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CN111819793B - 可变电感器电路 - Google Patents

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Abstract

一方的电感器(1a)与另一方的电感器(1b)彼此磁耦合。可变电流源(2)控制在一方的电感器(1a)中流动的电流。通过控制在一方的电感器(1a)中流动的电流，使另一方的电感器(1b)的电感值可变。

Description

可变电感器电路
技术领域
本发明涉及能够以电气方式调整电感值的可变电感器电路。
背景技术
在用于无线通信的高频电路中，设置有与进行动作的频率一致的匹配电路。通过匹配电路而取得电路间的阻抗匹配，缓和电路间的电力反射，结果是，得到良好的特性。匹配电路使用电阻、电容器、电感器，但关于电感器，通常由具有电感成分的金属布线形成，因此，无法容易地调整电感值，当改变动作频率时，导致电路的性能变差。
对此，以往作为以电气方式调整电感值的方法，例如，存在将电容电路转换成感应电路的基于回转器的可变电感器电路。但是，在这样的可变电感器电路中，当频率变高时产生谐振，在30GHz以上的高频带中难以进行电感值的调整。
为了解决该问题，例如，在专利文献1中，示出一种可变电感器电路，该可变电感器电路通过使用寄生电容小的晶体管，使共源共栅连接的两个晶体管的跨导(gm)可变，并且使两个晶体管内与接地(GND)侧连接的晶体管的表观上的栅极-源极间电容(Cgs)可变，从而在高频带中也能够使用。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-2398号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，在上述现有的可变电感器电路中，存在如下的问题点：虽然示出在高频带中也能够使用的可变电感器，但为了使表观的Cgs变化而使用变容二极管，为此，必须准备20V附近的直流电压源作为控制电压，安装成本增大。
本发明是为了解决上述的问题而完成的，其目的在于，提供一种能够抑制安装成本、且在高频带中也能够以电气方式调整电感值的可变电感器电路。
用于解决问题的手段
本发明的可变电感器电路具备：彼此磁耦合的一方的电感器及另一方的电感器；共源共栅放大器，其控制在所述一方的电感器中流动的电流；以及控制电流源，其连接于所述共源共栅放大器的发射极接地侧晶体管的集电极端子，通过从所述另一方的电感器的端子经由缓冲电路向所述共源共栅放大器施加高频电压，并且使所述控制电流源的电流变化，从而使在所述共源共栅放大器中流动的电流变化，使所述另一方的电感器的电感值可变。
发明的效果
本发明的可变电感器电路通过利用流动的电流变化的共源共栅放大器控制在一方的电感器中流动的电流，使另一方的电感器的电感值可变。由此，能够抑制安装成本，在高频带中也能够电调整电感值。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1的可变电感器电路的结构图。
图2是示出本发明的实施方式1的可变电感器电路的电感值的变化的说明图。
图3是示出本发明的实施方式1的可变电感器电路的Q值的变化的说明图。
图4是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的结构图。
图5是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的gm元件的具体例的结构图。
图6是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的等效电路的电路图。
图7是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的连接有缓冲电路的例子的结构图。
图8是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的图7的电路的具体例的结构图。
图9是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的电感值的变化的说明图。
图10是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的Q值的变化的说明图。
图11是示出本发明的实施方式2的可变电感器电路的另一例的结构图。
图12是本发明的实施方式3的可变电感器电路的结构图。
具体实施方式
以下，为了更加详细地说明本发明，按照附图对其具体实施方式进行说明。
实施方式1.
图1是示出本实施方式的可变电感器电路的结构图。
图1所示的可变电感器电路具备彼此磁耦合的电感器1和可变电流源2。电感器1中的一方的电感器1a及另一方的电感器1b的一端与电压源(省略图示)连接，在一方的电感器1a的另一端连接有可变电流源2。将一方的电感器1a的电感值设为L1，将另一方的电感器1b的电感值设为L2。另一方的电感器1b的与电压源连接的端子也能够连接到接地电位。可变电流源2中的与一方的电感器1a的连接侧相反的一侧被接地，构成为控制在一方的电感器1a中流动的电流。另外，一方的电感器1a及另一方的电感器1b分别也可以为电感值成为L1及L2的金属布线。
此外，在以下的各实施方式的说明中，作为应用可变电感器电路的频率，设想30GHz以上的高频带，但不限于该频率带。
接着，对实施方式1的可变电感器电路的动作进行说明。
控制可变电流源2的电流，使在一方的电感器1a中流动的电流变化。这里，在磁通与电流中存在式(1)的关系。在下式(1)中，Φ为磁通，L为电感，I为电流。
Φ＝L×I (1)
通过使在一方的电感器1a中流动的电流可变，从而在一方的电感器1a中产生的磁通Φ1也变化。另一方的电感器1b与一方的电感器1a磁耦合，产生互感M(＝K√(L1×L2))，通过Φ1的变化，耦合系数K变化，互感M也变化。其结果是，能够使图1所示的从ZL观察到的电感值(作为可变电感器电路的电感值)可变。
图2及图3是对可变电流源2进行控制而使在一方的电感器1a中流动的电流变化时的可变电感器电路的电感值和Q值的模拟结果。可知通过电流变化，能够使从ZL观察到的电感值和Q值变化。
