤波器之间的距离参数的第二判据。

对于这两个判据的每一个判据，建立阈值。第一判据：

如果在“反向”和“前向”LPC滤波器的预测增益之间的距离大于第一阈值，则选择“反向”LPC滤波器。

第二判据：

如果对表示两个接近的“前向”LPC滤波器的参数的矢量算得的距离低于第二阈值，则对于以“反向”LPC分析模式作的当前分析，禁止从“反向”LPC分析模式至“前向”LPC分析模式的切换，太小的距离表征一个或多或少的平稳区域，由于该原因，避免改变LPC分析模式是合适的。算得的距离是要编码的语言或音频信号的谱线之间的欧几里德距离。

在上面提到的由S.PROUST、C.LAMBLLIN和D.MASSALOUX发表的论文中可以找到关于上述混合的LPC分析方法的更详细的描述。

对上面提到的混合的分析操作方法作深入的研究，可以得出下述重要的缺点：

-对于某些信号，“前向”和“反向”LPC滤波器的预测增益值可能在第一阈值的上下振荡。这一现象导致从“反向”LPC滤波器至“前向”LPC滤波器的突然和频繁的改变，或者反过来的改变。由此引入的滤波不连续成为综合信号有相当大恶化的原因，并且在大多数时间不与要编码的语言或音频信的真实的频谱改变相联系；

-当编码输出低时，应建立的第一阈值的最佳值根据要编码的信号是否平稳而显著改变，编码输出低时则更甚。对于相应于10至30ms的LPC帧的编码延迟，或者当传输输出下跌时，在音乐信号和语言信号的编码模式之间有清楚的差别；主要使用“前向”LPC分析。

由于音乐信号是十分平稳的，因此甚至可对于长的LPC帧使用“反向”LPC分析。然而，在语言信号的情形中，高平稳的区域只有很短的持续时间，因而它们的“反向”LPC分析模式的行程是短暂的，于是导致不想要的使编码质量降低的滤波跃变。于是编码器不再能校正由滤波器切换引入的不连续性产生的现象。

-给出最佳主观质量因而对要编码的信号的频谱作最好的模拟的LPC滤波器通常不总是具有最佳预测增益的滤波器。因此，与瞬时判定相联系的从一个LPC分析模式至另一个分析模式的某些切换是无用的。

本发明的目的是解决上述缺点，其做法是通过特殊的“前向”和“反向”LPC分析，使用对于数字音频编码的过程和装置。

本发明的另一目的也是使用一个过程，它根据要编码的信号的平稳程度，动态地适应在“前向“LPC分析和“反向”LPC分析之间作出选择的功能。

本发明的又一个目的也是使用一个过程，它根据在高平稳的信号(诸如音乐或背影噪声)和其他信号(诸如语言)之间的鉴别，动态地适应上述的选择功能，以允许分别由“反向”LPC分析和“前向”LPC分析作最合适的编码处理。

本发明的再一个目的是，一当已经作出了上述最合适的编码选择，对于给定类型的或者具有给定特征的要编码的信号，要防止至未被选择的LPC分析模式的任何的突然切换，因此防止出现从“前向”LPC滤波器至“反向”LPC滤波器的跃变，以及相反的跃变，这种跃变有降低再现的综合信号质量的倾向。

本发明的还有一个目的是使用上述选择功能的动态自适应过程，藉此使LPC分析模式的改变可靠地对应于要编码的信号的平稳性的改变，由此与第一和第二阈值的简单交叉效应相联系的机会很低。

对于数字音频信号编码的方法和装置(它们是本发明的目的)根据在“前向”和“反向”LPC分析之间选择的判据分别使用双重分析，以产生被传送的经编码的信号，该信号包括LPC滤波参数以及分析判定信息和不传送的编码剩余信号。把数字音频信号再细分为帧(具有确定数目的样本的块的序列)，而对这个数字音频信号的编码是对于非平稳区域分别使用“前向”LPC滤波器和综合信号实现的。

它们是值得注意的，因为它们分别包括并且允许：

-根据平稳性参数(其值在最大平稳值和最小平稳值之间)确定数字音频信号的平稳性程度；

-根据平稳性参数建立基于判定函数的分析选择值；

为了用“前向”LPC滤波对数字音频信号的非平稳区域编码和用“反向”LPC滤波对综合信号的平稳区域编码，把分析选择值施加至LPC滤波。

这种操作方法可以根据数字音频信号的平稳性程度优先保持在“前向”或“反向”LPC滤波模式，并且可以限制从一种滤波模式至另一种滤波模式的切换或反过来切换的数目。

作为本发明目的之方法和装置不仅可应用在移动电话领域，而且可应用在产生和复制唱片、卫星传输以及多媒体视频或音频会议应用的高质量电话方面。

下面通过阅读说明书并检查设计可以便于理解本发明，其中：

-图1以总流程图的形式示出步骤的例示图，这些步骤允许完成编码(它是本发明的目的)；

-图2a示出对于每个当前LPC块计算平稳性参数的步骤的总的流程图；

-图2b示出一种特别有利的方法，用以实行按照图2a的计算平稳性参数的主要步骤；

-图2c示出执行图2b的细节，并且更详细地示出为得到平稳性参数而调节中间平稳性参数的值的步骤的细节；

-图2d和2e分别示出调节函数应用的第一个和第二个例子，它们允许根据“前向”和“反向”LPC滤波器增益的比较值计算中间平稳性函数的调节值；

-图2f作为一个例子示出一些步骤的流程图，它可以使用判定函数和或“反向”LPC分析选择值；

-图3以功能方框的形式出出编码器的概图，该编码器可以按照本发明的目的对音频信号编码；

-图4以功能方框的形式示出译码器的概图，该译码器可以对已采用图3所示的编码器的音频信号译码。

下面结合图1给出于数字音频信号编码的更详细的描述，所述方法根据在“前向”和“反向”LPC分析之间选择的判据，分别使用了对传输的编码信号的双重分析(这是本发明的目的)。

概括地说，它示出，写作s_cn(t)的被传输的编码信号部分地包括LPC滤波参数，以及LPC分析判定信号。此外，不传输的编码剩余信息resn(t)对于完成编码过程有用。

把数字音频信号划分为LPC帧(它们是一系的LPC块)，为描述方便起见，把每个块记为Bn，并且有确定的样本数N。

编码过程(它是本发明的目的)的一个方面包括执行如上所述的对于数字音频信号的编码，其中，对于非平稳区域以及从编码剩余信号获得的综合信号使用“前向”LPC滤波，而对于平稳区域使用“反向”LPC滤波。

本方法(它是本发明的目的)的一个特别值得注意的方面包括，为了对于形成当前帧的一系列当前块的每个当前块，建立“前向”或“反向”LPC滤波选择判据，如图1所示，每个当前块(记为Bn)可在起始步骤10中得到，以在步骤11中，根据平稳参数(记为STAT(n))，确定数字为音频信号的平稳性程度。这个平稳性参数呈现一个数字值，它在最大平稳性值(记为STAT_M)和最小平稳性值(记为STAT_m)之间。

按照惯例，并且不损害编码过程(它是本发明的目的)的一般性，对于极为平稳的信号，平稳性参数呈现出最大值STAT_M，而对于极不平稳的信号，平稳性参数呈现出最小值STAT_m。

