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CN111917314A - 一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器及其工作方法 - Google Patents

一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器及其工作方法 Download PDF

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CN111917314A
CN111917314A CN202010809817.9A CN202010809817A CN111917314A CN 111917314 A CN111917314 A CN 111917314A CN 202010809817 A CN202010809817 A CN 202010809817A CN 111917314 A CN111917314 A CN 111917314A
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China
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bus
filter capacitor
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capacitor
inductor
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CN202010809817.9A
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蔡东林
林仁杰
傅晋民
陈招治
李龙斌
黄辉雄
郑明星
柯清波
陈永往
许共龙
孙轩
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Jinjiang Power Supply Co of State Grid Fujian Electric Power Co Ltd
Original Assignee
Jinjiang Power Supply Co of State Grid Fujian Electric Power Co Ltd
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Abstract

本发明涉及一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器及其工作方法，变换器中并联于母线上的有源滤波器能够处理直流侧二次脉动功率来降低母线电压纹波，故可使用放大滤波电容电压纹波的方式来大量减小所需的滤波电容值，以便使用容值更小但性能更稳定、寿命更长的薄膜电容来代替电解电容，从而确保变换器在能够抑制住母线电压纹波的条件下具有更高的可靠性与更长的寿命；滤波电容与母线解耦，滤波电容电压应力远低于母线电压，故可选择电容值相同但耐压较低、体积较小的薄膜电容来代替电解电容，减小了滤波电容的体积，从而提升了变换器的功率密度；有源滤波器中开关管的电压应力远低于母线电压，降低了开关管损耗，实现了变换器的高效率。

Description

一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器及其工作方法
技术领域
本发明涉及新能源电动汽车领域，特别是一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器及其工作方法，作为车载充电器使用。
背景技术
新能源电动汽车具有零排放、高效率与可持续特点，符合绿色环保、节能减排新理念而备受青睐，发展新能源电动汽车已经成为一种新潮流。作为给新能源电动汽车提供能量的车载充电器扮演着重要角色。车载充电器通常采用AC/DC变换器，但是对于AC/DC变换器，由于直流侧负载与交流侧输入电源瞬时功率不匹配，在直流侧上存在着两倍于电网频率的二次脉动功率，该二次脉动功率使直流侧母线电压纹波变大，影响着变换器的可靠性与稳定性。现有的车载充电器经常采用如图1所示的母线上并联大容量电解电容来处理二次脉动功率。但是，由于电解电容对温度敏感且寿命短，会降低系统的可靠性与寿命。这一缺陷将直接影响着车载充电器的性能、可靠性与使用寿命，间接性限制着新能源电动汽车的推广。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器及其工作方法，无电解电容即可实现高可靠性、长寿命、高功率密度与高效率，同时特别适用于新能源电动汽车领域中作为车载充电器使用。
