CN111497929B - 一种汽车eps转向系统无位置传感器控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开汽车控制领域中的一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，由EPS状态反馈控制器、带通滤波器、标幺化模块、离散角度判断模块、低通滤波器、两相高频电压计算模块、2s/2r坐标变换模块、3s/2s坐标变换模块、角度初始化模块和低通滤波器组成，EPS状态反馈控制器与两相高频电压计算模块并联后连接EPS转向系统的输入端，EPS转向系统输出端与3s/2s坐标变换模块串联，3s/2s坐标变换模块输出端与第二低通滤波器、2r/2s坐标变换模块、EPS状态反馈控制器依次串联形成局部闭环控制，通过离散角度判断模块，实现对电机位置角度的精度估算，避免系统延迟、抖振等缺陷，通过EPS状态反馈控制器替代传统的串联闭环控制系统，提高系统的控制精度。

Description

一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器

技术领域

本发明属于汽车控制领域，特别涉及汽车的EPS转向系统无位置传感器控制器，适用于对汽车EPS转向系统进行控制。

背景技术

随着汽车电子技术以及控制技术的不断创新发展，汽车转向助力系统从传统的纯机械式转向系统到逐渐发展及完善的液压助力转向系统再到后来的新型电控液压助力转向系统，而现如今大范围推广使用的是电动助力转向系统，即EPS系统。EPS系统采用的是助力电机提供转向助力，其助力的大小由电控系统直接进行控制。这种用电机控制助力的方法与以前的液压助力转系统相比，电动助力转向系统可以节约能源，并且十分环保。

EPS系统的动力源是靠助力电机来提供的，其结构主要包括了转矩传感器、助力电机、减速机构以及电机电子控制单元。它取消了液压系统，独立于发动机工作，降低了能量消耗；EPS系统只采用机械连接和电信号控制，效率较高，有利于底盘集成控制；由于直流电机具备良好的启动和调速性能，使其广泛运用于EPS系统，但是电刷和换向器的滑动接触造成了机械磨损和火花，形成一个无线电干扰源，使直流电机故障多、可靠性低。而目前永磁同步电机因具有体积小、效率高、功率因素高等诸多优点，已发展为替代EPS系统直流电机的新型转向电机，即EPS永磁同步电机。

EPS系统作为力矩伺服系统，需要快速准确响应的电机助力矩，同时对力矩的脉动非常敏感，因此电机的稳定可靠运行依赖于电机控制技术。在实际的工业控制系统尤其是高性能的调速场合，位置传感器是重要的采集转子位置信号的元件，但是在高低温、潮湿等环境下可能发生故障导致传感器精度降低甚至损坏，这将影响电机运行稳定性和可控性。同时安装的位置传感器会增加驱动系统的成本以及驱动系统的体积和复杂性。因此，电机无位置传感器的控制研究是非常必要的。

传统无位置传感器控制方法是通过高频信号注入，在位置传感控制中采用外差解调技术，由于外差解调存在惯性环节，因此转子位置信号的估算存在延迟，这将直接影响电机的调速性能。

发明内容

本发明的目的是针对EPS永磁同步电机现有无位置传感器控制方案的缺陷，提供一种能有效提高电机无位置传感器控制精度，特别是瞬态工况下高性能控制的汽车EPS转向系统无位置传感器控制器。

本发明一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器采用的技术方案是：其由EPS状态反馈控制器、带通滤波器、标幺化模块、离散角度判断模块、低通滤波器、两相高频电压计算模块、2s/2r坐标变换模块、3s/2s坐标变换模块、角度初始化模块和低通滤波器组成，EPS状态反馈控制器的第一个输入为参考角度θ^ref、第二个输入为2s/2r坐标变换模块输出的两相旋转坐标系下的基波电流i^dq(k)、第三个输入为第一低通滤波器输出的最终估计角度θ(k)，EPS状态反馈控制器输出的是控制电压u^αβ(k)；两相高频电压计算模块的输入是高频电压V_in和角频率ω_in、输出是两相静止坐标系下的高频注入电压

所述的控制电压u^αβ(k)和高频注入电压

作为EPS转向系统的两个输入，EPS转向系统输出三相电流I^abc(k)至3s/2s坐标变换模块，3s/2s坐标变换模块输出两相静止坐标系下的电流I^αβ(k)分别至带通滤波器和第二低通滤波器，带通滤波器输出两相静止坐标系下的高频电流

