CN112087140B - 一种多模式自动切换的两级谐振dc-dc转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种多模式自动切换的两级谐振DC‑DC转换器，包括转换电路和控制电路，所述控制电路包括电压采样模块、PWM模块、PFM/PSM模块、控制逻辑模块和驱动模块。该转换器将PFM、PSM和PWM三种控制模式进行了有机结合，根据输入电压来控制两级谐振DC‑DC转换器的工作模式，输入电压由低到高依次采用变频、移相和脉宽控制，控制方法简单，解决了单种控制方式下变换器在宽输入电压范围内开关频率变化宽，效率难以优化的问题，提高了变换器的效率。
Description
技术领域
本发明属于电力控制技术领域，具体涉及一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器。
背景技术
随着电力电子行业技术的不断发展，提高电路的工作频率可以提高整个系统的功率密度，减小系统体积，但是提高工作频率使得开关器件的开关损耗大大增加。谐振变换器因其软开关特性、低电磁干扰、元件计数小等优点，广泛应用于半桥、全桥变换器系统。然而，为了获得较宽的电压增益范围，谐振变换器需要在宽开关频率范围内工作，这可能会失去软开关特性导致转换效率降低。
在现有技术中，LLC谐振电路的控制方法包括PFM(Pulse frequency modulation，脉冲频率调制)调制和FSM(Finite State Machine，有限状态机)调制；其中，PFM调制主要通过改变开关频率来控制输出电压，这种方法的缺点开关频率变化范围大、轻载环流功率大、磁性元件参数及反馈控制环路设计困难等问题；FSM调制主要通过改变相移角来控制输出电压，其存在开关管的ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)范围窄、重载时谐振电流峰值大、环流损耗严重的问题。LLC谐振电路在全桥和半桥切换临界点不易控制，从而使得系统不稳定；另外还存在损耗高、效率低的缺点。
高文根、徐东、王坤、何睿等在专利“一种具有混合控制和过流保护措施的LLC谐振变换器”公开了一种具有混合控制和过流保护措施的LLC谐振变换器。其包括电源A，电源A的正、负极分别与第一开关管Q1的源极、第二开关管Q2的漏极相连接，第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的源极分别与谐振电路的输入端相连接，谐振电路的输出端和电源A的负极分别与变压器的输入端相连接，变压器的输出端通过整流器与负载并联连接，控制电路的输入端分别通过检测电路、电压比较电路与谐振电路、负载相连接，控制电路的输出端分别与第一开关管Q1、第二开关管Q2的栅极相连接。该专利实现了LLC谐振变换器根据负载变化自动地切换PWM(Pulse width modulation，脉冲宽度调制)或PFM混合控制模式，提高了其在轻载或空载时的工作效率、在过载或短路时的过流保护和启动时的冲击电流的限制。该电路存在的不足之处是：该电路需要额外的励磁电感LM会导致电路体积增大；而且电感发热、原边较大的导通损耗也会导致电路效率降低。该电路采用数字模块控制，控制方法复杂。
孙孝峰、申彦峰、朱云娥、刘飞龙等发表的“一种Boost型宽电压范围输入LLC谐振变换器”论文中提出了一种Boost(升压)型宽电压范围输入LLC谐振变换器。其通过调节Boost电路的占空比调节输出电压，后级LLC工作频率保持在增益为1的状态。这种结构相对简单、易于实现、变换器的工作频率恒定，但前级Boost开关管处于硬开关状态，开关损耗较大，效率低，并不适用于电力电子技术领域的大功率应用。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
本发明实施例提供了一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，包括转换电路和控制电路，所述控制电路包括电压采样模块、PWM模块、PFM/PSM模块、控制逻辑模块和驱动模块，其中，
所述电压采样模块的输入端连接所述转换电路的第一输出端，所述电压采样模块的第一输出端连接所述PFM/PSM模块的输入端，所述电压采样模块的第二输出端连接所述PWM模块的输入端；所述PFM/PSM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述控制逻辑模块的第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端，所述PWM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述控制逻辑模块的第五输入端、第六输入端、第七输入端、第八输入端；所述控制逻辑模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述驱动模块的第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端；所述驱动模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述转换电路的第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端，所述转换电路的第二输出端连接所述控制逻辑模块的第九输入端；