如以上说明的那样，根据实施方式1的可变电感器电路，具备彼此磁耦合的一方的电感器及另一方的电感器、以及控制在一方的电感器中流动的电流的可变电流源，通过利用可变电流源来控制在一方的电感器中流动的电流，使另一方的电感器的电感值可变，因此，能够抑制安装成本，在高频带中也能够以电气方式调整电感值。
实施方式2.
在实施方式2中，将向电路输入的高频电压用作gm(跨导)元件的控制电压，控制在一方的电感器中流动的电流。
图4是实施方式2的可变电感器电路的结构图。
实施方式2的可变电感器电路具备由彼此磁耦合的一方的电感器1a和另一方的电感器1b构成的电感器1、以及gm元件3。一方的电感器1a及另一方的电感器1b与实施方式1的一方的电感器1a及另一方的电感器1b相同。gm元件3是控制在一方的电感器1a中流动的电流的元件，一端与一方的电感器1a连接，另一端被接地。此外，gm元件3构成为由针对另一方的电感器1b的高频电压来控制。
图5示出gm元件3的具体例。gm元件3使用双极晶体管31，为了向基极端子施加直流电压(Vbias)而连接有电容器4。
接着，对图5所示的电路的动作进行说明。图6示出图5的电路的小信号等效电路。在图中，L1、L2是磁耦合的一方的电感器1a及另一方的电感器1b，M是L1、L2的互感。此外，C1为电容器4的电容，rπ为双极晶体管31的输入电阻，re为双极晶体管31的输出电阻，ic为双极晶体管31的集电极电流。该小信号等效电路的输入阻抗Zin能够如式(2)那样表示。
Zin＝{jωL2//(rπ-j(1/(ωC1)))}+ω2M2/(jωL1+1/gm) (2)
※式中//表示并联连接
这里，存在rπ＝β/gm的关系。β是双极晶体管31的电流放大率，gm是双极晶体管31的跨导。在图5及图6所示的电路中，通过控制与另一方的电感器1b并联连接的rπ，即gm，能够使另一方的电感器1b的电感值变化。
在图7中，作为更具体的电路例，示出在gm元件3的控制电压的输入端子的前级连接缓冲电路5的结构。图8示出gm元件3与缓冲电路5的具体的电路结构。一方的电感器1a与另一方的电感器1b彼此磁耦合，一方的电感器1a及另一方的电感器1b各自的一端与电压源连接，一方的电感器1a的另一端与作为gm元件3的共源共栅放大器(第1晶体管32及第2晶体管33)连接。另一方的电感器1b的另一端经由第1电容器6a、由第3晶体管34和第4晶体管35(这里为射极跟随器电路)构成的缓冲电路5、以及第2电容器6b而与第2晶体管33的基极端子连接。此外，在第2晶体管33的集电极端子连接有控制电流源7。通过与一方的电感器1a连接的共源共栅放大器，在表观上增大式(2)所示的gm，扩大电感值的可变幅度。缓冲电路5缓和X点与第2晶体管33之间的高频电压的反射。此外，控制电流源7能够使在第1晶体管32中流动的直流电流可变，用作电感值的控制。
图9及图10是对控制电流源7的电流值(I1)进行控制而使在一方的电感器1a中流动的电流变化时的电感值和Q值的模拟结果。图9的纵轴表示电感(Inductance[H])，图10的纵轴表示Q值，图9及图10的横轴表示频率(Frequency[GHz])。根据这些图可知，通过使电流变化，能够使从ZL观察到的电感值与Q值变化。此外，可知与实施方式1相比，扩大了电感值的可变幅度，Q值变高。
另外，在目前为止的实施方式中，作为磁耦合的电感器1，以一方的电感器1a和另一方的电感器1b为对象进行了说明，但如图11所示，即使是三个电感器(一方的电感器1a、另一方的电感器1b、第3电感器1c)，也能够得到同样的效果。另外，在图11中，第3电感器1c与一方的电感器1a并联连接，其他结构与图8相同。或者即使将三个以上的多个电感器作为对象，也得到同样的效果。另外，在电感器为三个以上的情况下，通过控制在一个电感器以外的电感器中流动的电流，能够使一个电感器的电感值可变。
如以上说明的那样，根据实施方式2的可变电感器电路，具备彼此磁耦合的一方的电感器及另一方的电感器、以及控制在一方的电感器中流动的电流的gm元件，通过利用另一方的电感器的端子电压来控制gm元件，从而控制在一方的电感器中流动的电流，使另一方的电感器的电感值可变，因此，除了实施方式1的效果之外，还能够扩大电感值的可变幅度，并且提高Q值。
此外，根据实施方式2的可变电感器电路，具备彼此磁耦合的一方的电感器及另一方的电感器、控制在一方的电感器中流动的电流的共源共栅放大器、以及与共源共栅放大器的发射极接地侧晶体管的集电极端子连接的控制电流源，通过从另一方的电感器的端子经由缓冲电路向共源共栅放大器施加高频电压，并且使控制电流源的电流变化，从而使在共源共栅放大器中流动的电流变化，使另一方的电感器的电感值可变，因此，除了实施方式1的效果之外，还能够扩大电感值的可变幅度，并且提高Q值。
此外，根据实施方式2的可变电感器电路，具备包括一方的电感器及另一方的电感器在内的彼此磁耦合的三个以上的电感器，通过控制在三个以上的电感器中的一个电感器以外的电感器中流动的电流，从而使一个电感器的电感值可变，因此，即使是三个以上的电感器彼此磁耦合的结构，也能够抑制安装成本，在高频带中也能够以电气方式调整电感值。
实施方式3.
在实施方式2中，经由缓冲电路5对gm元件3进行控制，但也可以代替缓冲电路5而使用限幅放大器，将其作为实施方式3来进行说明。图12是实施方式3的可变电感器电路的结构图。
如图12所示，代替图7所示的实施方式2的缓冲电路5而连接有限幅放大器8。例如，在向可变电感器电路输入的高频电压的振幅不固定的情况下，gm元件3的gm值会发生变化，从ZL观察到的电感值会变动。对此，通过如图12那样连接限幅放大器8，能够将gm元件3的gm值保持为固定，也能够将从ZL观察到的电感值也保持为固定。
另外，在实施方式3中，也与实施方式2的图11所示的结构同样，针对三个以上的电感器也能够应用。
如以上说明的那样，根据实施方式3的可变电感器电路，代替实施方式2的缓冲电路而采用了限幅放大器，因此，即使在向可变电感器电路输入的高频电压的振幅不固定的情况下，也能够将可变电感器电路的电感值保持为固定。
另外，本申请发明在该发明的范围内，能够进行各实施方式的自由组合、或者各实施方式的任意的结构要素的变形、或者在各实施方式中能够省略任意的结构要素。
产业利用性
如以上那样，本发明的可变电感器电路涉及用于以电气方式调整电感值的结构，适合用于高频电路的匹配电路。
标号说明
1：电感器，1a：一方的电感器1a，1b：另一方的电感器，2：可变电流源，3：gm元件，4：电容器，5：缓冲电路，6a：第1电容器，6b：第2电容器，7：控制电流源，8：限幅放大器。