在上述步骤11后，编码方法(它是本发明的目的)包括步骤12使用平稳性参数STAT(n)，建立LPC分析选择值。在逻辑上，这个分析选择值相应于“前向”LPC分析选择或者“反向”LPC分析选择。把分析选择值记为d_n(n)，并且从特殊的判定函数(记为Dn)得出。

测试步骤13接在上述步骤12后，步骤13允许对LPC滤波应用分析选择值dn(n)，它由C表示，以对于数字音频信号实行编码，其做法是对于数字音频信号的非平稳区域作“前向”LPC滤波，而对于综合信号的平稳区域作“反向”LPC滤波。

判定函数Dn以及上述分析选择值dn(n)的执行形成了本发明的目的之编码过程的特别有利的方面，因为可以按照音频信号的平稳性程度，优先保持在一种LPC滤波模式(“前向”或“反向”)，并且限制从一种滤波模式切换至另一滤波模式的数目，或反过来切换的数目。

概括地说，在步骤12中执行并记为Dn的判定函数是一个自适应函数，它对于每个当前块根据平稳性参数进行更新。

对自适应函数的更新使得可以根据数字音频信号的平稳性程度优先保持在一种LPC滤波模式(“前向”或“反向”)，因而限制了从一种滤波模式换至另一种模式的数目，或反过来切换的数目。

说得更具体些，按照上述判定函数Dn建立的分析选择值dn(n)相应于LPC滤波模式(“前向”或“反向”)的优先值，并且相应于另一个优先值；该值事实上代表缺少回至“反向”或“正向”LPC滤波模式的优先级的值。

作为LPC滤波模式的优先值，分析选择值dn(n)例如能够相应于一个逻辑值，例如，这个逻辑值的真值(值1)相应于选择“反向”LPC滤波，而此真值的补值(值0)相应于选择“前向”LPC滤波。于是可以看出，步骤13中的测试函数概括为上述分析选择值的逻辑值的测试值，以保证在步骤14中“反向”LPC滤波用于要编码的信号的平稳区域，或者在步骤15中“前向”LPC滤波用于非平稳区域，在上述步骤14和15后面跟有步骤14a和15a，它们回至下一块，对于n＝n+1，记为Bn+1。

虽然把分析选择值dn(n)表示为逻辑值，但应该明白，这个逻辑值可以与优先值相关联，而滤波模式的概率由判定函数Dn特别地建立。可以特别看出，对于每个当前块Bn，对于“反向”LPC滤波的概率值(其范围在0和1之间)这个概率值可以与真逻辑值相对应，而逻辑值0可以对应于上述在0和1之间概率范围的补值。此概率依赖于在相同的滤波模式中的许多连续的滤波判定。

判定函数Dn的工作方式使滤波模式优先级可以事实上与逻辑变量dn(n)相关联，并且对于每个当前块Bn，随时间而自适应。

概括地说，使判定函数Dn自适应的目的是，为了尽可能避免从一种滤波模式至另一种滤波模式的不必要的切换，考虑到要编码的信号的总的平稳程度，以逐渐优先选取“反向”LPC滤波模式，或者，相反地，选取“正向”LPC滤波模式，看哪种模式工作得更好。

说得更具体些：

-要编码的信号越平稳，则判定函数Dn越优先选取“反向”LPC分析，尽可能限制切换至“前向”LPC滤波模式；

-相反地，要编码的信号越不平稳，则判定函数越优先选取“前向”LPC分析，尽可能限制至“反向”LPC滤波模式的任何切换。

在说明书的后面部分将给出执行特定判定函数的更详细的描述，按照平稳性参数STAT(n)的值可以适应此判定函数。

现在结合图2a给出和描述与每个当前的LPC块Bn有关的平稳性参数STAT(n)的优先计算的方法。

按照上述附图，包括确定数字音频信号的每个当前块Bn的平稳性程度的步骤11包括：从平稳性参数的任意的初始值开始，如在图2a的步骤110中所示，这个任意值记为STAT(0)，在步骤111中，对于这个当前块Bn，作为确定个数的连续的分析选择值和在当前块之前的块的平稳性参数值的函数，计算中间平稳性参数值，这个值记为STAT*(n)，这些LPC分析选择值记为d_n-1(n-1)，…，d_n-p(n-p)，它们是对于LPC块的序列的先于当前块Bn的不同的连续块得到的，而在当前块之前的块的平稳性参数值记为STAT(n-1)。在示于图2a的步骤111中，与这些先前的值(记为d_n-1(n-1)至d_n-p(n-p))相关，给出确定数目的先前的分析选择值的函数。平稳性参数的起始任意值STAT(0)例如可以与说明书中的上述平稳性参数最大值和最小值(STAT_MSTAT_m)的平均值相等。

在上述步骤111后面跟着步骤112，该步骤包括根据“前向”和“反向”滤波器的预测增益的值或者在当前帧之前的帧的分析模式，调节中间平稳性参数值。在图2a的步骤112中，上述函数记为g(STAT*(n)，Gpf，Gpb)，这里对于在当前帧之前的帧，Gpf是“前向”LPC滤波器的预测增益，而Gpb是“反向”LPC滤波器的预测增益。在步骤112(即，包括调节中间平稳性参数值的步骤)中，当前LPC块Bn的平稳性参数值STAT(n)由式(3)的值给出

                  STAT(n)＝g(STAT*(n)，Gpf，Gpb)，它相应于经调节的中间平稳性参数值。

现在结合图2b给出中间平稳性参数STAT*(n)的计算步骤111和包括调节此参数值的步骤112的更详细的描述。

按照上述附图，从初始化步骤1110开始，在该步骤中，得到与在当前块Bn之前的块Bn-1有关的平稳性参数值STAT(n-1)和分析选择值d_n-1(n-1)，步骤111包括在步骤1111中执行一个步骤，它包括对在当前块B_n之前的块B_n-1，鉴别其为“前向”还是“反向”LPC分析模式。如图2b所示，这一鉴别步骤1111可以包括对于分析选择值d_n-1(n-1)的测试步骤，看其是否与符号值“fwd”或逻辑值0有关，后者相应于真逻辑值的补值。

对于上述测试的否定响应，即，对于以“反向”LPC分析模式分析的在当前块Bn之前的任何块B_n-1，在步骤1113中的计算中间平稳性参数的步骤包括确定接连以“反向”LPC分析模式分析的先前的帧数(记为N_BWD)；然后在步骤1114中，它包括把先前的帧数与一个任意起始值(记为Na)作优势比较，后者代表接连以“反向”LPC模式分析的帧数。

对于在测试步骤1114作的优势比较，若有肯定的响应，则计算步骤包括在步骤11114b向中间平稳性参数值STAT*(n)赋以在当前块之前的块的平稳性参数的值STAT(n-1)再加上一个确定值，该值取决于表示接连分析的帧数(即，接连以“反向”LPC分析模式分析的先前帧数N_BWD)的第一任意值。在步骤1114b，取决于第一任意值的确定值记为f_n(N_BWD)。在上述步骤期间，可以看出，当前LPC块Bn的中间平稳性参数值STAT*(n)于是比与先前块B_n-1相同的平稳性参数相应的值增加。