所述电压采样模块用于检测所述转换电路输出的第一电压值，并将所述第一电压值进行降压，得到第二电压值；
所述PFM/PSM模块用于接收所述第二电压值，根据所述第二电压值输出PFM信号或者PSM信号，并且控制所述PFM信号的频率或所述PSM信号的相移角；
所述PWM模块用于接收所述第二电压值，根据所述第二电压值输出PWM信号，并且控制所述PWM信号的占空比；
所述控制逻辑模块用于接收电源电压和所述PWM信号，同时接收所述PFM信号或所述PSM信号，并根据所述电源电压选择输出所述PFM信号、所述PSM信号或所述PWM信号；
所述驱动模块用于接收所述控制逻辑模块输出的所述PFM信号、所述PSM信号或所述PWM信号，并且根据所述PFM信号、所述PSM信号或所述PWM信号向所述转换电路提供降压反馈控制信号。
在本发明的一个实施例中，所述转换电路包括电源、第一电容、第一电感、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、谐振腔、变压器、整流滤波电路和负载电阻，其中，
所述第一MOS管的栅极作为所述转换电路的第一输入端，所述第二MOS管的栅极作为所述转换电路的第二输入端，所述第三MOS管的栅极作为所述转换电路的第三输入端，所述第四MOS管的栅极作为所述转换电路的第四输入端，所述第二MOS管的源极连接接地端，所述第四MOS管的源极连接接地端；
所述第一电容的一端连接所述第一MOS管的漏极和所述第三MOS管的漏极，所述第一电容的另一端连接接地端；
所述电源的负极连接接地端，所述电源的正极连接所述第一电感的一端，所述电源的输出端作为所述转换电路的第二输出端；
所述第一电感的另一端与所述第一MOS管的源极、所述第二MOS管的漏极、所述谐振腔的输入端连接；
所述谐振腔的输出端与所述变压器的原边的一端连接，所述变压器的原边的另一端与所述第四MOS管的漏极、所述第三MOS管的源极连接；
所述变压器的副边与所述整流滤波电路的输入端连接，所述整流滤波电路的正极与所述负载电阻的一端连接，所述整流滤波电路的负极与所述负载电阻的另一端和接地端连接，且所述负载电阻的输出端作为所述转换电路的第一输出端。
在本发明的一个实施例中，所述谐振腔包括第二电容和第二电感，其中，
所述第二电容的一端作为所述谐振腔的输入端，所述第二电容的另一端与所述第二电感的一端连接，所述第二电感的另一端作为所述谐振腔的输出端。
在本发明的一个实施例中，所述整流滤波电路包括第一二极管、第二二极管、第三电容和寄生电阻，其中，
所述第一二极管的正极与所述变压器的副边的第一端连接，所述第二二极管的正极与所述变压器的副边的第二端连接，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的负极、所述寄生电阻的一端、所述负载电阻的一端连接；
所述变压器的副边的第三端与所述第三电容的一端、所述负载电阻的另一端、接地端连接；
所述寄生电阻的另一端与所述第三电容的另一端连接。
在本发明的一个实施例中，所述PFM/PSM模块包括第一电阻、第二电阻、第一误差放大器、第一补偿网络、第一反相比例放大器、第二反相比例放大器和PFM/PSM芯片，其中，
所述第一电阻的一端与所述电压采样模块的第一输出端连接，所述第一电阻的另一端与所述第二电阻的一端连接，所述第二电阻的另一端连接接地端，所述第一误差放大器的反相输入端连接在所述第一电阻和所述第二电阻之间，所述第一误差放大器的同相输入端输入参考电压，所述第一补偿网络跨接在所述第一误差放大器的反相输入端和输出端之间；
所述第一误差放大器的输出端连接所述第一反相比例放大器的第一输入端、所述第二反相比例放大器的第一输入端，所述第一反相比例放大器的第二输入端和所述第二反相比例放大器的第二输入端均输入参考电压，所述第一反相比例放大器的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第一输入端，所述第二反相比例放大器的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第二输入端；
所述PFM/PSM芯片的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为所述PFM/PSM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端。
在本发明的一个实施例中，所述第一反相比例放大器包括第一放大器、第三电阻和第四电阻，其中，所述第三电阻的一端与所述第一误差放大器的输出端连接，所述第三电阻的另一端与所述第一放大器的反相输入端连接，所述第一放大器的同相输入端输入参考电压，所述第一放大器的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第一输入端，所述第四电阻跨接在所述第一放大器的反相输入端和输出端之间；
