CN111930009B - 一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统及方法，其中，该系统包括：增益预估模块(1)、相位补偿控制模块(2)、第一滤波模块(3)、驱动模块(4)、测角模块(5)、差分模块(6)和第二滤波模块(7)。本发明极大了提高了帆板驱动的高速率稳定度指标，适应了不同SADA运行速度的稳定性需求，极大地降低了帆板驱动装置系统对整个卫星平台的干扰力矩。本发明专利提出的参数自适应控制方法已在某高分辨率卫星得到成功应用。

Description

一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统及方法

技术领域

本发明属于航天器的高稳定度帆板驱动机构技术领域，尤其涉及一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统及方法。

背景技术

随着有效载荷和航天器的快速发展，遥感观测以及高精度通讯类载荷对航天器应用功能不断扩展，在轨工作寿命不断增长，因而对太阳帆板驱动装置的可靠性、功率传输能力、驱动稳定度、太阳翼支撑刚度等也提出了越来越高的要求和迫切的需求。1:10000高精度立体测绘卫星，GF-11卫星等对地遥感卫星均在姿态的指向精度、姿态稳定度上上提出新的要求，达到5×10^-4°/s甚至1×10^-4°/s，而而目传统的步进电机驱动型帆板驱动机构，从稳定度指标来看能够满足卫星平台5×10^-4°/s稳定度的要求，但现有产品稳定度能力提升的潜力已经不大。

高稳定度帆板驱动机构是新一代低轨遥感平台的共性关键技术，是现有低轨遥感卫星用SADA的更新换代产品。研制高稳定度太阳帆板驱动机构产品，用于高分辨率遥感卫星平台、敏捷平台等需要高稳定度、高支撑刚度的卫星上，满足新一代遥感公用平台的高精度成像和快速机动的需求。

高稳定度太阳帆板驱动装置采用永磁同步电机直接驱动闭环控制方案，由于采用了直接驱动的方案，驱动机构与挠性负载之间不设减速装置，负载的任何特性和扰动都将毫无保留的传递至驱动电机的输出轴。同时，太阳帆板的惯量一般都非常大，且具有弱阻尼、大挠性等特点，使得帆板驱动实现高性能闭环控制已非常困难，控制策略或参数整定不当容易使得控制变得不稳定。高稳定度太阳帆板驱动装置的测角元件相对其极低的运行转速来讲，其分辨率相对不足；虽然运动转速范围不宽，但是其捕获过程和跟踪过程中的实际转速也达到了数量级的差异。因此，高稳定度SADA由于需要实现能量传输，其导电环负载的摩擦特性不能忽略，转速闭环控制面临着与负载特性相关的特点。如果转速控制环路采用传统的线性参数的控制策略将不能满足不同转速下负载特性差异的性能需求。

发明内容

本发明解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供了一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统及方法，极大了提高了帆板驱动的高速率稳定度指标，适应了不同SADA运行速度的稳定性需求，极大地降低了帆板驱动装置系统对整个卫星平台的干扰力矩。

本发明目的通过以下技术方案予以实现：一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统，包括：增益预估模块、相位补偿控制模块、第一滤波模块、驱动模块、测角模块、差分模块和第二滤波模块；其中，测角模块检测控制对象的转子的第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)，并将第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)输出到差分模块；差分模块对第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)进行后向差分得到第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)，将第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)输入至第二滤波模块；第二滤波模块根据第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)得到第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)，将第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)与预设的第k个周期的角速度指令值

进行差分计算，得到第k个周期的角速度速差值e(k)，将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)输入至增益预估模块；增益预估模块将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)根据增益预估策略得到增益系数k_p，将增益系数k_p输出至相位补偿控制模块；相位补偿控制模块根据增益系数k_p得到控制器模型公式，对控制器模型公式进行离散化得到第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)，根据第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)得到第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)，将第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)输入到第一滤波模块；第一滤波模块根据第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)得到力矩电流指令