至标幺化模块，第二低通滤波器输出两相静止坐标系下的基波电流i^αβ(k)至2s/2r坐标变换模块，2s/2r坐标变换模块输出两相旋转坐标系下的基波电流i^dq(k)；标幺化模块输出标幺化参数K^αβ(k)至离散角度判断模块，作为离散角度判断模块的第一个输入，离散角度判断模块的第二个输入为所述的角频率ω_in，离散角度判断模块输出初步估计角度

至第一低通滤波器，第一低通滤波器输出最终估计角度θ(k)分别至角度初始化模块、2s/2r坐标变换模块和EPS状态反馈控制器，角度初始化模块输出作为离散角度判断模块的第三个输入的3个初始化角度θ₁,θ₂,θ₃。

本发明的有益效果是：

1、本发明通过离散角度判断模块，实现对电机位置角度的精度估算，从而实现EPS转向系统的无位置传感器控制，克服了传统控制中安装位置传感器造成成本增加以及驱动系统复杂等缺点。与传统的无位置传感器控制器相比，高效直接，避免了系统延迟、抖振等缺陷，实现了高精度的EPS转向系统无位置传感器控制。

2、本发明通过EPS状态反馈控制器替代传统的串联闭环控制系统，避免了串联闭环系统的缺陷，提高系统的控制精度。

3、本发明所需控制变量和输入变量均为易测变量，且只需通过模块化软件编程便能够实现该控制器的控制算法，有利于工程实现。

附图说明

图1是本发明的结构框图；

图2是图1中EPS转向系统2的结构框图；

图3是图1中EPS状态反馈控制器1的结构框图；

图中：1.EPS状态反馈控制器；2.EPS转向系统；3.带通滤波器；4.标幺化模块；5.离散角度判断模块；6.第一低通滤波器；7.两相高频电压计算模块；8.3s/2r坐标变换模块；9.3s/2s坐标变换模块；10.角度初始化模块；12.2r/2s坐标变换模块；13.反馈电压控制器；21.空间电压矢量调制模块；22.电压源逆变器；23.永磁同步电机；24.减速机构。

具体实施方式

如图1所示，本发明由EPS状态反馈控制器1、带通滤波器3、标幺化模块4、离散角度判断模块5、第一低通滤波器6、两相高频电压计算模块7、2s/2r坐标变换模块8、3s/2s坐标变换模块9、角度初始化模块10和第二低通滤波器11组成。

其中，EPS状态反馈控制器1的输出端连接EPS转向系统2的第一个输入端，两相高频电压计算模块7的输出端连接EPS转向系统2的第二个输入端。EPS转向系统2的输出端连接3s/2s坐标变换模块9的输入端，3s/2s坐标变换模块9的输出端分两路，一路依次串接第二低通滤波器11、2s/2r坐标变换模块8和EPS状态反馈控制器1，另一路依次串接带通滤波器3、标幺化模块4、离散角度判断模块5、第一低通滤波器6。第一低通滤波器6的输出端分别连接角度初始化模块10、2s/2r坐标变换模块8和EPS状态反馈控制器1。角度初始化模块10的输出端连接离散角度判断模块5。

EPS状态反馈控制器1有三个输入，第一个输入为参考角度θ^ref；第二个输入为2s/2r坐标变换模块8输出的两相旋转坐标系下的基波电流i^dq(k)，k为离散样本采样指数，且

)；第三个输入为第一低通滤波器6输出的最终估计角度θ(k)。

EPS状态反馈控制器1对三个输出值进行处理，输出控制电压u^αβ(k)，该控制电压u^αβ(k)是EPS转向系统2的第一个输入。

两相高频电压计算模块7的输入是由外部注入的高频电压V_in和高频电压V_in的角频率ω_in，输出为两相静止坐标系下的高频注入电压

该高频注入电压

是EPS转向系统2的第二个输入。

EPS转向系统2以控制电压u^αβ(k)和高频注入电压

作为输入，输出三相电流I^abc(k)，该三相电流I^abc(k)输出到3s/2s坐标变换模块9中。3s/2s坐标变换模块9将三相电流I^abc(k)变换为两相静止坐标系下的电流I^αβ(k)，分别经过带通滤波器3和第二低通滤波器11，带通滤波器3输出两相静止坐标系下的高频电流

第二低通滤波器11输出两相静止坐标系下的基波电流i^αβ(k)。2s/2r坐标变换模块8将基波电流i^αβ(k)变换为两相旋转坐标系下的基波电流i^dq(k)，并输入到EPS状态反馈控制器1中，作为EPS状态反馈控制器1的第二个输入。