所述第二反相比例放大器包括第二放大器、第五电阻和第六电阻，其中，所述第五电阻的一端与所述第一误差放大器的输出端连接，所述第五电阻的另一端与所述第二放大器的反相输入端连接，所述第二放大器的同相输入端输入参考电压，所述第二放大器的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第二输入端，所述第六电阻跨接在所述第二放大器的反相输入端和输出端之间。
在本发明的一个实施例中，所述PWM模块包括第七电阻、第八电阻、第二误差放大器、第二补偿网络、光耦、RC网络和PWM芯片，其中，
所述第七电阻的一端与所述电压采样模块的第二输出端连接，所述第七电阻的另一端与所述第八电阻的一端连接，所述第八电阻的另一端连接接地端，所述第二误差放大器的反相输入端连接在所述第七电阻和所述第八电阻之间，所述第二误差放大器的同相输入端输入参考电压，所述第二补偿网络跨接在所述第二误差放大器的反相输入端和输出端之间；
所述第二误差放大器的输出端连接所述光耦的第一控制端，所述光耦的第二控制端连接所述RC网络的输出端，所述RC网络的输入端、所述光耦的第一输出端连接内部供电电压端，所述光耦的第二输出端连接所述PWM芯片的输入端；
所述PWM芯片的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为所述控制逻辑模块的第五输入端、第六输入端、第七输入端、第八输入端。
在本发明的一个实施例中，所述控制逻辑模块包括比较器和二选一数据选择器，其中，
所述二选一数据选择器的第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端分别作为所述控制逻辑模块的第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端，所述二选一数据选择器的第五输入端、第六输入端、第七输入端、第八输入端分别作为所述控制逻辑模块的第五输入端、第六输入端、第七输入端、第八输入端；
所述比较器的反相输入端连接所述转换电路第二输出端，所述比较器的同相输入端输入参考电压，所述比较器的输出端连接所述二选一数据选择器的第九输入端；
所述二选一数据选择器的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为所述控制逻辑模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端。
与现有技术相比，本发明的有益效果：
1、本发明的转换器将PFM、PSM和PWM三种控制模式进行了有机结合，根据输入电压来控制两级谐振DC-DC转换器的工作模式，输入电压由低到高依次采用变频、移相和脉宽控制，控制方法简单，解决了单种控制方式下变换器在宽输入电压范围内开关频率变化宽，效率难以优化的问题，提高了变换器的效率。
2、本发明的转换器根据输入电压控制转换电路在全桥和半桥切换，进一步缩小了开关频率的变化范围。
3、本发明的转换器采用的电路元件数目少，电路结构简单，能够有效降低电路体积。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器的结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中转换电路的示意图；
图3为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中PFM/PSM模块的示意图；
图4为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中PWM模块的示意图；
图5为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中控制逻辑模块的示意图；
图6a～图6d为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器工作原理图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
实施例一
请参见图1，图1为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器的结构示意图。该两级谐振DC-DC转换器包括转换电路和控制电路，控制电路包括电压采样模块、PWM模块、PFM/PSM模块、控制逻辑模块和驱动模块。
其中，电压采样模块的输入端连接转换电路的第一输出端，电压采样模块的第一输出端连接PFM/PSM模块的输入端，电压采样模块的第二输出端连接PWM模块的输入端；PFM/PSM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接控制逻辑模块的第一输入端A1、第二输入端A2、第三输入端A3、第四输入端A4，PWM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接控制逻辑模块的第五输入端B1、第六输入端B2、第七输入端B3、第八输入端B4；控制逻辑模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接驱动模块的第一输入端C1、第二输入端C2、第三输入端C3、第四输入端C4；驱动模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接转换电路的第一输入端S1、第二输入端S2、第三输入端S3、第四输入端S4，转换电路的第二输出端连接控制逻辑模块的第九输入端。