将力矩电流指令

传输至驱动模块；驱动模块通过电流采样电路完成电机电流的采样，根据力矩电流指令

进行校正，最终输出控制电流施加在控制对象。

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统中，第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)为：

式中，T_s表示角度差分周期。

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统中，第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)为：ω_m(k)＝(γ₁·ω_m(k-1)+ω_{m_T}(k))/(γ₁+1)；其中，k为采样周期序号，γ₁为速度检测滤波深度，ω_m(k-1)为第k-1个周期的滤波的永磁同步电机角速度。

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统中，第k个周期的角速度速差值e(k)为：

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统中，增益预估策略为：

其中，k_p0为分区一增益参数，k_p1为分区二增益参数，k_p2为分区三增益参数，k_p3为分区四增益参数，a₁为第一分区转速和误差限值，a₂为第二分区转速和误差限值，a₃为第三分区转速和误差限值。

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统中，增益系数k_p为：k_p＝[1.538.045.012.0]。

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统中，控制器模型公式为：

其中，G(s)为控制器传递函数，T₁为积分时间常数，α为相位补偿系数，且α>1，T₂为相位补偿时间常数，s为代表频率域，

第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)为：

其中，u_{1_PI}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PI}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，T_c为控制周期，e(k-1)为第k-1个周期的角速度速差值；

第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)为：

u_{2_PC}(k)＝PC_b·u_{1_PI}(k)-PC_c·u_{1_PI}(k-1)+PC_a·u_{2_PC}(k-1)；

其中，

PC_a为第一相位补偿系数，PC_b为第二相位补偿系数，PC_c为第三相位补偿系数，u_{2_PC}(k)为第k个周期力矩电流补偿指令，u_{1_PI}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PI}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，u_{2_PC}(k-1)为第k-1个周期力矩电流补偿指令，

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统中，滤波后的输出

为：

其中，

为第k个周期力矩电流指令，

为第k-1个周期力矩电流指令，γ₂为第二电流指令滤波深度。

一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制方法，所述方法包括如下步骤：测角模块检测控制对象的转子的第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)，并将第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)输出到差分模块；差分模块对第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)进行后向差分得到第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)，将第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)输入至第二滤波模块；第二滤波模块根据第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)得到第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)，将第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)与预设的第k个周期的角速度指令值

进行差分计算，得到第k个周期的角速度速差值e(k)，将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)输入至增益预估模块；增益预估模块将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)根据增益预估策略得到增益系数k_p，将增益系数k_p输出至相位补偿控制模块；相位补偿控制模块根据增益系数k_p得到控制器模型公式，对控制器模型公式进行离散化得到PI调节器的输出u_{1_PI}(k)，根据PI调节器的输出u_{1_PI}(k)得到相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)，将相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)输入到第一滤波模块；第一滤波模块根据相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)得到滤波后的输出

将滤波后的输出

传输至驱动模块；驱动模块通过电流采样电路完成电机电流的采样，根据波后的输出

进行校正，最终输出控制电流施加在控制对象。

上述高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制方法中，第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)为：

式中，T_s表示角度差分周期。

本发明与现有技术相比具有如下有益效果：

(1)本发明结合控制输入指令信息和转速偏差信息，实施关联信息分区来实现控制器增益预估，进而实现对控制参数的选择设计，实现了多种不同工况的特殊要求。对于带动大惯性负载具有很好的驱动性能，且鲁棒性强、可靠性高、控制效果较好；

(2)本发明采用高精度旋变测角、永磁同步电机直接驱动闭环控制方案，针对相位补偿输出以及转速测量的噪声采用了一阶低通滤波，控制精度高、在轨寿命长等优点，解决了间接驱动存在死区的问题，且转速稳定度与原有产品相比提高了1个数量级以上；