若对于在比较测试步骤1114中的优势比较有否定的响应，则在步骤1114a，向当前块B_n之前的块的平稳性参数的值STAT(n-1)赋以中间平稳性参数值STAT*(n)。

然而，对于以“前向”LPC分析模式分析的每个先前块B_n-1，对于测试步骤1111的肯定响应，用于计算中间稳定参数的步骤111，如图2b所示，包括在步骤1112根据测试判据确定，由(n-2)行的当前块B_n-1之前的块之前的块是否出现从“反向”LPC分析模式向“前向”LPC分析模式的跃变，即，是否存在LPC分析选择值d_n-2(n-2)＝符号值“bwd”，(如上所述，其逻辑值为0)。对于测试步骤1112的肯定响应指出存在这样的在当前块B_n-1之前的块之前的块从“反向”分析模式的跃变，而对于上述测试步骤1112的否定响应指出没有这样的跃变。

对于上述测试步骤1112的肯定响应，于是计算步骤111包括使用劣势比较判据把上述N_BWD帧数与一个第二任意值N_b比较，N_b代表了在当前块之前的块B_n-1之前接连以“反向”模式分析的帧数。

对于在测试步骤1118中进行的比较的肯定响应，在该测试后跟着步骤1118a，它包括向中间平稳性参数值STAT*(n)赋以在当前块之前的块的平稳性参数值STAT*(n)，再减去一个确定值，该确定值取决于第二任意值N_b，把这个确定值记为f₂(N_BWD)。可以看出，在赋值步骤1118a，作为结果，中间平稳性参数值减小。

然而，若对于在测试步骤1118实行的劣势比较作出否定响应，于是步骤111包括在步骤1118b把当前块之前的块的平稳性参数值即，STAT(n-1)指定为中间平稳性参数值STAT*(n)。

在图2b中，可以注意，赋值步骤1118a和1118b后面跟着一个步骤，这个步骤的标号为1118c，它把接连以“反向”LPC分析模式处理的块数用零来替代，这个置零的步骤能够更新整个计算中间平稳参数值的过程。

若对于比较测试步骤1112的响应是否定的，则不发生“前向”LPC分析跃变，在步骤1119中把先前块B_n-1的平稳性参数值STAT(n-1)赋给中间平稳性参数值STAT*(n)。

在步骤111的结尾，对于当前块B_n设定中间平稳性参数值STAT*(n)。

就包括调节上述中间平稳性参数值的步骤112而论，通过参看图2b可以注意，它最好包括步骤1120，以鉴别“反向”LPC滤波和“前向”LPC滤波的预测增益，这些增益值分别记为Gpb和Gpf。应该明白，上述鉴别只包括分别对于上述“前向”和“反向”滤波存储和读取增益值。除了上述增益值之外，步骤1120可以包括预测增益的比较值(记为DGfb)为上述“前向”和“反向”预测增益的差值或比值。

如还是图2b中所示，图2a的步骤112包括了在上述步骤1120后的步骤1121，该步骤包括用改进值ΔS来改变中间平稳性参数值STAT*(n)，按照本发明的方法的特别值得注意的特征，这个改进值是“前向”和“反向”LPC滤波预测增益的比较值的函数。

一般，可以指出表示改进值ΔS的函数可记为

                        ΔS＝f_r(Gpf，Gpb)

这里，如前面那样，Gpf和Gpb分别指出“前向”和“反向”LPC滤波预测增益。

一般，可以指出，根据考虑比较值所沿的方向，能够建立改进值ΔS的函数f_r(Gpf，Gpb)是一个分别随这个比较值增减的函数。当比值较指出与“前向”LPC滤波增益相比较的“反向”LPC滤波增益值时，这一选择可以任意地保持而不破坏此方法(本发明的目的)的一般性质，于是函数f_r升高至上述比较值DGfb。在相反的情形下，函数f_r降低。

换言之，通过增加或减少改进值ΔS的中间平稳性参数值，改变是与增益的这个比较值成比例的。一般，把此改变写成STAT(n)＝STAT*(n)+kΔS。实际上，k取作1。说得更具体一些，它表示，当“前向”和“反向”LPC预测增益之间的间隙增加时，改进值ΔS的代数值增加，于是函数f_r(Gpf，Gpb)是一个上升函数，而当上述同一间隙减小时，改进值ΔS的代数值降低，上述间隙被确定为在LPC“反向”滤波的预测增益和LPC“前向”滤波的预测增益之间。事实上，根据这个间隙的定义的决定函数是上升函数还是下降函数。

因此，如图2b所示，在步骤1121的结尾，于是对于k＝1，能够用上述改进值ΔS的代数值校正中间平稳性参数值STAT*(n)，以计算平稳性参数值STAT(n)。

在步骤1121之后，在步骤1122中设定平稳性参数值STAT(n)。

现在结合附图2c以优先方式给出图2b的步骤1121的更详细的描述，其中，考虑到平稳性参数的计算过程，施加至改进值与施加至LPC“前向”和“反向”预测增益值一样多的测试判据。

如在上述图2c中所示，步骤1121能够包括第一个步骤1121a，该步骤根据以前提到的函数f_r(Gpf，Gpb)启动改进值ΔS的计算。下面在说明书中将给出可用函数的不司的例子。

首先，在步骤1121b中，改进值ΔS将与值0作优势比较，事实上，这个比较测试能确定改进值ΔS的增加。

若对于上述测试步骤1121b作出肯定响应，则改进值ΔS为正，并且它对应于“前向”和“反向”LPC滤波预测增益的比较值的增加，根据改进值ΔS增加中间平稳性参数值的步骤又经受“反向”LPC滤波的增益值的优势条件检验，将该值与一个第一正值作比较，所述第一正值是在“反向”LPC滤波增益值Gpb与这个所确定的第一正值(称为Si)作比较的优势比较级中确定的。

若对于上述测试步骤1121c作出否定响应，则在步骤1121g中把中间平稳性参数STAT*(n)赋给平稳性参数的值STAT(n)。

若对于上述测试步骤1121c作出肯定响应，则改进值ΔS的中间平稳性参数值的增加又经受中间平稳性参数值STAT*(n)的劣势条件检验，将它与一个第二确定正值STATi作比较，STATi当然代表一个平稳值。这个劣势测试条件在步骤1121e中执行。

若对于上述测试步骤1121e作出否定响应，则在上述步骤1121g中把中间平稳性参数值STAT*(n)赋给中间平稳性参数值STAT(n)。

若对于劣势测试条件1121e作出肯定响应，则在步骤1121i，把增加了正值ΔS的中可平稳性参数STAT*(n)赋给中间平稳性参数值STAT(n)。

相反，若对于上述测试步骤1121b作出否定响应，则改进值ΔS是负的，中间平稳性参数减少改进值ΔS(这个值是负的)的步骤又在比较步骤1121d中经受劣势测试条件检验，其中，“反向”LPC滤波增益值Gpb与一个第三确定的正值(称为Sd)作比较。这个第三确定的正值当然代表了LPC滤波增益值。