具体地，转换电路用于接收电源电压，对电源电压进行转换后输出第一电压值和电源电压。电压采样模块用于检测转换电路输出的第一电压值，并将第一电压值进行降压，得到第二电压值，然后将第二电压值通过第一输出端输出到PFM/PSM模块，通过第二输出端PWM模块中。PFM/PSM模块用于接收第二电压值，根据第二电压值输出PFM信号或者PSM信号，即根据电压采样模块输出的第二电压值选择工作在PFM或者PSM模式，并且PFM/PSM模块还控制PFM信号的频率或PSM信号的相移角。PWM模块用于接收电压采样模块输出的第二电压值，根据第二电压值输出PWM信号，并且控制PWM信号的占空比。控制逻辑模块用于接收转换电路输出的电源电压，同时接收PFM信号、PSM信号或PWM信号，并根据电源电压选择输出PFM信号、PSM信号或PWM信号；可以理解的是，PFM/PSM模块根据采样电压模块输出的第二电压值选择工作在PFM或者PSM模式，然后控制逻辑模块接收PFM或者PSM模式的控制信号以及PWM模式的控制信号，之后再根据输入转换电路的电源电压来选择工作在PFM/PSM或者PWM模式，进而控制转换电路进行全桥和半桥切换。驱动模块用于接收控制逻辑模块输出的PFM信号、PSM信号或PWM信号，并且根据PFM信号、PSM信号或PWM信号向转换电路提供降压反馈控制信号；可以理解的是，驱动模块接收PFM/PSM模块输出的控制电压信号，并根据该控制电压信号向转换电路提供降压反馈控制信号，或者接收PWM模块输出的控制电压信号，并根据该电压信号向转换电路提供降压反馈控制信号。
请参见图2，图2为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中转换电路的示意图。该转换电路包括电源Vin、第一电容C1、第一电感L、第一MOS管MOS1、第二MOS管MOS2、第三MOS管MOS3、第四MOS管MOS4、谐振腔、变压器T、整流滤波电路和负载电阻RLOAD。
其中，第一MOS管MOS1的栅极作为转换电路的第一输入端S1，第二MOS管MOS2的栅极作为转换电路的第二输入端S2，第三MOS管MOS3的栅极作为转换电路的第三输入端S3，第四MOS管MOS4的栅极作为转换电路的第四输入端S4，第二MOS管MOS2的源极连接接地端，第四MOS管MOS4的源极连接接地端；第一电容C1的一端连接第一MOS管MOS1的漏极和第三MOS管MOS3的漏极，第一电容C1的另一端连接接地端；电源Vin的负极连接接地端，电源Vin的正极连接第一电感L的一端，电源Vin的输出端作为转换电路的第二输出端；第一电感L的另一端与第一MOS管MOS1的源极、第二MOS管MOS2的漏极、谐振腔的输入端连接；谐振腔的输出端与变压器T的原边的一端连接，变压器T的原边的另一端与第四MOS管MOS4的漏极、第三MOS管MOS3的源极连接；变压器T的副边与整流滤波电路的输入端连接，整流滤波电路的正极与负载电阻RLOAD的一端连接，整流滤波电路的负极与负载电阻RLOAD的另一端和接地端连接，且负载电阻RLOAD的输出端作为转换电路的第一输出端。
在转换电路中，MOS管MOS1-MOS4均为开关管，MOS1、MOS2、MOS3、MOS4连接形成全桥结构，该全桥结构称为开关桥臂。进一步地，电源Vin、第一电容C1、第一电感L、第一MOS管MOS1、第二MOS管MOS2共同形成第一级BOOST变换器，第一MOS管MOS1、第二MOS管MOS2、第三MOS管MOS3、第四MOS管MOS4、谐振腔、变压器T、整流滤波电路和负载电阻RLOAD共同形成LLC变换器；第一级BOOST变换器和LLC变换器进行级联，第一级BOOST变换器的输出电容为LLC变换器的输入电压源。更进一步，在全桥结构中，第一MOS管MOS1、第二MOS管MOS2为第一级BOOST变换器的同步整流管和全桥LLC变换器的桥臂，这样简化了电路结构，减少了开关管的数目，减少了功率器件，能够有效降低电路体积，降低电路成本。
具体地，谐振腔包括第二电容Cr和第二电感Lr，其中，第二电容Cr的一端作为谐振腔的输入端，第二电容Cr的另一端与第二电感Lr的一端连接，第二电感Lr的另一端作为谐振腔的输出端。
具体地，整流滤波电路是采用整流桥和输出端并联滤波电容的方式进行整流滤波，具体包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三电容C3和寄生电阻Rc，其中，第一二极管D1的正极与变压器T的副边的第一端连接，第二二极管D2的正极与变压器T的副边的第二端连接，第一二极管D1的负极与第二二极管D2的负极、寄生电阻Rc的一端、负载电阻RLOAD的一端连接；变压器T的副边的第三端与第三电容C3的一端、寄生电阻Rc的另一端、接地端连接；寄生电阻Rc的另一端与第三电容C3的另一端连接。