本发明采用以下方案实现：一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器，包括变换器主电路和变换器控制电路，所述变换器控制电路与所述变换器主电路连接，用以控制变换器主电路趋于稳定；所述变换器主电路包括整流桥和交错并联Boost PFC变换器；所述整流桥与所述交错并联Boost PFC变换器并联；所述整流桥的输入端与外部交流电压连接；所述交错并联Boost PFC变换器包括第一电感L1、第二电感L2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、母线电容Cbus、有源滤波器和负载；所述第一电感L1的一端与第二电感L2的一端连接，并同时接入所述整流桥的正向输出端；所述第一电感L1的另一端分别与所述第一开关管S1的漏极和所述第一二极管D1的阳极连接；所述第二电感L2的另一端分别与所述第二开关管S2的漏极和所述第二二极管D2的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述第二二极管D2的阴极连接并同时与所述母线电容Cbus的一端连接；所述第一开关管S1的源极与所述第二开关管S2的源极均与所述整流桥的负向输出端连接，并同时与所述母线电容Cbus的另一端连接；所述母线电容Cbus与所述负载均并联在母线上；所述有源滤波器与所述母线电容Cbus并联，同时也并联在母线上，用以处理直流侧二次脉动功率来降低母线电压纹波。
进一步地，所述整流桥包括第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6；所述第三二极管D3的阳极与所述第五二极管D5的阴极连接，并作为所述整流桥的正向输入端与外部交流输入电压的正极连接；所述第四二极管D4的阳极与所述第六二极管D6阴极连接，并作为所述整流桥的负向输入端与外部交流输入电压的负极连接；所述第三二极管D3的阴极与所述第四二极管D4的阴极连接，并作为所述整流桥的正向输出端；所述第五二极管D5的阳极与所述第六二极管D6的阳极连接，并作为所述整流桥的负向输出端。
进一步地，所述有源滤波器包括第一滤波电容C1、第二滤波电容C2、第三开光管S3、第四开关管S4和第三电感L3；所述第一滤波电容C1的一端与母线的正极连接；所述第一滤波电容C1的另一端与所述第三开关管S3的漏极连接，所述第三开关管S3的源极分别与所述第三电感L3的一端和所述第四开关管S4的漏极连接，用以通过所述第一滤波电容C1承担了所述第三开关管S3、第四开关管S4的部分电压应力，使所述第三开关管S3、第四开关管S4的电压应力均低于母线电压，降低开关管损耗；所述第三电感L3的另一端与所述第二滤波电容C2的一端连接；所述第二滤波电容C2的另一端与所述第四开关管S4的源极连接，并连接到母线的负极。
进一步地，所述变换器控制电路包括单片机处理器电路、交流电压采样电路、第一电感L1电流采样电路、第二电感L2电流采样电路、第一驱动电路、第二驱动电路、母线电流采样电路、母线电压采样电路、第一滤波电容C1电压采样电路、第二滤波电容C2电压采样电路和第三电感L3电流采样电路；所述交流电压采样电路与外部交流输入电压连接，所述单片机处理器电路与所述交流电压采样电路连接，用以接收外部交流输入电压经交流电压采样电路后的信号；所述第一电感L1电流采样电路与所述第一电感L1连接，所述单片机处理器电路与所述第一电感L1电流采样电路连接，用以接收第一电感L1电流经第一电感L1电流采样电路后的信号；所述第二电感L2电流采样电路与所述第二电感L2连接，所述单片机处理器电路与所述第二电感L2电流采样电路连接，用以接收第二电感L2电流经第二电感L2电流采样电路后的信号；所述母线电流采样电路与母线连接，所述单片机处理器电路与所述母线电流采样电路连接，用以接收母线电流经母线电流采样电路后的信号；所述母线电压采样电路与母线连接，所述单片机处理器电路与所述母线电压采样电路连接，用以接收母线电压经母线电压采样电路后的信号；所述第一滤波电容C1的两端与所述第一滤波电容C1电压采样电路连接，所述单片机处理器电路与所述第一滤波电容C1电压采样电路连接，用以接收第一滤波电容C1经第一滤波电容C1电压采样电路后的信号；所述第二滤波电容C2的两端与所述第二滤波电容C2电压采样电路连接，所述单片机处理器电路与所述第二滤波电容C2电压采样电路连接，用以接收第二滤波电容C2经第二滤波电容C2电压采样电路后的信号；所述第三电感L3电流采样电路与所述第三电感L3连接，所述单片机处理器电路与所述第三电感L3电流采样电路连接，用以接收第三电感L3电流经第三电感L3电流采样电路后的信号；所述单片机处理器电路还分别与所述第一驱动电路和所述第二驱动电路连接，用以在接收上述采样电路的信号后，发送两个控制信号分别到所述第一驱动电路和所述第二驱动电路，使所述第一驱动电路控制所述变换器主电路实现输入侧功率因数校正与母线电压稳定，使所述第二驱动电路控制所述有源滤波器抑制母线上的功率纹波。