若对于上述测试步骤1121d作出否定响应，则在步骤1121g把中间平稳性参数STAT*(n)赋给平稳性参数值STAT(n)。

相反，若对上述测试步骤1121d作出肯定响应，则中间平稳性参数减少改进值ΔS的减少步骤还在称为1121f的比较测试步骤中经受优势条件检验，其中，把中间稳定参数STAT*(n)的值与一个第四确定的正值(称为STATd)作比较。当然，第四确定的正值代表了选出的平稳性参数值。

若对于上述测试步骤1121f作出否定响应，则在步骤1121g把中间平稳性参数STAT*(n)赋给平稳性参数STAT(n)。

相反，若对于上述测试步骤1121d给出肯定响应，则在称为1121f的比较测试步骤中，中间平稳性参数值减少改进值ΔS的步骤还会经受优势条件检验，其中，中间平稳性参数值STAT*(n)与一个称为STATd的第四确定的正值作比较。当然，第四确定的正值代表了选出的平稳性参数值。

若对于上述测试步骤1121f作出否响应，则在步骤1121g把中间平稳性参数值STAT*(n)赋给平稳性参数STAT(n)。

若对于上述测试步骤1121f作出肯定响应，则在步骤1121h把增加了改进值ΔS的代数值(它是负值)的中间平稳性参数值STAT*(n)赋给平稳性参数STAT(n)，于是中间平稳性参数值减小以建立平稳性参数值STAT(n)

在步骤1121g、1121h和1121i的结尾处，于是在图2b的步骤1122中设定平稳性参数STAT(n)。

至于函数f_r(Gpf，Gpb)，可以证明，它可以包括“前向”和“反向”LPC滤波增益的比较值的非线性函数，其中，“前向”和“反向”LPC滤波预测增益的比较值本身可以是“前向”和“反向”LPC滤波预测增益的比值或差值。可以使用其他类型的函数(诸如线性函数)。

在图2d示出非线性函数f_r(Gpf，Gpb)的第一个例子。

在图2d的型式例子中，沿纵坐标的“反向”LPC滤波预测增益Gpb和“前向”LPC滤波增益Gpf的成对值对于分别相应于比直线ΔS＝0的斜率较大或较小的斜率的比值ρ＝Gpb/Gpf，规定正的改进值ΔS(ΔS＞0)或负的ΔS＜0。

在图2e中，示出了这样的情形，其中，“前向”和“反向”滤波预测增益的相对值不再相应于增益比值ρ，而是相应于上述增益的差值。在此情形中，“前向”和“反向”LPC滤波预测增益的相对值也能够是一个非线性函数，该函数能够对相应于Gpb，Gpf的成对值的差值规定改进值ΔS，Gpb，Gpf的成对值相应于一些直线，它们的横坐标原点的代数值分别小于于或大于直线ΔS＝0的横坐标的原点。在图2e的情形中，作为改进值ΔS的符号的函数划分区域的直线相互平行。

按照过程(它是本发明的目的)的另一个特殊方面，进一步建议，在无声帧期间(例如当音频信号包括无声的语言信号)，允许不自适应当前块B_n的平稳性指数。在这种情形中，示于图2b的步骤111的步骤1111之前可以有步骤1111a，该步骤包括，对于每个连续的当前块，确定音频数字信号的平均能量，并在此同一步骤中，根据劣势比较判据，将这个平均能量与代表无声帧的确定的阈值作比较。在图2b中，此阈值称为ENER.SIL。若对于上述测试步骤作出肯定响应，则在示于图2b的指定步骤中把先前块的稳定参数值STAT(n-1)赋给当前块的稳定参数值STAT(n)。在上述图中，步骤1111a和1111b用虚线示出，因为它们是为例如对语言信号编码而预备。

现在结合图2f给出实现判定函数Dn的更详细的描述，从该函数能得到判定值dn(n)。以一种较佳的形式给出描述，然而，按照本发明的目的，为了得出连续的选择分析dn(n)值，此判定函数是短时自适应的，此判定函数可以与先前提到的论文(由S.PROUST、C.LAMBLIN和D.MASSALOU发表)中描述的判定函数相比较。

从步骤120开始，对于当前块B_n，首先计算在当前块的LPC滤波器和先前块B_n-1的滤波器之间的距离(称为d_LPC)。例如，这种距离计算是用LSP频率参数来实行的，如在与上述论文中描述的过程有关的描述中提到的那样。

应该注意：

-判据中碰到的阈值S_PRED(n)s_TRANS、s_sTAT和G1的值是根据“反向”和“前向”LPC滤波的预测增益进行判定；

-判据中碰到的阈值S_LSP_L和S_LSP_H根据LSP频率矢量之间的距离进行判定，所述LSP频率矢量代表与两个连续的块B_n-1和B_n比较的两个“前向”LPC滤波器；

-“前向”LPC滤波器的预测增益Gpf；

-“反向”LPC滤波器的预测增益Gpb；以及

-按照在上面的说明书中提到的论文中说明的方法内插的“前向”滤波器的预测增益Gpi。

参看图2f，用下述方式建立用于建立判定函数的判据：

-如果接连的LPC滤波器很平稳(即，对于d_LPC＜S_LPC_L)，则如果它处于“反向”LPC滤波模式就不实行从“反向”LPC滤波至“前向”LPC滤波的切换，其条件是“反向”LPC滤波器的预测增益大于减去s_sTAT值后的“前向”LPC滤波器的预测增益。要指出，选择s_sTAT，从而在用由距离d_LPC测得的频谱很平稳时有助于“反向”LPC滤波器的选择；

-如果接连的LPC滤波器具有显著的跃变，即，对于d_LPC＞S_LSP_H以及如果Gpf＞Gpb_s_TRANS，于是，选出的滤波模式是“前向”LPC滤波，即，d_n(n)＝0其符号值为“fwd”)，否则，d_n(n)几乎等于1，(其符号值为“bwd”)。应该指出，选择s_TRANS，从而在用距离d_LPC测出出现频谱跃变时，非常有助于“前向”LPC滤波器的选择；

-否则，在所有其他情形中，如果Gpb＞Gpf_S_PRED和Gpi＞Gpf_S_PRED，则保持的LPC滤波器是经内插的“反向”LPC滤波器，其条件是，后者的增益以及纯“反向”LPC滤波器的增益超过上面提到的阈值Gi。如果上述有关预测增益值的条件不满足，则选择“前向”LPC滤波。

为了增加发送的“前向”LPC滤波器的数目，因而增加了编码系统对于传输差错的强度，一当要编码的能量信号E_n(即，相应块B_n的能量)小于无声帧的能量值ENER_SIL时可以有利地选择“前向”LPC滤波模式，无声帧的能量值相应于最小可闻值。