(3)针对不同转速输入指令和转速偏差进行关联分区，提出了一种控制参数增益预估策略，解决了传统线性控制器不能满足不同工况的需求；

(4)提出了结合传统PI+相位补偿的控制策略，满足了不同类型负载下的控制稳定度要求，且通过仿真分析和试验验证所实现控制策略的有效性。

附图说明

通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：

图1是本发明实施例提供的高稳定度SADA闭环驱动控制系统的示意图；

图2是本发明实施例提供的高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统的结构框图；

图3是本发明实施例提供的增益预估分区图；

图4是本发明实施例提供的驱动模块实现框图；

图5是本发明实施例提供的控制策略下驱动系统bode图；

图6是本发明实施例提供的测试结果示意图。

具体实施方式

下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

高稳定度帆板驱动机构是为满足新一代高精度遥感卫星的需求而开发的，其在驱动形式上与传统帆板驱动机构采用的步进电机开环控制不同，采用了正弦波永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)作为驱动源，结合高精度测角对输出轴的角速度进行闭环控制，以满足帆板驱动的高速率稳定度指标要求，闭环控制框图如图1所示。

由于采用了直接驱动的方案，驱动机构与挠性负载之间不设减速装置，负载的任何特性和扰动都将毫无保留的传递至驱动电机的输出轴，这无疑增加了驱动机构的控制难度。同时，太阳帆板的惯量一般都非常大，且具有弱阻尼、大挠性等特点，采用线性控制器调节算法对于实现高性能帆板驱动控制实现比较困难。同时太阳帆板驱动装置一般具备跟踪和捕获等不同的工作模式，转速工作范围较宽，针对不同的转速给定和转速误差需要采用不同的控制参数，来获得理想的控制效果。

本发明在传统线性控制器的基础上实现控制增益的在线实时调整。图1为本发明的结构框图，方案包括：增益预估器模块、相位补偿控制器模块、第一滤波模块、驱动模块、测角模块、差分模块、第二滤波模块、控制对象。

增益预估功能采用输入转速指令和测量的转速进行预判。其具体工作过程为：

(1)计算输入转速指令

和测量的转速ω_m的误差e(k)，即

(2)经过理论分析并结合仿真和实际帆板驱动机构系统的实验结果所总结出的增益预估功能如下所示：

根据高稳定度SADA在轨实际工作场景，输入转速指令的论域范围为[-1.0 1.0]，转速控制误差的论域范围[-2.0 2.0]，为单位为°/s。

一般情况下，增益预估器的偏差分区和增益系数的数值与被控对象的性能要求是相关的。通过预先的理论分析，再结合仿真设计和实际系统实验结果，本专利总结出了一套有效的增益预估器的选择方法，其分区后的图形化描述如图3所示。

从图3可以看出，高稳定度SADA的增益划分为有限的4个区间，可以按实际系统设计的需求实时修正控制参数增益。

(3)经过上述计算分解后，将预定的增益选择输出给相位补偿控制器。

相位补偿控制器模块作为本发明专利的关键技术之一，为帆板驱动控制系统提供所必须的相位裕量和增益裕量，改善了柔性帆板驱动系统的暂态和稳态性能。传统的PI调节器无法达到系统的稳定性要求，原因在于采用PI调节器，其只能提供一个处于原点的极点和一个可配置的零点，对高阶次系统的整定能力有限。为了提高系统的相位裕量，考虑设计相位补偿器对不足的相位裕量进行补偿。为此提出了一种PI+相位补偿(PIPC)的控制策略。

其控制器的实际形式如下所示：

式中，α为相位补偿系数，且α>1。

控制器采用传统PI调节器与相位补偿器级联的方式，本发明专利提出了一种传统PI+相位补偿的控制策略，其中PI调节器主要用于克服系统的部分扰动，及减少驱动系统的静差；相位补偿器为大惯量、柔性帆板负载提供超前的相位，提高系统的相位裕量。