进一步地，本发明还提供一种基于抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器的工作方法，所述变换器正常工作时，交流侧交流输入瞬时功率包含直流分量和交流分量；但是，直流输出功率只含有直流分量，而无交流分量；当交流输入瞬时功率大于直流输出功率时，多出的那部分功率分别对母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2进行充电，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2电压分别从各自的最小值上升到各自的最大值，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均储存能量；当交流输入瞬时功率小于直流输出功率时，少出的那部分功率分别由母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2放电提供，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2电压分别从各自的最大值下降到各自的最小值，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均释放能量；随着交流输入瞬时功率的波动，母线电容Cbus电压、第一滤波电容C1电压和第二滤波电容C2电压分别在各自的最大值与最小值之间以两倍工频的周期来回波动，其波动的过程就是通过母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2处理二次脉动功率来减小母线电压纹波的过程。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
（1）本发明并联在母线上的有源滤波器能够处理直流侧二次脉动功率来降低母线电压纹波，故可使用放大第一滤波电容C1电压纹波和第二滤波电容C2电压纹波的方式来大量减小所需的滤波电容值，以便使用容值更小但性能更稳定、寿命更长的薄膜电容来代替电解电容，实现了无电解电容，从而确保变换器在能够抑制住母线电压纹波的条件下具有更高的可靠性与更长的长寿命。
（2）第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均与母线解耦，第一滤波电容C1的电压应力和第二滤波电容C2的电压应力都远低于母线电压，故可选择电容值相同但耐压较低、体积较小的薄膜电容来代替电解电容，大大减小了滤波电容的体积，从而提升了变换器的功率密度。
（3）本发明有源滤波器中的第一滤波电容C1承担了第三开关管S3的部分电压应力和第四开关管S4的部分电压应力，使第三开关管S3的电压应力和第四开关管S4的电压应力都远低于母线电压，降低了开关管损耗，从而可实现变换器的高效率。
附图说明
图1为本发明实施例的现有技术中车载充电器原理图。
图2为本发明实施例的变换器系统框图。
图3为本发明实施例的变换器主电路电路原理图。
图4为本发明实施例的变换器电压采样电路图,其中图4(a)为交流电压vac采样电路图，图4(b)为母线电压vbus、第一滤波电容C1电压vC1与第二滤波电容C2电压vC2采样电路图。
图5为本发明实施例的变换器第一电感L1电流iL1、第二电感L2电流iL2、母线电流ibus与第三电感L3电流iL3采样电路图。
图6为本发明实施例的变换器单片机处理器电路图。
图7为本发明实施例的变换器控制方式图，其中图7(a)为主电路控制方式图，图7(b)为有源滤波器控制方式图。
图8为本发明实施例的变换器驱动电路图，其中图8(a)为第一驱动电路图，图8(b)为第二驱动电路图。
图9为本发明实施例的变换器工频周期关键波形图。
图10为本发明实施例的变换器中有源滤波器开关周期状态图，其中图10(a)为电感L3电流iL3线性增加且大于零时状态图，图10(b)为电感L3电流iL3线性减小且大于零时状态图，图10(c)为电感L3电流iL3线性增加且小于零时状态图，图10(d)为电感L3电流iL3线性减小且小于零时状态图。
图11为本发明实施例的变换器中有源滤波器开关周期关键波形图。
图12为本发明实施例的变换器电路仿真工频周期关键波形图。
图13为本发明实施例的变换器电路仿真中有源滤波器开关周期关键波形图，其中图13(a)为电感L3电流iL3大于零时波形图，图13(b)为电感L3电流iL3小于零时波形图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
如图2所示，本实施例提供一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器，包括变换器主电路和变换器控制电路，所述变换器控制电路与所述变换器主电路连接，用以控制变换器主电路趋于稳定；如图3所示，所述变换器主电路包括整流桥和交错并联Boost PFC变换器；所述整流桥与所述交错并联Boost PFC变换器并联；所述整流桥的输入端与外部交流电压连接；所述交错并联Boost PFC变换器包括第一电感L1、第二电感L2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、母线电容Cbus、有源滤波器和负载；所述第一电感L1的一端与第二电感L2的一端连接，并同时接入所述整流桥的正向输出端；所述第一电感L1的另一端分别与所述第一开关管S1的漏极和所述第一二极管D1的阳极连接；所述第二电感L2的另一端分别与所述第二开关管S2的漏极和所述第二二极管D2的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述第二二极管D2的阴极连接并同时与所述母线电容Cbus的一端连接；所述第一开关管S1的源极与所述第二开关管S2的源极均与所述整流桥的负向输出端连接，并同时与所述母线电容Cbus的另一端连接；所述母线电容Cbus与所述负载均并联在母线上；所述有源滤波器与所述母线电容Cbus并联，同时也并联在母线上，用以处理直流侧二次脉动功率来降低母线电压纹波。