在图2f中描述了一组条件，它们能建立判定函数Dn，并且得出相应的选择分析值dn(n)，这里，对判定函数Dn是短时自适应的。

例如，相应于非平稳的STATn值平稳性参数值STAT(n)可位于尺度上的0处，而相应于很平稳的STAT(n)值，至尺度上的100。

按照平稳性参数值STAT(n)，通过对于阈值的自适应，改变判定函数Dn。

信号的平稳性越增加，越有利用采取“反向”LPC滤波模式：S_PRED、S_LSP和S_LSP_H增加。

作为一个不限定的例子，由对于上述阈值的每个当前LPC块B_n的改变函数看出：

S_PRED9n)＝f_{S_PRED}(STAT(n))其中，函数f_{S_PRED}随STAT(n)的值上升；

S_LPC_L(n)＝f_{S_LPC_L}(STAT(n))，其中，函数f_{S_LPC-L}上升；

S_LPC_L(n)＝f_{S_LSP_R}(STAT(n))，其中，函数f_{S_LPC-R}上升。

在对上述阈值的适应中，可以看出，提及的上升函数例如是这样的函数，它们涉及函数f_{S_LPC-L}和f_{S_LPC_H}。函数f_{S_PRED}是可变平稳性参数的改进函数，它具有下述形式：

S_PRED(n)＝α·STAT(n)+β

这里α和β是两个0和1之间的实数，并且S_PRED(n)的值限制在区间[S_PRED_m)，S_PRED_M]之间，S_PREDm和S_PREDm代表两个实验确定的值。当平稳性参数STAT(n)小于一给定的阈值S_FWD时，为了再限定滤波器的风险，于是可以选择需要“前向”LPC滤波模式。

另一方面，s_TRANS、s_TAT和G₁阈值保持为固定值，例如这些值可以是一-1dB、5dB和0dB。

在图2f中，以下面的方式来描述判定函数Dn的建立以及分析选择值d_n(n)的获得：在上述步骤120之后，执行有关当前LPC块B_n的能量的测试步骤121，其做法是把该能量与无声能量值ENER_SIL作劣势比较，或者用平稳性参数值STAT(n)与在说明书中提到的S_FWD值作劣势比较。若对上述测试步骤121作出肯定响应，则在步骤122中把选择分析值dn(n)取为0(即，符号值“fwd”)。

若对于上述测试步骤121作出否定响应，则进行一个新的测试步骤，它是关于选择分析值d_n-1(n-1)与逻辑值1(即，符号值“bwd”)的。

若对于上述测试步骤123作出肯定响应，则在步骤124对上述LPC滤波距离d_LPC实行新的测试，使该距离与阈值S_LSP_H(n)作比较(与该阈值作优势比较)。

若对于上述测试步骤124作出肯定响应，则实现新的测试步骤126a，它包括把“前向”LPC滤波预测增益Gpf与“反向”LPC滤波预测增益Gpb减去阈值s_TRANS之后作比较。

若对于上述测试步骤126a作出肯定响应，则把逻辑值0(符号值“fwd”)赋给选择分析值d_n(n)，而若对于上述测试步骤126a作出否定响应，则把值1(符号值“bwd”)赋给同一选择分析值。相应的步骤称为128和129。

若对于上述测试步骤124作出否定响应，则进行新的测试步骤125。测试步骤125包括实行把LPC滤波距离d_LPC与阈值S_LPC_L(n)作劣势比较。

若对于测试步骤125作出肯定响应，则进行新的测试步骤126b，该测试步骤是把“反向”LPC滤波预测增益与“前向”LPC滤波预测增益减去上述值s_sTAT之后作优势比较。

若对测试步骤126b作出肯定响应，则在步骤129把逻辑值1(即，符号值“bwd”)赋给选择分析值d_n(n)。

若对测试步骤126b作出否定响应，则在步骤128把逻辑值0(即，符号值“fwd”)赋给选择分析值d_n(n)。

相反，若对于测试步骤125作出否定响应，则在步骤127进行新的测试，此测试步骤包括：验证“反向”LPC滤波增益Gpb与减去阈值S_PRED(n)后的“前向”LPC滤波预测增益之间的比较条件；中间LPC滤波预测增益Gpi与减去上述阈值S_PRED(n)后的“前向”LPC滤波预测增益值之间的优势比较；以及“反向”滤波预测增益Gpb与阈值G₁的优势比较和中间滤波预测增益Gpi与阈值G₁的比较。

应该指出，对于前面在说明书中提到的测试步骤123作出的否定响应也导致实行上述测试步骤127。

若对于上述测试步骤127作出肯定响应，则在步骤129把逻辑值1(即，符号值“bwd”)赋给选择分析值d_n(n)，而若对于上述测试步骤作出否定响应，则在步骤128相反地把逻辑值0(即，符号值“fwd”)赋给选择分析值d_n(n)。

于是，通过使用判定函数Dn，设定了选择分析值d_n(n)，它是用上述逻辑值1或0得到的，而这些逻辑值与作为平稳性参数值的函数的返回至“反向”或“前向”滤波模式的优先级值或无优先级值相联系。

现在结合图3给出根据本发明的目的之音频数字信号编码装置的更详细的描述，其做法是在发送的编码信号中，分别根据“前向”和“反向”LPC选择分析的判据作出双重分析。

特别，应该指出，把要编码的数字信号分为帧，它们由样本的连续的块构成，例如，每个块包括给定数目N个样本。

在图3中，未曾示出以连续的样本块Bn构造要编码的音频数字信号的方式，因为这种操作方式在目前技术水平中是公知的，并且可实现以形成简单的存储器缓冲器，例如，对其寻址，以周期地读取帧频率和块频率。

如还在上述图3中所示的，编码装置(它是本发明的目的)包括“前向”LPC分析滤波器(标号为1A)和“反向”分析滤波器(标号为1B)，以能递送经传输的编码信号，它包括LPC滤波参数，以及分析判定指示和Pr参数(与谐波分析和激励信号CELP有关)。

一般，可以看出，分析判定指示与选择分析值d_n(n)相应，如在说明书前面提到的那样。至于LPC滤波参数，可以指出，按照编码方法(它是本发明的目的的使用方式，这些参数相应于特定的参数，这将在后面描述。

在图3中，还示出，在按照本发明的编码装置中，存在有一个作为平稳性参数值的一个函数而工作的自适应滤波器，其标号为1E。当然应该明白，自适应滤波器1E接收初始的数字信号(称为Sn(t))(即，当前块Bn)。滤波器1E使用滤LPC参数，以计算剩余信号，该剩余信号又由模块1F编码。这些LPC参数以及滤波判定指示构成了发送至译码器的编码信号的一部分。

此外，如图3所示，编码装置(它是本发明的目的)包括不发送的剩余编码信号的编码装置(标号为1F)，由res_n(t)表示的剩余编码信号直接在自适应滤波器1E的输出端处得到，然后把这个信号与数字信号递送至不发送的剩余编码信号的编码模块处输入端，以产生综合剩余信号res_syn_n(t)。

逆滤波模块(标号为1G)接收综合剩余信号，并传递综合信号s_syn_n(t)。

存储模块1H接收上述综合信号s_syn_n(t)，以递送先前块的上述综合信号至当前块Bn，如此得到的综合信号表示为s_syn_n-1(t)。把这个综合信号递送至上述图3中的标号为1B的“反向”LPC分析滤波器。

如图3所示，编码装置(它是本发明的目的)能够实行音频数字信号的编码，即，对于非平稳区，对来自“前向”LPC滤波器的上述音频数字信号进行编码；而对于平稳区域，则对来自“反向”LPC滤波器1B的上述综合信号s_syn_n-1＝(t)进行编码，如下所述。