相位补偿器的主要作用是使系统的相位裕度角超前，实际系统设计只要将超前网络的交接频率

和

选取在待校正系统截止频率的两旁，并适当选择参数α和T₂，就可以使系统的截止频率和相角裕度满足系统稳定性的要求，从而改善系统的性能。

根据相位补偿器的传递函数，可得到其超前相角为

对式(4)进行求导并令其等于零，可得到其超前角频率：

将式(5)代入式(4)可以得到最大超前相角如下：

滤波模块用于过滤角度差分以及相位补偿控制器输出的噪声，提高系统的抗干扰能力。为了降低转速测量的误差，需针对位置差分噪声进行滤波，设计低通滤波器可用下式进行描述：

式中λ为滤波深度，λ∈R且λ≥0；对上式进行离散化，低通滤波算法实现如下：

驱动模块包括驱动电路硬件以及部分驱动相关的软件实现，是帆板驱动机构的直接驱动部分。本发明专利驱动模块采用的结构框图如图所4示。

驱动模块自身实现两部分功能，一个是实现PMSM驱动电机的电流闭环控制，一个是将电流闭环的控制输出量输出给功率电路，实现对电机的直接驱动控制。

测角模块采用旋转变压器进行帆板驱动机构的角度测量，输出机构电机的角位置θ_m。

差分模块用于将测角模块测量的角度数据进行差分，以获得机构的转速数据。差分模块实现了电机角度的差分，输出电机转速，其实现方法如下所示：

式中，T_s表示角度差分周期，本实施例为1ms，z为离散微分算子。

与传统的线性增益控制器设计相比，本发明专利增加了增益预估模块，实现了控制增益跟随输入给定和偏差的动态调整功能，可以解决帆板驱动机构中非线性摩擦随速度变化的部分问题；且与模糊控制、神经网络等先进控制算法相比，增益预估功能实现的增益是完全可预测的，结果导向非常明确，且容易进行稳定性分析。其稳定度分析的bode图如图5所示。

本发明专利涉及的自适应参数控制器不仅利用输入指令还利用误差的大小等信息进行分区，可以更为合理的调节增益系数以同时实现较高的控制精度和较好的动态性能。相比于普通的线性控制器，自适应参数控制器引入了误差分区，不同指令和误差分区，增益系数不同，可以满足不同转速下负载特性差异的高性能需求。

通过实际系统实验说明，由于系统中噪声等干扰的影响，通过差分得到的转速扰动较大，本系统提出了采用低通滤波模块进行滤波的方案，以获得真实的转速和转速偏差值，这样可以更理想的调整增益系数。

通过本发明专利提出的方法和策略，进行了太阳帆板模拟负载驱动试验验证，驱动太阳帆板模拟负载在巡航转速下运行，试验测试结果如图6所示。

本发明还提供了一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制方法实现的控制系统如图2所示包括：增益预估模块1、相位补偿控制器模块2、第一滤波模块3、驱动模块4、测角模块5、差分模块6、第二滤波模块7、以及控制对象-帆板驱动机构。其中增益预估模块1和相位补偿控制器模块2构成了参数自适应控制方法的核心，实现了基于永磁同步电机的高稳定度帆板驱动机构的高性能鲁棒性控制，实现了高稳SADA的变增益控制。

测角模块5检测控制对象8的转子的第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)，并将第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)输出到差分模块6；

差分模块6对第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)进行后向差分得到第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)，将第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)输入至第二滤波模块7；

第二滤波模块7根据第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)得到第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)，将第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)与预设的第k个周期的角速度指令值

进行差分计算，得到第k个周期的角速度速差值e(k)，将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)输入至增益预估模块1；

增益预估模块1将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)根据增益预估策略得到增益系数k_p，将增益系数k_p输出至相位补偿控制模块2；

相位补偿控制模块2根据增益系数k_p得到控制器模型公式，对控制器模型公式进行离散化得到PI调节器的输出u_{1_PI}(k)，根据PI调节器的输出u_{1_PI}(k)得到相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)，将相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)输入到第一滤波模块3；