如图3所示，在本实施例中，所述整流桥包括第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6；所述第三二极管D3的阳极与所述第五二极管D5的阴极连接，并作为所述整流桥的正向输入端与外部交流输入电压的正极连接；所述第四二极管D4的阳极与所述第六二极管D6阴极连接，并作为所述整流桥的负向输入端与外部交流输入电压的负极连接；所述第三二极管D3的阴极与所述第四二极管D4的阴极连接，并作为所述整流桥的正向输出端；所述第五二极管D5的阳极与所述第六二极管D6的阳极连接，并作为所述整流桥的负向输出端。
如图3所示，在本实施例中，所述有源滤波器包括第一滤波电容C1、第二滤波电容C2、第三开光管S3、第四开关管S4和第三电感L3；所述第一滤波电容C1的一端与母线的正极连接；所述第一滤波电容C1的另一端与所述第三开关管S3的漏极连接，所述第三开关管S3的源极分别与所述第三电感L3的一端和所述第四开关管S4的漏极连接，用以通过所述第一滤波电容C1承担了所述第三开关管S3、第四开关管S4的部分电压应力，使所述第三开关管S3、第四开关管S4的电压应力均低于母线电压，降低开关管损耗；所述第三电感L3的另一端与所述第二滤波电容C2的一端连接；所述第二滤波电容C2的另一端与所述第四开关管S4的源极连接，并连接到母线的负极。
如图2所示，在本实施例中，所述变换器控制电路包括单片机处理器电路、交流电压采样电路、第一电感L1电流采样电路、第二电感L2电流采样电路、第一驱动电路、第二驱动电路、母线电流采样电路、母线电压采样电路、第一滤波电容C1电压采样电路、第二滤波电容C2电压采样电路和第三电感L3电流采样电路；所述交流电压采样电路与外部交流输入电压连接，所述单片机处理器电路与所述交流电压采样电路连接，用以接收外部交流输入电压经交流电压采样电路后的信号；所述第一电感L1电流采样电路与所述第一电感L1连接，所述单片机处理器电路与所述第一电感L1电流采样电路连接，用以接收第一电感L1电流经第一电感L1电流采样电路后的信号；所述第二电感L2电流采样电路与所述第二电感L2连接，所述单片机处理器电路与所述第二电感L2电流采样电路连接，用以接收第二电感L2电流经第二电感L2电流采样电路后的信号；所述母线电流采样电路与母线连接，所述单片机处理器电路与所述母线电流采样电路连接，用以接收母线电流经母线电流采样电路后的信号；所述母线电压采样电路与母线连接，所述单片机处理器电路与所述母线电压采样电路连接，用以接收母线电压经母线电压采样电路后的信号；所述第一滤波电容C1的两端与所述第一滤波电容C1电压采样电路连接，所述单片机处理器电路与所述第一滤波电容C1电压采样电路连接，用以接收第一滤波电容C1经第一滤波电容C1电压采样电路后的信号；所述第二滤波电容C2的两端与所述第二滤波电容C2电压采样电路连接，所述单片机处理器电路与所述第二滤波电容C2电压采样电路连接，用以接收第二滤波电容C2经第二滤波电容C2电压采样电路后的信号；所述第三电感L3电流采样电路与所述第三电感L3连接，所述单片机处理器电路与所述第三电感L3电流采样电路连接，用以接收第三电感L3电流经第三电感L3电流采样电路后的信号；所述单片机处理器电路还分别与所述第一驱动电路和所述第二驱动电路连接，用以在接收上述采样电路的信号后，发送两个控制信号分别到所述第一驱动电路和所述第二驱动电路，使所述第一驱动电路控制所述变换器主电路实现输入侧功率因数校正与母线电压稳定，使所述第二驱动电路控制所述有源滤波器抑制母线上的功率纹波。
较佳的，如图3与图9所示，本实施例还提供一种基于抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器的工作方法，所述变换器正常工作时，因为交流侧实现了高功率因素，交流侧交流输入瞬时功率包含直流分量和交流分量；又因为直流侧实现了负载电压低纹波，所以直流输出功率只含有直流分量，而无交流分量；当交流输入瞬时功率大于直流输出功率时，多出的那部分功率分别对母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2进行充电，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2电压分别从各自的最小值上升到各自的最大值，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均储存能量；当交流输入瞬时功率小于直流输出功率时，少出的那部分功率分别由母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2放电提供，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2电压分别从各自的最大值下降到各自的最小值，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均释放能量；随着交流输入瞬时功率的波动，母线电容Cbus电压、第一滤波电容C1电压和第二滤波电容C2电压分别在各自的最大值与最小值之间以两倍工频的周期来回波动，其波动的过程就是通过母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2处理二次脉动功率来减小母线电压纹波的过程。