如将在上述图3中看到的，为此目的，编码装置(它是本发明的目的)对于每个当前LPC块Bn包括计算模块IC，它根据平稳性参数计算音频数字信号的平稳性程度，所述平稳性参数的值在最大平稳性值和最小平稳性值之间。当然，按照编码过程(它是本发明的目的)，平稳性参数就是在前面在说明书描述的参数STAT(n)。前面也已经定义了最大平稳性值和最小平稳性值。

如还在图3中出示出的，编码装置(它是本发明的目的)包括一个称为ID的模块，用于根据上述稳定参数STAT(n)建立判定函LPC选择分析值，如前面在说明书中提到的，判定函数称为Dn而LPC选择分析值当然相应于在说明书中已提及的称为d_n(n)的LPC选择分析值。可以想起，选择分析值d_n(n)固定取值0或1(逻辑值)，它们分别相应于用于“前向”和“反向”LPC分析的选择分析符号值“fwd”和“bwd”。

特别，应该明白，涉及判定函数Dn的建立是与例如软件实现(诸如先前结合图2f所描述的)相应的。此外，诸如图3所示的按照本发明的编码装置包括LPC滤波分析鉴别模块(称为1D₂)，这个模块接收选择分析值d_n(n)，并且对于当前LPC块Bn，能够递送分别作为上述分析值的函数的LPC“反向”和“前向”滤波参数。应该清楚地明白，“反向”LPC滤波分析以及“前向”LPC滤波分析参数当然可以在图3中标号分别为1B和1A的滤波器处以数字形式获得。分别把这些参数指定为关于标号为1A的“前向”LPC分析滤波器“前向”LPC滤波分析参数的Af_n(z)以及关于标号为1B的“反向”LPC分析滤波器的“反向”LPC分析参数的Ab_n(z)。分别把这些参数递送至模块1D₁和1D₂。

至于鉴别模块1D₁设备的产生，例如可以用一种非限定的方式表明，它包括两个不同的存储区域，它们能够分别存储滤波参数Af_n(z)和Ab_r(z)，作为选择分析值d_n(n)的当前逻辑值(0或1)的函数的选择分析值d_n(n)使得能够为由例如模块1D₂读取存储的滤波参数值而寻址，并由后者传输这些滤波参数。

最后，如图3所示，可以看出，为了根据平稳性值操作标号为IE的自适应滤波器，按照本发明的目的的编码装置能够由滤波元件实现传递函数A(z)，该传递函数是根据由上述鉴别模块1D₂递送的滤波参数值建立的。

还要明白，自适应滤波模块1E可以用具有可调节的系数的滤波器达到，该滤波器的系数值是由上述鉴别模块1D₂递送的。于是，由模块1E进行的滤波是自适应型的，它作为要编码的音频数字信号的平稳性程度的函数而工作。于是模块1E根据初始的音频数字信号s_n(f)递送LPC滤波剩余信号(用res_n(t)表示)至剩余信号编码模块1F，然后，该模块可以递送用res_syn_n(t)表示的LPC综合剩余信号。

最后，模块1G是滤波模块，它的传递函数是模块1E的传递函数的倒数，它从模块1E的存储的参数得出。它接收由编码剩余信号的编码模块递送的LPC综合剩余信号res_syn_n(t)，这里，编码剩余信号是由模块1F递送的。于是可以明白，音频数字信号s_n(t)的编码是在模块1E中分别通过LPC“前向”和“反向”分析实行的，LPC“前向”和“反向”分析是由LPC“前向”和“反向”分析滤波器1A和1B实行的，当选择分析值d_n(n)具有符号值“fwd”以及选择分析的指示(即，选择分析的先前引用的值的指示)时，编码信号s_c_n(t)存在于“前向”LPC滤波参数的传输中。这种操作方式使得能够实行音频数字信号的编码，并且作为数字信号的平稳性程度的函数，有助于分别将它保持在“前向”和“反向”LPC滤波模式之一，并进一步限制从一种所考虑的滤波模式至另一种模式的切换数目。

现在结合图4描述采用双重分析的编码音频数字信号的译码装置。所述双重分析是按照作为本发明的目的之编码方法分别根据“前向”和“反向”LPC分析的判据对传输的编码信号进行的。而编码是用诸如图3中的编码装置进行的。

一般，可以看出，对于每个LPC分析块，传输的编码信号s_c_n(t)包括上述选择分析值，并且在这样的情形下，其中对于所考虑的LPC分析块，选择分析值相应于“前向”LPC分析，则编码信号包括“前向”LPC滤波参数以及LPC滤波剩余信号的编码参数(Pr_n参数)，即，剩余编码模块1F在综合剩余信号res_syn_n(t)中的信号res_n(t)分编码参数。

如图4所示，可以看出，译码装置至少包括滤波剩余信号的综合模块(标号为2A)，它接收由模块1F递送的LPC剩余信号的编码参数。模块2A对由模块1F提供的编码参数译码，并且因而递送综合剩余信号，在图4中把它记为res_sy_n(t)。

如图4所示的译码装置还包括一个标号为2B的逆自适应滤波模块(作为平稳性程度的函数)，它接收先前引用的由模块2A递送的综合剩余信号，并且能产生综合信号s_syn_n(t)(它代表音频数字信号)，而这个综合信号事实上构成译码信号。

当然应该明白，当传输滤波参数时，由于传输这一事实，逆滤波模块2B使用的由译码器接收的滤波参数是“前向”LPC分析参数，还应该明白，分析判定相应于“前向”LPC分析，或者，相反，相应于“反向”滤波分析，如将在下面描述的。

为此，译码装置(它是本发明的目的)当然包括标号为2D的“反向”LPC滤波模块，它接收在当前LPC块之前的LPC块的综合信号，当前块的综合信号记为s_syn_n(t)，而在其前面的块的综合信号在图4中记为s_syn_n-1(t)。为此，应该明白，关于当前块B_n的并且记为s_syn_n(t)的综合信号于是由存储模块(标号为2E)递送至“反向”滤波模块2D，事实上通过对于读取的自适应寻址，能够将综合信号的读取平移至相应的前一块(当前块Bn)的综合信号。

最后，为保证上述工作模式，如图4所示，译码装置(它是本发明的目的)还包括具有标号2C的鉴别模块，该模块能分别进行“前向”和“反向”LPC鉴别分析。一方面，为控制鉴别，模块2C接收被接收的选择分析值(即，值d_n(n)))，而另一方面，接收“前向”LPC滤波参数(即，被发送的参数Af_n(z))，以及由模块2D获得“反向”LPC滤波参数Ab_n(z)。然后，作为选择分析值的函数(即，值d_n(n))，模块2C能够作为平稳性程度的函数递送“前向”滤波参数Af_n(z)或“反向”滤波参数Ab_n(z)。至逆自适应滤波模块2B。

至于模块2C和2B的具体的实施例，可以提及，这些模块可以仅仅包括大致与图3的模块1D₂和1E相同，或者，更特别地，与图3的模1G大致相同的模块。

至于按照本发明的目的的之编码装置的有效的实施例(它能够使用在前面的说明书中描述的过程)，已经作出了两种具体的形式。

^* 按照以8kh/s的UIT-T标准的高输出扩展的电话频带CELP型编码器

实际编码器由CELP型电话频带(从300至3400Hz)编码器构成，输出为12kb/s按照先前在说明书中提到的称为ACELP的技术，对于由代数codepages提供的激励，在10ms的持续时间内构成帧。