请参见图3，图3为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中PFM/PSM模块的示意图。PFM/PSM模块包括第一电阻R1、第二电阻R2、第一误差放大器E/A1、第一补偿网络、第一反相比例放大器、第二反相比例放大器和PFM/PSM芯片。
其中，第一电阻R1的一端与电压采样模块的第一输出端连接，第一电阻R1的另一端与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端连接接地端，第一误差放大器E/A1的反相输入端连接在第一电阻R1和第二电阻R2之间，第一误差放大器E/A1的同相输入端输入参考电压VREF，第一补偿网络跨接在第一误差放大器E/A1的反相输入端和输出端之间；第一误差放大器E/A1的输出端连接第一反相比例放大器的第一输入端、第二反相比例放大器的第一输入端，第一反相比例放大器的第二输入端和第二反相比例放大器的第二输入端均输入参考电压VREF，第一反相比例放大器的输出端连接PFM/PSM芯片的第一输入端Vpfm，第二反相比例放大器的输出端连接PFM/PSM芯片的第二输入端Vpsm；PFM/PSM芯片的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为PFM/PSM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端。
本实施例中，PFM/PSM模块共用一个补偿网络，简化了电路设计，能够有效降低电路体积。
具体地，第一反相比例放大器包括第一放大器A1、第三电阻R3和第四电阻R4，其中，第三电阻R3的一端与第一误差放大器E/A1的输出端连接，第三电阻R3的另一端与第一放大器A1的反相输入端连接，第一放大器A1的同相输入端输入参考电压VREF，第一放大器A1的输出端连接PFM/PSM芯片的第一输入端Vpfm，第四电阻R4跨接在第一放大器A1的反相输入端和输出端之间；第二反相比例放大器包括第二放大器A2、第五电阻R5和第六电阻R6，其中，第五电阻R5的一端与第一误差放大器E/A1的输出端连接，第五电阻R5的另一端与第二放大器A2的反相输入端连接，第二放大器A2的同相输入端输入参考电压VREF，第二放大器A2的输出端连接PFM/PSM芯片的第二输入端Vpsm，第六电阻R6跨接在第二放大器A2的反相输入端和输出端之间。
请参见图4，图4为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中PWM模块的示意图。该PWM模块包括第七电阻R7、第八电阻R8、第二误差放大器E/A2、第二补偿网络、光耦OC、RC网络和PWM芯片。
其中，第七电阻R7的一端与电压采样模块的第二输出端连接，第七电阻R7的另一端与第八电阻R8的一端连接，第八电阻R8的另一端连接接地端，第二误差放大器E/A2的反相输入端连接在第七电阻R7和第八电阻R8之间，第二误差放大器E/A2的同相输入端输入参考电压VREF，第二补偿网络跨接在第二误差放大器E/A2的反相输入端和输出端之间；第二误差放大器E/A2的输出端连接光耦OC的第一控制端，光耦OC的第二控制端连接RC网络的输出端，RC网络的输入端、光耦OC的第一输出端连接内部供电电压端Vcc，光耦OC的第二输出端连接PWM芯片的输入端；PWM芯片的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为控制逻辑模块的第五输入端B1、第六输入端B2、第七输入端B3、第八输入端B4。
请参见图5，图5为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器中控制逻辑模块的示意图。该控制逻辑模块包括比较器COMP和二选一数据选择器MUX。
其中，二选一数据选择器MUX的第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端分别作为控制逻辑模块的第一输入端A1、第二输入端A2、第三输入端A3、第四输入端A4，二选一数据选择器MUX的第五输入端、第六输入端、第七输入端、第八输入端分别作为控制逻辑模块的第五输入端B1、第六输入端B2、第七输入端B3、第八输入端B4；比较器COMP的反相输入端连接转换电路第二输出端以输入电源电压Vin，比较器COMP的同相输入端输入参考电压VREF，当电源电压Vin高于参考电压VREF时，转换电路切换为半桥工作模式；比较器COMP的输出端连接二选一数据选择器MUX的第九输入端；二选一数据选择器MUX的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为控制逻辑模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端。
本实施例利用比较器和二选一数据选择器来切换模式，结构简单、有效的提高输入电压的范围和变换器效率。
请参见图6a～图6d，图6a～图6d为本发明实施例提供的一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器工作原理图。