较佳的，如图2所示，在本实施例中，并联在母线上的有源滤波器能够处理直流侧二次脉动功率来降低母线电压纹波（1），可通过放大第一滤波电容电压纹波（2）和第二滤波电容电压纹波（3）的方式来大量减小所需的滤波电容值，以便使用容值更小但性能更稳定、寿命更长的薄膜电容来代替电解电容，实现了无电解电容，从而确保所述变换器在能够抑制住母线电压纹波的条件下具有更高的可靠性与更长的长寿命；同时，所述第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均与母线解耦，所述第一滤波电容C1的电压应力和第二滤波电容C2的电压应力都远低于母线电压，故可选择电容值相同但耐压较低、体积较小的薄膜电容来代替电解电容，所述滤波电容的体积大大减小，提升了变换器的功率密度；此外，所述有源滤波器中开关管的电压应力远低于母线电压，开关管损耗低，能够实现变换器的高效率。
较佳的，如图3所示，在本实施例中，所述有源滤波器中的第一滤波电容C1承担了所述第三开关管S3的部分电压应力和第四开关管S4的部分电压应力，使所述第三开关管S3的电压应力和第四开关管S4的电压应力都远低于母线电压，降低了开关管损耗，从而实现了所述变换器的高效率。
较佳的，如图2所示，在本实施例中，所述控制电路包含了如图4所示的电压采样电路、如图5所示的电流采样电路、如图6所示的单片机处理器电路以及如图8所示的驱动电路。单片机处理器电路同时接收交流输入电压经交流电压采样电路后的信号、第一电感L1电流经第一电感L1电流采样电路后的信号、第二电感L2电流经第二电感L2电流采样电路后的信号、母线电流经母线电流采样电路后的信号、母线电压经母线电压采样电路后的信号、第一滤波电容C1电压经第一滤波电容C1电压采样电路后的信号、第二滤波电容C2电压经第二滤波电容C2电压采样电路后的信号以及第三电感L3电流经第三电感L3电流采样电路后的信号后，利用如图7所示的控制方式，产生并发送两个控制信号到如图8所示的两个驱动电路；所述第一驱动电路控制所述抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器主电路，以利于实现输入侧功率因数校正与母线电压稳定的功能；所述第二驱动电路控制所述抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器中的有源滤波器，以利于在不使用电解电容的条件下既能抑制住母线电压纹波，又能实现变换器的高效率。
较佳的，如图9所示，在本实施例中，vac、iac、pin、vbus、vC1、vC2、vds3、vds4、iL3、T分别表示交流输入电压、交流输入电流、交流输入瞬时功率、母线电压、第一滤波电容C1电压、第二滤波电容C2电压、第三开关管S3电压应力、第四开关管S4电压应力、第三电感L3电流、工频周期。当t / T处于[1/8,3/8]阶段时，交流输入瞬时功率pin大于直流输出功率Po，多出的那部分功率分别对母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2进行充电，其电压分别从各自的最小值vbus_min、vC1_min、vC2_min上升到各自的最大值vbus_max、vC1_max、vC2_max，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均储存能量；当t / T处于[3/8,5/8]阶段时，交流输入瞬时功率pin小于直流输出功率Po，少出的那部分功率分别由母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2放电提供，其电压分别从各自的最大值vbus_max、vC1_max、vC2_max下降到各自的最小值vbus_min、vC1_min、vC2_min，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均释放能量。随着交流输入瞬时功率pin的波动，母线电容Cbus电压vbus、第一滤波电容C1电压vC1和第二滤波电容C2电压vC2分别在各自的最大值与最小值之间以两倍工频的周期来回波动，其波动的过程就是电容处理二次脉动功率的过程。
如图10与图11所示，其中vgs3、vgs4、iL3分别表示第三开关管S3驱动信号、第四开关管S4驱动信号、第三电感L3电流，有源滤波器四种开关周期状态具体描述如下：
1、t1—t2状态
如图10(a)与图11所示，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断。第三电感L3两端电压vL3等于母线电压vbus减去第一滤波电容C1电压vC1与第二滤波电容C2电压vC2之和，即vL3=vbus-(vC1+vC2)，电感L3储存能量，电感电流iL3线性增加且大于零。