每80个样本，“前向”LPC分析是阶为10的分析，而“反向”LPC分析是阶为30的分析。

已经将剩余信号的编码分成40个样本的子块。每个块Bn包括80个样本。

平稳性参数STAT(n)的自适应

上述平稳性参数值在两个极端值0和100(即，上述值STAT_m和STAT_M)之间变化。

先前在说明书描述的自适应函数，特别是函数f_a(N_BWD)和f_b(N_BWD)是：

在这些关系式中，x＝Dgfb。

至于能建立先前在说明书中提到的改进值ΔS的函数fr，它是变量x的一个阶梯函数(step fuction)，其中x＝Gpb-Gpf，而ΔS＝f_r(x)并且具有下述值：

STAT(n)的调节近一步遭受下述条件(它们已在前面结合图2C提及)：若ΔS＞0：

若STAT*(n)＜STATi，则STAT(n)＝STAT*(n)+ΔS

其他情形，则STAT(n)＝STAT*(n)其他情形：

STAT(n)＝STAT*(n)这里STATi＝40.6。

在此形式中，不使用图2c中标以1121d、1121c和1121f的其他测试条件。判定阈值的自适应

至于判定阈值：

以下述方式采用S_PRED：

S_PRED(n)＝0.03STAT(n)+1.0

S_PREDE[S_PRED_m，S_PRED_M]，SPRED_m＝1.63而SPRED_M＝4；

用下述阶跃函数使阈值S_LSP_L自适应：

若用阈值S_LSP_L测量LPC滤波器的稳定性，则把阈值s_sTAT固定在4.0dB。

在此形式中不用阈值S_LSP_H。

G₁的阈值固定在0dB。

至于用无声帧表征的能量值ENER-SIL，该值固定在40dB，这里在当前块Bn的80个样本S(i)的范围内测量的： $\mathrm{ENER}\_\mathrm{SIL}=10\mathrm{Log}\left[\underset{i=0}{\overset{i<80}{\mathrm{\&Sigma;}}}S{\left(i\right)}^2\right]$

把先前提到的S_FWD阈值的值设定在40.6，用于当STAT(n)值低于此阈值时，仍能进一步限制通过施加“前向”LPC滤波模式进行切换的风险。

^* 以下述条件实行具有两个子频带16/24/32kg/s的CELP展宽频带编码器的 第二种形式：

-0至7000Hz(分为两个子频带)的展宽频带编码器。主频带用有CELP技术编码，帧具有120个样本，由代数codepages产生激励，并且传输在6000Hz和7000Hz之间的主(host)频带某些能量和频谱特性。

-每120个样本用14个系数作“前向”LPC分析或用50个系数作“反向”LPC分析。在“前向”LPC分析中，分为两个60个样本的LPC子块，用于第1子块的滤波器根据当前滤波器和先前滤波器作内插。

平稳性参数STAT(n)的计算

在此形式中，上述平稳性参数在两个极端值0和120(即，上述STAT_m和STAT_M值)之间变化。

至于平稳性参数值自适应，fa(N_BWD)和f_b(N_BWD)函数的值为：

至于允许设定在前面的说明书中提到的改进值AS的f_r函数，它是一个变量x的阶梯函数，这里x＝Gpb/Gpf，而ΔS＝f_r(x)并且具有下述值：

STAT(n)的调节进一步经受下述条件检验(它们已在前面结合图2c提及)：若ΔS＞0：

若Gpb＞S：

    若STAT*(n)＜STATi，则STAT(n)＝STAT*(n)+ΔS

    若为其他情形，则STAT(n)＝STAT*(n)

若为其他情形，则STAT(n)＝STAT*(n)若为其他情形：

若STAT*(n)＜STATi，则STAT(n)＝STAT*(n)+ΔS

若为其他情形，则STAT(n)＝STAT*(n)其中STATi＝80，Si＝0dB。在此形式中不用在图c中标有1121h和1121d的其他测试条件。判定阈值的自适应至于判定阈值：以下述方式使S_PREDm自适应S_PRED(n)＝0.03 STAT(n)-0.5，局限在间隔[S_PRED_m，S_PRED_M]内，其中S_PRED_m＝0.5，而S_PRED_M＝2.5。藉助于下述阶梯函数使S_LSP_L阈值自适应：

藉助下述阶梯函数使S_LSP_H自适应：

在藉助于S_LSP_H阈值测量的LPC滤波器跃变的情形中，所用的s_TRNS阈值设定在0dB。

在藉助于S_LSP_L阈值测量的LPC滤波器的平稳性的情形中，所用的s_sTAT阈值设定在2.5dB。

G的阈值设定在0dB。

至于用无声帧表征的能量值ENER_SIL，该值固定在50dB，这是在当前块的120个样本S(i)的范围内测量的： $\mathrm{ENER}\_\mathrm{SIL}=\mathrm{Log}\left[\underset{i=0}{\overset{i<120}{\mathrm{\&Sigma;}}}S{\left(i\right)}^2\right]$

把先前提到的S_FWD阈值设定在60，用于当STAT(n)值低于此阈值时，仍能进一步限制通过施加“前向”LPC滤波模式进行切换的风险。

Claims (14)

1.一种对数字音频信号编码的方法，所述方法分别根据LPC“前向”和“反向”分析的选择判据，采用双重分析，把所述音频信号编码为传输的编码信号和不传输的剩余编码信号，所述传输的编码信号包括LPC滤波参数以及分析判定信息，所述数字音频信号被分为帧，即，规定数目的样本的连续块，分别对于非平稳区域通过“前向”LPC滤波对所述数字音频信号实行编码，和对于平稳区域通过“反向”LPC滤波对从所述剩余编码信号得到的综合信号实行编码，其特征在于，对于构成当前帧的一系列所述当前块的每个当前块的所述选择判据包括：

-按照平稳性参数确定所述数字音频信号的平稳性程度，所述平稳性参数的值在最大平稳性值和最小平稳性值之间；

-根据所述平稳性参数，建立由判定函得出的分析选择值；

-施加所述分析选择值至“前向”LPC滤波，从而对于所述音频信号的非平稳区域用所述“前向”LPC滤波对所述数字音频信号编码以及对于平稳区域用所述“反向”LPC滤波对所述综合信号编码，使得有助于按照与平稳性程度的关系把所述数字音频信号滤波分别保持于所述“正向”和“反向”滤波模式之一，并限制所述滤波模式从一种至另一种的切换或反向切换的数目。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述判定函数是自适应函数，根据所述平稳性参数对每个所述当前块实行判定，所述自适应函数的所述实行可以作为所述数字音频信号的平稳性程度的函数有助于分别把所述数字音频信号滤波保持于所述“前向”和“反向”滤波模式之一，由此限制所述滤波模式从一种至另一种的切换或反向切换的数目。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述判定函数建立的所述分析选择值分别相应于“前向”LPC滤波模式优先级值和“反向”LPC滤波模式优先级值。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，从所述平稳性参数的任意的起始值开始构成规定所述数字音频信号的每个所述当前块的平稳性程度的步骤包括：