请参见图6a，当输入电压由低到高，转换器依次采用全桥PFM、全桥PSM和半桥PWM模式，从而降低了变换器在宽输入电压范围内的开关频率范围，提高变换器效率。
请参见图6b，输入电压较低时刻，LLC变换器工作在全桥模式下，四个MOS管MOS1-MOS4均工作在PFM调制模式，电压增益为最大值。具体地，请结合图3，第一反相比例放大器的输出Vpfm控制第一输入端A1、第二输入端A2、第三输入端A3、第四输入端A4输出脉冲波的频率，输出脉冲波的占空比均为50％，VAB为桥臂输出端口电压信号，与输出脉冲波频率相同，与Vpfm电压呈正比例关系；在设计范围内VAB脉冲频率越低，多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器增益越高。请再次参见图6b，输入电压降低时，Vpfm电压也降低，使得输出脉冲频率频率降低，变换器增益升高，进而输出电压保持恒定；输入电压升高时，Vpfm电压也升高，使得输出脉冲频率频率升高，变换器增益降低，进而输出电压保持恒定。IL为谐振槽电流信号，用于表征转换器是否实现零电压开启，提高系统效率。
请参见图6c，当输入电压升高，LLC变换器工作在全桥模式下，反相比例放大器输出升高，四个MOS管MOS1-MOS4均工作在PSM调制模式。请结合图3，第二反相比例放大器的输出Vpsm控制第一输入端A1、第二输入端A2、第三输入端A3、第四输入端A4输出脉冲波的移相角，输出脉冲波的占空比均为50％，VAB为桥臂输出端口电压信号，与输出脉冲波频率相同，VAB的占空比与Vpsm电压呈反比例关系。在设计范围内VAB占空比越高，多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器增益越高。请再次参见图6c，当输入电压降低时，Vpsm电压也降低，使得VAB的占空比增大，变换器增益升高，进而输出电压保持恒定；输入电压升高时，Vpsm电压也升高，使得VAB的占空比减小，变换器增益降低，进而输出电压保持恒定。IL为谐振槽电流信号，用于表征转换器是否实现零电压开启，提高系统效率。
请参见图6d，在输入电压较高时刻，LLC变换器工作在半桥模式下，第一开关管MOS1和第二开关管MOS2工作在PWM调制模式，第三开关管MOS3处于长通状态，第四开关管MOS4处于关断状态，此时电压增益为最小值。请结合图4，光耦的输出Vpwm控制第五输入端B1、第六输入端B2、第七输入端B3、第八输入端B4输出脉冲波的占空比，VAB为桥臂输出端口电压信号，与输出脉冲波占空比相同，VAB的占空比与Vpwm电压呈正比例关系。在设计范围内VAB占空比越高，多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器增益越高。请再次参见图6d，当输入电压降低时，Vpwm电压升高，使得VAB的占空比增大，变换器增益升高，进而输出电压保持恒定；输入电压升高时，Vpwm电压降低，使得VAB的占空比减小，变换器增益降低，进而输出电压保持恒定。IL为谐振槽电流信号，用于表征转换器是否实现零电压开启，提高系统效率。
综上，该两级谐振DC-DC转换器进行模式切换的过程为：在输入电压较低时刻，LLC变换器工作在全桥模式下，四个MOS管MOS1-MOS4均工作在PFM调制模式，电压增益为最大值；输入电压升高，LLC变换器工作在全桥模式下，反相比例放大器输出升高，四个MOS管MOS1-MOS4均工作在PSM调制模式；在输入电压较高时刻，LLC变换器工作在半桥模式下，第一开关管MOS1和第二开关管MOS2工作在PWM调制模式，第三开关管MOS3处于长通状态，第四开关管MOS4处于关断状态，电压增益为最小值。当输入电压由低到高转换器依次采用PFM、PSM和PWM模式，降低了变换器在宽输入电压范围内的开关频率范围，提高变换器效率。
本实施例的两级谐振DC-DC转换器将BOOST和LLC变换器级联，根据输入电压来控制转换器的工作模式，并将PFM、PSM和PWM三种控制模式进行了有机结合，输入电压由低到高依次采用变频、移相和脉宽控制，控制方法简单，解决了单种控制方式下变换器在宽输入电压范围内开关频率变化宽，效率难以优化的问题，提高了变换器的效率；同时根据输入电压控制LLC谐振电路在全桥和半桥切换，进一步缩小了开关频率的变化范围；该转换器采用的电路元件数目少，电路结构简单，能够有效降低电路体积。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
Claims (7)
1.一种多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，其特征在于，包括转换电路和控制电路，所述控制电路包括电压采样模块、PWM模块、PFM/PSM模块、控制逻辑模块和驱动模块，其中，