Claims (2)

1.一种可变电感器电路，其特征在于，
所述可变电感器电路具备：
缓冲电路或限幅放大器；
彼此磁耦合的一方的电感器及另一方的电感器；
共源共栅放大器，其包括第1晶体管和第2晶体管，所述第2晶体管的发射极接地；所述第1晶体管与所述一方的电感器连接，所述共源共栅放大器用于控制在所述一方的电感器中流动的电流，所述另一方的电感器的端子经由所述缓冲电路或所述限幅放大器与所述第2晶体管的基极端子连接；以及
控制电流源，其连接于所述共源共栅放大器的所述第2晶体管的集电极端子，
通过从所述另一方的电感器的端子经由所述缓冲电路或所述限幅放大器向所述共源共栅放大器施加高频电压，并且使所述控制电流源的电流变化，从而使在所述共源共栅放大器中流动的电流变化，使从所述可变电感器电路的输入端子观察到的电感值可变。
2.根据权利要求1所述的可变电感器电路，其特征在于，
所述可变电感器电路还具备与所述一方的电感器和所述另一方的电感器磁耦合的第3电感器，所述第3电感器与所述一方的电感器并联连接，
通过控制在所述一方的电感器和所述第3电感器中流动的电流，使从所述可变电感器电路的输入端子观察到的电感值可变。
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