第一滤波模块3根据相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)得到滤波后的输出

将滤波后的输出

传输至驱动模块4；

驱动模块4通过电流采样电路完成电机电流的采样，根据波后的输出

进行校正，最终输出控制电流施加在控制对象8。

第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)为：

式中，T_s表示角度差分周期。

第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)为：

ω_m(k)＝(γ₁·ω_m(k-1)+ω_{m_T}(k))/(γ₁+1)；

其中，k为采样周期序号，γ₁为速度检测滤波深度，ω_m(k-1)为第k-1个周期的滤波的永磁同步电机角速度。

第k个周期的角速度速差值e(k)为：

增益预估策略为：

其中，k_p0为分区一增益参数，k_p1为分区二增益参数，k_p2为分区三增益参数，k_p3为分区四增益参数，a₁为第一分区转速和误差限值，a₂为第二分区转速和误差限值，a₃为第三分区转速和误差限值。

增益系数k_p为：k_p＝[1.538.045.012.0]。

控制器模型公式为：

其中，G(s)为控制器传递函数，T₁为积分时间常数，α为相位补偿系数，且α>1，T₂为相位补偿时间常数，s为频率域。

PI调节器的输出u_{1_PI}(k)为：

其中，u_{1_PI}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PI}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，T_c为控制周期，e(k-1)为第k-1个周期的角速度速差值；

相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)为：

u_{2_PC}(k)＝PC_b·u_{1_PI}(k)-PC_c·u_{1_PI}(k-1)+PC_a·u_{2_PC}(k-1)；

其中，

PC_a为第一相位补偿系数，PC_b为第二相位补偿系数，PC_c为第三相位补偿系数，u_{2_PC}(k)为第k-1个周期力矩电流补偿指令，u_{1_PC}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PC}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，u_{2_PC}(k-1)为第k-1个周期力矩电流补偿指令。

滤波后的输出

为：

其中，

为第k个周期力矩电流指令，

为第k-1个周期力矩电流指令，γ₂为第二电流指令滤波深度，

本实施例还提供了一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制方法的控制过程包括以下步骤：

(1)测角模块5检测控制对象8的转子的第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)，并将第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)输出到差分模块6；

(2)差分模块6对第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)进行后向差分得到第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)；

式中，T_s表示角度差分周期，本实施例为1ms，z为离散微分算子。

(3)为了减少噪声对整个控制性能的影响，将永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)输入至第二滤波器模块7，得到第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)；：对式(7)进行离散化，永磁同步电机角速度ω_m实现如下：

ω_m(k)＝(γ₁·ω_m(k-1)+ω_{m_T}(k))/(γ₁+1)

式中，k为采样周期序号，γ₁为速度检测滤波深度，ω_m(k-1)为第k-1个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)

本实施例速度检测滤波深度γ₁取为59；；

(4)将第二滤波器模块7输出的第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)与第k个周期的角速度指令值

进行差分计算，得到第k个周期的角速度速差值e(k)。

(5)将第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)输入至增益预估模块1，根据增益预估策略得到增益系数k_p，增益参数的选取如式(2)所示。

本实施例k_p＝[k_p0k_p1k_p2k_p3]＝[1.538.045.012.0]。

(6)将增益预估模块1输出的增益系数输出至相位补偿控制模块2，对式(3)进行离散化，本实施例双线性变化采用一阶后向差分法，计算方法如下式所示：

式中T_c表示速度环控制周期，本实施例为1.0ms

首先计算PI调节器的输出，其结果如下所示：

本实施例，时间常数T₁取0.1。

然后进行相位补偿计算，相位补偿后的输出如下：

u_{2_PC}(k)＝PC_b·u_{1_PI}(k)-PC_c·u_{1_PI}(k-1)+PC_a·u_{2_PC}(k-1)