所述电压采样模块的输入端连接所述转换电路的第一输出端，所述电压采样模块的第一输出端连接所述PFM/PSM模块的输入端，所述电压采样模块的第二输出端连接所述PWM模块的输入端；所述PFM/PSM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述控制逻辑模块的第一输入端(A1)、第二输入端(A2)、第三输入端(A3)、第四输入端(A4)，所述PWM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述控制逻辑模块的第五输入端(B1)、第六输入端(B2)、第七输入端(B3)、第八输入端(B4)；所述控制逻辑模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述驱动模块的第一输入端(C1)、第二输入端(C2)、第三输入端(C3)、第四输入端(C4)；所述驱动模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端一一对应连接所述转换电路的第一输入端(S1)、第二输入端(S2)、第三输入端(S3)、第四输入端(S4)，所述转换电路的第二输出端连接所述控制逻辑模块的第九输入端；
所述电压采样模块用于检测所述转换电路输出的第一电压值，并将所述第一电压值进行降压，得到第二电压值；
所述PFM/PSM模块用于接收所述第二电压值，根据所述第二电压值输出PFM信号或者PSM信号，并且控制所述PFM信号的频率或所述PSM信号的相移角；
所述PWM模块用于接收所述第二电压值，根据所述第二电压值输出PWM信号，并且控制所述PWM信号的占空比；
所述控制逻辑模块用于接收电源电压和所述PWM信号，同时接收所述PFM信号或所述PSM信号，并根据所述电源电压选择输出所述PFM信号、所述PSM信号或所述PWM信号；
所述驱动模块用于接收所述控制逻辑模块输出的所述PFM信号、所述PSM信号或所述PWM信号，并且根据所述PFM信号、所述PSM信号或所述PWM信号向所述转换电路提供降压反馈控制信号；
所述转换电路包括电源(Vin)、第一电容(C1)、第一电感(L)、第一MOS管(MOS1)、第二MOS管(MOS2)、第三MOS管(MOS3)、第四MOS管(MOS4)、谐振腔、变压器(T)、整流滤波电路和负载电阻(RLOAD)，
所述第一MOS管(MOS1)的栅极作为所述转换电路的第一输入端(S1)，所述第二MOS管(MOS2)的栅极作为所述转换电路的第二输入端(S2)，所述第三MOS管(MOS3)的栅极作为所述转换电路的第三输入端(S3)，所述第四MOS管(MOS4)的栅极作为所述转换电路的第四输入端(S4)，所述第二MOS管(MOS2)的源极连接接地端，所述第四MOS管(MOS4)的源极连接接地端；
所述第一电容(C1)的一端连接所述第一MOS管(MOS1)的漏极和所述第三MOS管(MOS3)的漏极，所述第一电容(C1)的另一端连接接地端；
所述电源(Vin)的负极连接接地端，所述电源(Vin)的正极连接所述第一电感(L)的一端，所述电源(Vin)的输出端作为所述转换电路的第二输出端；
所述第一电感(L)的另一端与所述第一MOS管(MOS1)的源极、所述第二MOS管(MOS2)的漏极、所述谐振腔的输入端连接；
所述谐振腔的输出端与所述变压器(T)的原边的一端连接，所述变压器(T)的原边的另一端与所述第四MOS管(MOS4)的漏极、所述第三MOS管(MOS3)的源极连接；
所述变压器(T)的副边与所述整流滤波电路的输入端连接，所述整流滤波电路的正极与所述负载电阻(RLOAD)的一端连接，所述整流滤波电路的负极与所述负载电阻(RLOAD)的另一端和接地端连接，且所述负载电阻(RLOAD)的输出端作为所述转换电路的第一输出端。
2.如权利要求1所述的多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，其特征在于，所述谐振腔包括第二电容(Cr)和第二电感(Lr)，其中，
所述第二电容(Cr)的一端作为所述谐振腔的输入端，所述第二电容(Cr)的另一端与所述第二电感(Lr)的一端连接，所述第二电感(Lr)的另一端作为所述谐振腔的输出端。
3.如权利要求1所述的多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，其特征在于，所述整流滤波电路包括第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三电容(C3)和寄生电阻(Rc)，其中，
所述第一二极管(D1)的正极与所述变压器(T)的副边的第一端连接，所述第二二极管(D2)的正极与所述变压器(T)的副边的第二端连接，所述第一二极管(D1)的负极与所述第二二极管(D2)的负极、所述寄生电阻(Rc)的一端、所述负载电阻(RLOAD)的一端连接；
所述变压器(T)的副边的第三端与所述第三电容(C3)的一端、所述负载电阻(RLOAD)的另一端、接地端连接；
所述寄生电阻(Rc)的另一端与所述第三电容(C3)的另一端连接。
4.如权利要求1所述的多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，其特征在于，所述PFM/PSM模块包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、第一误差放大器(E/A1)、第一补偿网络、第一反相比例放大器、第二反相比例放大器和PFM/PSM芯片，其中，