2、t2—t3状态
如图10(b)与图11所示，第三开关管S3关断，第四开关管S4导通。第三电感L3两端电压vL3等于负的第二滤波电容电压vC2，即vL3= -vC2，电感L3释放能量，电感电流iL3线性减小且大于零。
3、t4—t5状态
如图10(c)与图11所示，第三开关管S3关断，第四开关管S4导通。第三电感L3两端电压vL3等于负的第二滤波电容电压vC2，即vL3= -vC2，电感L3储存能量，电感电流iL3线性增加且小于零。
4、t5—t6状态
如图10(d)与图11所示，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断。第三电感L3两端电压vL3等于母线电压vbus减去第一滤波电容电压vC1与第二滤波电容电压vC2之和，即vL3= vbus-(vC1+vC2)，电感L3释放能量，电感电流iL3线性减小且小于零。
利用PSIM仿真软件，本发明实施例的变换器电路仿真参数设计为：交流输入电压有效值vac_rms=220V、母线电压均值vbus_avg=400V、第一滤波电容电压均值vC1_avg=150V、第二滤波电容电压均值vC2_avg=180V、负载功率Po=7kW、母线电容Cbus=500µF、第一滤波电容C1=550µF、第二滤波电容C2=1200µF。
由图12仿真结果可知，交流输入侧实现了高功率因素，PF=0.999；母线电压均值vbus_avg=400V、第一滤波电容电压均值vC1_avg=150V、第二滤波电容电压均值vC2_avg=180V，都与理论设计值一致；母线电压纹波Δvbus=17V、第一滤波电容电压纹波ΔvC1=96V、第二滤波电容电压纹波ΔvC2=52V，验证了在采用放大滤波电容电压纹波的方式下不但实现了母线电压低纹波，而且与如图1所示的采用母线上并联大容量电解电容方式相比可以减少电容值1028µF，故大量减小了所需的滤波电容值，可以使用容值更小但性能更稳定、寿命更长的薄膜电容来代替电解电容，从而实现了提升系统的可靠性与寿命；同时，第一滤波电容电压最大值vC1_max=198V，第二滤波电容电压最大值vC2_max=206V，第一滤波电容的电压应力和第二滤波电容的电压应力均远低于母线电压，验证了可以选择电容值相同但耐压较低、体积较小的薄膜电容来代替电解电容，大大减小了所述滤波电容的体积，从而实现了提升变换器的功率密度；此外，第一滤波电容承担了第三开关管S3和第四开关管S4的部分电压应力，使第三开关管S3电压应力vds3=287V和第四开关管S4电压应力vds4=287V，均远低于母线电压，验证了可以实现开关管的低损耗、变换器的高效率。
由图13仿真结果可知，在有源滤波器四种开关周期状态中，第三开关管S3驱动信号vgs3、第四开关管S4驱动信号vgs4、第三电感L3电流iL3的四种开关周期仿真波形均与图11的四种开关周期理论分析波形一致。
因此，图12与图13的电路仿真波形进一步验证了本实施例一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器理论分析的正确性与方案实施的可行性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (5)

1.一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器，其特征在于：包括变换器主电路和变换器控制电路，所述变换器控制电路与所述变换器主电路连接，用以控制变换器主电路趋于稳定；所述变换器主电路包括整流桥和交错并联Boost PFC变换器；所述整流桥与所述交错并联Boost PFC变换器并联；所述整流桥的输入端与外部交流电压连接；所述交错并联Boost PFC变换器包括第一电感L1、第二电感L2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、母线电容Cbus、有源滤波器和负载；所述第一电感L1的一端与第二电感L2的一端连接，并同时接入所述整流桥的正向输出端；所述第一电感L1的另一端分别与所述第一开关管S1的漏极和所述第一二极管D1的阳极连接；所述第二电感L2的另一端分别与所述第二开关管S2的漏极和所述第二二极管D2的阳极连接；所述第一二极管D1的阴极与所述第二二极管D2的阴极连接并同时与所述母线电容Cbus的一端连接；所述第一开关管S1的源极与所述第二开关管S2的源极均与所述整流桥的负向输出端连接，并同时与所述母线电容Cbus的另一端连接；所述母线电容Cbus与所述负载均并联在母线上；所述有源滤波器与所述母线电容Cbus并联，同时也并联在母线上，用以处理直流侧二次脉动功率来降低母线电压纹波。
2.根据权利要求1所述的一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器，其特征在于：所述整流桥包括第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5和第六二极管D6；所述第三二极管D3的阳极与所述第五二极管D5的阴极连接，并作为所述整流桥的正向输入端与外部交流输入电压的正极连接；所述第四二极管D4的阳极与所述第六二极管D6阴极连接，并作为所述整流桥的负向输入端与外部交流输入电压的负极连接；所述第三二极管D3的阴极与所述第四二极管D4的阴极连接，并作为所述整流桥的正向输出端；所述第五二极管D5的阳极与所述第六二极管D6的阳极连接，并作为所述整流桥的负向输出端。