式中，相位补偿网络的计算系数如下：

第一相位补偿系数

第二相位补偿系数

第三相位补偿系数

本实施例，时间常数T₂取0.05，分度系数α取50；

(7)第一滤波模块3根据相位补偿后的输出u_{2_PC}(k)得到滤波后的输出

将相位补偿控制器模块2的输出u_{2_PC}输入至第一滤波模块3，得到滤波后的输出

式中，k为采样次序，本实施例电流指令滤波深度γ₂取为49；

(8)将第一滤波模块3计算得到的力矩电流给定指令输出至驱动模块4，图4为本发明所采用的电流型驱动模块。驱动模块首先通过电流采样电路完成电机电流的采样；接收第一滤波模块3输出的力矩电流指令进行校正，最终输出控制电流施加在被控对象8上，实现了永磁同步电机的驱动控制。

本实施例使得控制结构和算法简单，结合控制输入指令信息和转速偏差信息，实施关联信息分区来实现控制器增益预估，进而实现对控制参数的选择设计，实现了多种不同工况的特殊要求。对于带动大惯性负载具有很好的驱动性能，且鲁棒性强、可靠性高、控制效果较好。本实施例取得了如下有益效果：

(1)本实施例采用高精度旋变测角、永磁同步电机直接驱动闭环控制，针对相位补偿输出以及转速测量的噪声采用了一阶低通滤波具有结构简单、控制精度高、在轨寿命长等优点，解决了间接驱动存在死区的问题，且转速稳定度与原有产品相比提高了1个数量级以上；

(2)本实施例针对不同转速输入指令和转速偏差进行关联分区，提出了一种控制参数增益预估策略，解决了传统线性控制器不能满足不同工况的需求；

(3)本实施例提出了结合传统PI+相位补偿的控制策略，满足了不同类型负载下的控制稳定度要求，且通过仿真分析和试验验证所实现控制策略的有效性。

本实施例所提出的闭环控制方法已在轨成功应用，并且可进一步推广应用于类似具有极低速率波动水平的附件驱动装置，包括大惯量高精密转台、风机、航天器天线驱动机构、水泵、激光终端粗指向机构等大惯量调速控制的应用场合。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (7)

1.一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统，其特征在于包括：增益预估模块(1)、相位补偿控制模块(2)、第一滤波模块(3)、驱动模块(4)、测角模块(5)、差分模块(6)和第二滤波模块(7)；其中，

测角模块(5)检测控制对象(8)的转子的第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)，并将第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)输出到差分模块(6)；

差分模块(6)对第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)进行后向差分得到第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)，将第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)输入至第二滤波模块(7)；

第二滤波模块(7)根据第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)得到第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)，将第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)与预设的第k个周期的角速度指令值

进行差分计算，得到第k个周期的角速度速差值e(k)，将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)输入至增益预估模块(1)；

增益预估模块(1)将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)根据增益预估策略得到增益系数k_p，将增益系数k_p输出至相位补偿控制模块(2)；

相位补偿控制模块(2)根据增益系数k_p得到控制器模型公式，对控制器模型公式进行离散化得到第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)，根据第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)得到第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)，将第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)输入到第一滤波模块(3)；

第一滤波模块(3)根据第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)得到力矩电流指令

将力矩电流指令

传输至驱动模块(4)；

驱动模块(4)通过电流采样电路完成电机电流的采样，根据力矩电流指令

进行校正，最终输出控制电流施加在控制对象(8)；

第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)为：

式中，T_s表示角度差分周期；

控制器模型公式为：

其中，G(s)为控制器传递函数，T₁为积分时间常数，α为相位补偿系数，且α＞1，T₂为相位补偿时间常数，s代表频率域，

第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)为：

其中，u_{1_PI}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PI}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，T_c为控制周期，e(k)为第k个周期的角速度速差值，e(k-1)为第k-1个周期的角速度速差值；