所述第一电阻(R1)的一端与所述电压采样模块的第一输出端连接，所述第一电阻(R1)的另一端与所述第二电阻(R2)的一端连接，所述第二电阻(R2)的另一端连接接地端，所述第一误差放大器(E/A1)的反相输入端连接在所述第一电阻(R1)和所述第二电阻(R2)之间，所述第一误差放大器(E/A1)的同相输入端输入参考电压(VREF)，所述第一补偿网络跨接在所述第一误差放大器(E/A1)的反相输入端和输出端之间；
所述第一误差放大器(E/A1)的输出端连接所述第一反相比例放大器的第一输入端、所述第二反相比例放大器的第一输入端，所述第一反相比例放大器的第二输入端和所述第二反相比例放大器的第二输入端均输入参考电压(VREF)，所述第一反相比例放大器的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第一输入端(Vpfm)，所述第二反相比例放大器的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第二输入端(Vpsm)；
所述PFM/PSM芯片的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为所述PFM/PSM模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端。
5.如权利要求4所述的多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，其特征在于，
所述第一反相比例放大器包括第一放大器(A1)、第三电阻(R3)和第四电阻(R4)，其中，所述第三电阻(R3)的一端与所述第一误差放大器(E/A1)的输出端连接，所述第三电阻(R3)的另一端与所述第一放大器(A1)的反相输入端连接，所述第一放大器(A1)的同相输入端输入参考电压(VREF)，所述第一放大器(A1)的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第一输入端(Vpfm)，所述第四电阻(R4)跨接在所述第一放大器(A1)的反相输入端和输出端之间；
所述第二反相比例放大器包括第二放大器(A2)、第五电阻(R5)和第六电阻(R6)，其中，所述第五电阻(R5)的一端与所述第一误差放大器(E/A1)的输出端连接，所述第五电阻(R5)的另一端与所述第二放大器(A2)的反相输入端连接，所述第二放大器(A2)的同相输入端输入参考电压(VREF)，所述第二放大器(A2)的输出端连接所述PFM/PSM芯片的第二输入端(Vpsm)，所述第六电阻(R6)跨接在所述第二放大器(A2)的反相输入端和输出端之间。
6.如权利要求1所述的多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，其特征在于，所述PWM模块包括第七电阻(R7)、第八电阻(R8)、第二误差放大器(E/A2)、第二补偿网络、光耦(OC)、RC网络和PWM芯片，其中，
所述第七电阻(R7)的一端与所述电压采样模块的第二输出端连接，所述第七电阻(R7)的另一端与所述第八电阻(R8)的一端连接，所述第八电阻(R8)的另一端连接接地端，所述第二误差放大器(E/A2)的反相输入端连接在所述第七电阻(R7)和所述第八电阻(R8)之间，所述第二误差放大器(E/A2)的同相输入端输入参考电压(VREF)，所述第二补偿网络跨接在所述第二误差放大器(E/A2)的反相输入端和输出端之间；
所述第二误差放大器(E/A2)的输出端连接所述光耦(OC)的第一控制端，所述光耦(OC)的第二控制端连接所述RC网络的输出端，所述RC网络的输入端、所述光耦(OC)的第一输出端连接内部供电电压端(Vcc)，所述光耦(OC)的第二输出端连接所述PWM芯片的输入端；
所述PWM芯片的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为所述控制逻辑模块的第五输入端(B1)、第六输入端(B2)、第七输入端(B3)、第八输入端(B4)。
7.如权利要求1所述的多模式自动切换的两级谐振DC-DC转换器，其特征在于，所述控制逻辑模块包括比较器(COMP)和二选一数据选择器(MUX)，其中，
所述二选一数据选择器(MUX)的第一输入端、第二输入端、第三输入端、第四输入端分别作为所述控制逻辑模块的第一输入端(A1)、第二输入端(A2)、第三输入端(A3)、第四输入端(A4)，所述二选一数据选择器(MUX)的第五输入端、第六输入端、第七输入端、第八输入端分别作为所述控制逻辑模块的第五输入端(B1)、第六输入端(B2)、第七输入端(B3)、第八输入端(B4)；
所述比较器(COMP)的反相输入端连接所述转换电路第二输出端，所述比较器(COMP)的同相输入端输入参考电压(VREF)，所述比较器(COMP)的输出端连接所述二选一数据选择器(MUX)的第九输入端；
所述二选一数据选择器(MUX)的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端分别作为所述控制逻辑模块的第一输出端、第二输出端、第三输出端、第四输出端。
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