3.根据权利要求1所述的一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器，其特征在于：所述有源滤波器包括第一滤波电容C1、第二滤波电容C2、第三开光管S3、第四开关管S4和第三电感L3；所述第一滤波电容C1的一端与母线的正极连接；所述第一滤波电容C1的另一端与所述第三开关管S3的漏极连接，所述第三开关管S3的源极分别与所述第三电感L3的一端和所述第四开关管S4的漏极连接，用以通过所述第一滤波电容C1承担了所述第三开关管S3、第四开关管S4的部分电压应力，使所述第三开关管S3、第四开关管S4的电压应力均低于母线电压，降低开关管损耗；所述第三电感L3的另一端与所述第二滤波电容C2的一端连接；所述第二滤波电容C2的另一端与所述第四开关管S4的源极连接，并连接到母线的负极。
4.根据权利要求3所述的一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器，其特征在于：所述变换器控制电路包括单片机处理器电路、交流电压采样电路、第一电感L1电流采样电路、第二电感L2电流采样电路、第一驱动电路、第二驱动电路、母线电流采样电路、母线电压采样电路、第一滤波电容C1电压采样电路、第二滤波电容C2电压采样电路和第三电感L3电流采样电路；所述交流电压采样电路与外部交流输入电压连接，所述单片机处理器电路与所述交流电压采样电路连接，用以接收外部交流输入电压经交流电压采样电路后的信号；所述第一电感L1电流采样电路与所述第一电感L1连接，所述单片机处理器电路与所述第一电感L1电流采样电路连接，用以接收第一电感L1电流经第一电感L1电流采样电路后的信号；所述第二电感L2电流采样电路与所述第二电感L2连接，所述单片机处理器电路与所述第二电感L2电流采样电路连接，用以接收第二电感L2电流经第二电感L2电流采样电路后的信号；所述母线电流采样电路与母线连接，所述单片机处理器电路与所述母线电流采样电路连接，用以接收母线电流经母线电流采样电路后的信号；所述母线电压采样电路与母线连接，所述单片机处理器电路与所述母线电压采样电路连接，用以接收母线电压经母线电压采样电路后的信号；所述第一滤波电容C1的两端与所述第一滤波电容C1电压采样电路连接，所述单片机处理器电路与所述第一滤波电容C1电压采样电路连接，用以接收第一滤波电容C1经第一滤波电容C1电压采样电路后的信号；所述第二滤波电容C2的两端与所述第二滤波电容C2电压采样电路连接，所述单片机处理器电路与所述第二滤波电容C2电压采样电路连接，用以接收第二滤波电容C2经第二滤波电容C2电压采样电路后的信号；所述第三电感L3电流采样电路与所述第三电感L3连接，所述单片机处理器电路与所述第三电感L3电流采样电路连接，用以接收第三电感L3电流经第三电感L3电流采样电路后的信号；所述单片机处理器电路还分别与所述第一驱动电路和所述第二驱动电路连接，用以在接收上述采样电路的信号后，发送两个控制信号分别到所述第一驱动电路和所述第二驱动电路，使所述第一驱动电路控制所述变换器主电路实现输入侧功率因数校正与母线电压稳定，使所述第二驱动电路控制所述有源滤波器抑制母线上的功率纹波。
5.基于权利要求1至4任一项所述的一种抑制功率纹波的无电解电容高效率变换器的工作方法，其特征在于：所述变换器正常工作时，交流侧交流输入瞬时功率包含直流分量和交流分量；但是，直流输出功率只含有直流分量，而无交流分量；当交流输入瞬时功率大于直流输出功率时，多出的那部分功率分别对母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2进行充电，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2电压分别从各自的最小值上升到各自的最大值，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均储存能量；当交流输入瞬时功率小于直流输出功率时，少出的那部分功率分别由母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2放电提供，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2电压分别从各自的最大值下降到各自的最小值，母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2均释放能量；随着交流输入瞬时功率的波动，母线电容Cbus电压、第一滤波电容C1电压和第二滤波电容C2电压分别在各自的最大值与最小值之间以两倍工频的周期来回波动，其波动的过程就是通过母线电容Cbus、第一滤波电容C1和第二滤波电容C2处理二次脉动功率来减小母线电压纹波的过程。
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