-对于所述当前块，作为规定数目的所述分析选择值和在所述当前块之前的平稳性参数值的函数，计算中间平稳性参数值，那些所述分析选择值是对于所述一系列块的所述当前块之前的不同的连续块得出的；以及

-作为在所述当前帧之前的帧的“前向”和“反向”LPC滤波的预测增益值的函数，调节所述中间平稳性参数值。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，对于每个所述当前块，构成计算所述中间平稳性参数值的步骤包括：

-对在所述当前块之前的块，在所述“前向”LPC或“反向”LPC分析模式之间作出鉴别；以及

-对于用所述“反向”LPC分析模式分析的任何先前块：

^*规定连接用所述“反向”LPC分析模式分析的先前帧的数目，

^*根据优势比较判据，把所述先前帧的数目与第一任意值作比较，所述第一任意值代表用所述“反向”LPC模式分析的多个连续帧，并且若对所述优势比较作出肯定响应，

^**则把在所述当前块之前的块的平稳性参数值加上为所述第一任意值的函数的特定值后，赋给所述中间平稳性参数值，而若对所述优势比较作出否定响应，

^**则把所述当前块之前的块的平稳性参数值赋给所述中间平稳性参数值；以及

-对于用所述“前向”LPC分析模式分析的任何先前块：

^*根据测试判据确定，在所述先前块之前的块和所述先前块之间是否发生从所述“反向”LPC分析模式至“前向”LPC分析模式的跃变，并且若对于所述发生与否的测试作出肯定响应，

^*则根据劣势比较判据，把所述先前帧的数目与第二任意值作比较，所述第二任意值代表在所述先前块之前的用所述“反向”LPC模式分析的连续的帧数，并且若对所述劣势比较作出肯定响应，

^**则把所述当前块之前的块的平稳性参数值减去一个规定值后赋给所述中间平稳性参数值，所述规定值是所述第二任意值的函数，而若对所述劣势比较作出否定响应，

^**则把所述先前块的平稳性参数值赋给所述中间平稳性参数值。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，构成对于每个所述当前块调节所述中间平稳性参数值的步骤包括：

-在所述“前向”LPC滤波和“反向”LPC滤波的预测增益之间进行鉴别；

-使所述中间平稳性参数值变化一改进值，所述改进值是所述“前向”和“反向”LPC滤波的有关预测增益值的函数，所述中间平稳性参数值的变化，即，增加或减少，是与所述改进值成比例的。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，与所述改进值成比例地增加所述中间平稳性参数值的步骤还经受所述“反向”LPC滤波增益相对于第一规定正值的优势条件检验以及所述中间稳定参数值相对于第二规定正值的劣势条件检验。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，与所述改进值成比例地减小所述中间平稳性参数的步骤还经受到所述“反向”LPC滤波增益相对于第三规定正值的劣势条件检验以及所述中间平稳性参数值相对于第四规定正值的优势条件检验。

9.如权利要求6-8中任何一项所述的方法，其特征在于，所述“前向”和“反向”LPC滤波预测增益的有关值包括所述“前向”和“反向”LPC滤波的预测增益之间的比值或差值。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，对于每个所述连续的当前块还包括：

-建立所述数字音频信号的平均能量，

-按照劣势比较判据，把所述平均能量与规定阈值作比较，该阈值代表无声帧，并且若对所述劣势比较作出肯定响应，

-则把所述先前块的平稳性参数值赋给所述当前块的平稳性参数。

11.如权利要求2的任一条所述的方法，其特征在于，对于用在最小值和最大值之间的的所述平稳性参数的所述平稳性程度，按照所述数字信号的增加的平稳性程度，构成所述判定函数的所述自适应函数是所述“反向”LPC滤波模式的优先级值的上升函数，这里，所述最小值代表大体上非平稳的数字信号的平稳性程度，而所述最大值代表大体上平稳的信号的平稳性程度。

12.一种对数字音频信号编码的装置，所述信号根据“前向”和“反向”分析的选择判据，分别采用双重分析被编码，把所述音频信号编码为传输的编码信号，把所述数字信号分成包括规定数目的样本的连续块构成的帧，所述编码装置包括“前向”LPC分析滤波器和“反向”LPC滤波器以及对不传输的编码剩余信号编码的装置，所述“前向”和“反向”LPC滤波器能够递送传输的编码信号，该信号包括LPC滤波数以及分析判定指示，而所述对编码剩余编码的装置能够产生综合剩余信号，所述数字音频信号的编码是分别对来自所述“前向”滤波器的非平稳区域的所述数字音频信号以及对来自所述“反向”LPC滤波器的平稳区域的所述综合信号实行的，其特征在于，对于每个所述当前LPC块，所述编码装置还包括：

-按照平稳性参数计算所述数字音频信号的平稳性程度的装置，所述平稳性参数的值在最小平稳性值和最大平稳性值之间；

-根据平稳性参数设定函数的装置，它能设定LPC分析选择值；

-鉴别LPC分析的装置，它接收所述分析选择值，并且对于所述LPC当前块，能够作为所述分析选择值的函数，分别递送“反向”和“前向”LPC滤波参数；

-自适应滤波装置，作为平稳性程度的函数接收所述数字音频信号和作为所述分析选择值的函数分别接收所述“前向”和“反向”LPC滤波参数值，并递送编码剩余信号至所述编码剩余信号的编码装置，它可以对所述数字音频信号编码，并有助于与所述数字信号的平稳性程度有关地分别把所述数字音频信号滤波保持于所述“前向”和“反向”滤波模式之一，并限制所述滤波模式从一种至另一种的切换或反向切换的数目。

13.如权利要求12所述的编码装置，其特征在于，对于每个所述LPC分析块，所述传输的编码信号包括：

-所述分析值，

而在对于所考虑的所述LPC分析块，所述分析选择值相应于所述“前向”LPC分析的情形中：

-所述“前向”LPC滤波参数。

14.一种对数字音频信号译码的装置，所述信号根据所述“前向”和“反向”LPC分析，分别采用双重分析被编码成传输的编码信号，该信号包括LPC滤波参数以及分析判定指示，其特征在于，对于每个LPC分析，所述传输的编码信号包括所述分析选择值以及对于所考虑的LPC分析块相应于“前向”LPC滤波参数中的“前向”LPC分析，所述译码装置至少包括：

-用于对剩余信号滤波的综合装置，它接收所述LPC剩余信号的编码参数并且递送综合剩余信号，

-作为平稳性程度的函数的逆滤波自适应装置，它接收所述综合剩余信号并且能够产生代表所述数字音频信号的综合信号并构成译码信号，

-“反向”LPC分析装置，它接收所述综合信号并且能够产生“反向”LPC滤波参数，

-在所述“前向”LPC分析和“反向”LPC分析之间作鉴别的装置，它一方面为了鉴别控制接收所述分析选择值，而另一方面，分别接收所述“前向”LPC滤波参数和“反向”LPC滤波参数，并且作为所述分析选择值的函数能够递送作为平稳性程度的函数所述“前向”LPC滤波参数或“反向”LPC滤波参数至所述逆滤波自适应装置。

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