第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)为：

u_{2_PC}(k)＝PC_b·u_{1_PI}(k)-PC_c·u_{1_PI}(k-1)+PC_a·u_{2_PC}(k-1)；

其中，

PC_a为第一相位补偿系数，PC_b为第二相位补偿系数，PC_c为第三相位补偿系数，u_{2_PC}(k)为第k个周期力矩电流补偿指令，u_{1_PI}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PC}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，u_{2_PC}(k-1)为第k-1个周期力矩电流补偿指令。

2.根据权利要求1所述的高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统，其特征在于：第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)为：

ω_m(k)＝(γ₁·ω_m(k-1)+ω_{m_T}(k))/(γ₁+1)；

其中，k为采样周期序号，γ₁为速度检测滤波深度，ω_m(k-1)为第k-1个周期的滤波的永磁同步电机角速度。

3.根据权利要求1所述的高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统，其特征在于：第k个周期的角速度速差值e(k)为：

4.根据权利要求1所述的高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统，其特征在于：增益预估策略为：

其中，

为分区一增益参数，

为分区二增益参数，

为分区三增益参数，

为分区四增益参数，a₁为第一分区转速和误差限值，a₂为第二分区转速和误差限值，a₃为第三分区转速和误差限值。

5.根据权利要求1所述的高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统，其特征在于：增益系数k_p为：k_p＝[1.5 38.0 45.0 12.0]。

6.根据权利要求1所述的高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制系统，其特征在于：力矩电流指令

为：

其中，

为第k个周期力矩电流指令，

为第k-1个周期力矩电流指令，γ₂为第二电流指令滤波深度。

7.一种高稳定度帆板驱动机构参数自适应控制方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

测角模块(5)检测控制对象(8)的转子的第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)，并将第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)输出到差分模块(6)；

差分模块(6)对第k个周期机械角度θ_m(k)和第k-1个周期机械角度θ_m(k-1)进行后向差分得到第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)，将第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)输入至第二滤波模块(7)；

第二滤波模块(7)根据第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)得到第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)，将第k个周期的滤波的永磁同步电机角速度ω_m(k)与预设的第k个周期的角速度指令值

进行差分计算，得到第k个周期的角速度速差值e(k)，将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)输入至增益预估模块(1)；

增益预估模块(1)将预设的第k个周期的角速度指令值

和第k个周期的角速度速差值e(k)根据增益预估策略得到增益系数k_p，将增益系数k_p输出至相位补偿控制模块(2)；

相位补偿控制模块(2)根据增益系数k_p得到控制器模型公式，对控制器模型公式进行离散化得到第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)，根据第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)得到第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)，将第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)输入到第一滤波模块(3)；

第一滤波模块(3)根据第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)得到力矩电流指令

将力矩电流指令

传输至驱动模块(4)；

驱动模块(4)通过电流采样电路完成电机电流的采样，根据力矩电流指令

进行校正，最终输出控制电流施加在控制对象(8)；

第k个周期的永磁同步电机检测角速度ω_{m_T}(k)为：

式中，T_s表示角度差分周期；

控制器模型公式为：

其中，G(s)为控制器传递函数，T₁为积分时间常数，α为相位补偿系数，且α＞1，T₂为相位补偿时间常数，s代表频率域，

第k个周期的力矩电流调节给定u_{1_PI}(k)为：

其中，u_{1_PI}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PI}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，T_c为控制周期，e(k)为第k个周期的角速度速差值，e(k-1)为第k-1个周期的角速度速差值；

第k个周期的力矩电流补偿指令u_{2_PC}(k)为：

u_{2_PC}(k)＝PC_b·u_{1_PI}(k)-PC_c·u_{1_PI}(k-1)+PC_a·u_{2_PC}(k-1)；

其中，

PC_a为第一相位补偿系数，PC_b为第二相位补偿系数，PC_c为第三相位补偿系数，u_{2_PC}(k)为第k个周期力矩电流补偿指令，u_{1_PI}(k)为第k个周期力矩电流调节给定，u_{1_PC}(k-1)为第k-1个周期力矩电流调节给定，u_{2_PC}(k-1)为第k-1个周期力矩电流补偿指令。

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