高频电流

输入标幺化模块4中，标幺化模块4对高频电流

进行标幺化处理，得到标幺化参数K^αβ(k)，并输入至离散角度判断模块5中，作为离散角度判断模块5的第一个输入。离散角度判断模块5的第二个输入为高频电压的角频率ω_in，第三个输入为角度初始化模块10输出的初始化角度θ₁,θ₂,θ₃，离散角度判断模块5输出的是初步估计角度

初步估计角度

经过第一低通滤波器6，第一低通滤波器6输出最终估计角度θ(k)。最终估计角度θ(k)作为角度初始化模块10的输入，角度初始化模块10输出初始化角度θ₁,θ₂,θ₃，该初始化角度θ₁,θ₂,θ₃作为离散角度判断模块5的第三个输入。

如图2所示，EPS转向系统2由依次串接的空间电压矢量调制模块21、电压源逆变器22、永磁同步电机23和减速机构24组成。EPS转向系统2以两相静止坐标系下的控制电压u^αβ(k)和高频注入电压

作为输入，输出为三相电流I^abc(k)。空间电压矢量调制模块21以控制电压u^αβ(k)与高频注入电压

之和作为输入，输出开关脉冲信号T_a、T_b、T_c，电压源逆变器22以开关脉冲信号T_a、T_b、T_c作为输入，输出三相电流I^abc(k)，永磁同步电机23以三相电流I^abc(k)为输入，输出力矩T_e给减速机构24。

如图3所示，EPS状态反馈控制器1由2r/2s坐标变换模块12和反馈电压控制器13组成。两相旋转坐标系下的电流i^dq(k)和参考角度θ^ref及估计角度θ(k)一并作为反馈电压控制器13的输入，反馈电压控制器13输出两相旋转坐标系下的控制电压u^dq(k)，该控制电压u^dq(k)作为2r/2s坐标变换模块12的第一个输入，2r/2s坐标变换模块12的第二个输入是估计角度θ(k)，经2r/2s坐标变换模块12的坐标变换后输出两相静止坐标系下的控制电压u^αβ(k)，该控制电压u^αβ(k)是EPS状态反馈控制器1的输出。

其中，反馈电压控制器12的表达式为：

式中，X＝[i^d(k),i^q _k(k),θ(k),E_θ]^T，为系统的状态变量矩阵。i^d(k),i^q(k)为同步旋转坐标系下的电流,

为转速误差的积分，k为离散采样指数，T为采样周期。P为2×4的反馈电压控制器12的增益系数矩阵，根据EPS转向系统2的实际参数和工作情况，反馈电压控制器1的增益系数矩阵为：

所述的两相高频电压计算模块7的输入为高频电压V_in和高频电压的角频率ω_in，输出为两相静止坐标系下的高频注入电压

两相高频电压计算模块7的输入输出关系为：

式中，k为离散采样指数，T为采样周期。

EPS转向系统2输出的三相电流I^abc(k)经过3s/2s坐标变换模块9变换为两相静止坐标系下的电流I^αβ(k)，分别经过带通滤波器3和第二低通滤波器11输出两相静止坐标系下的高频电流

和基波电流i^αβ(k)。

标幺化模块4对带通滤波器3输出的高频电流

进行标幺化，输出的标幺化参数K^αβ(k)的表达式为：

式中，L_d、L_q为旋转坐标系下的定子电感，

所述的角度初始化模块10输入为估计角度θ(k)，输出为3个初始化角度θ₁,θ₂,θ₃。角度初始化模块10首先对估计角度θ(k)进行延迟处理，得到上个周期的估计角度θ(k-1)，根据估计角度θ(k-1)计算3个初始化角度θ₁,θ₂,θ₃，分别为：

所述的离散角度判断模块5对标幺化参数K^αβ(k)、角频率ω_in、3个初始化角度θ₁,θ₂,θ₃进行处理，作离散角度判断，输出为当前时刻的角度估计值

离散角度判断的判断过程如下：

(1)将3个初始化角度θ₁,θ₂,θ₃分别记为3个迭代角度θ′₁,θ′₂,θ′₃，并设置迭代终止系数λ；

(2)分别将迭代角度θ′₁,θ′₂,θ′₃结合标幺化参数K^αβ(k)、角频率ω_in以及采样周期T计算出3个成本函数Q₁,Q₂,Q₃，成本函数计算公式如下：

若估计的转子角度完全精确，则对应的成本函数值Q₁，Q₂，Q₃为0，因此成本函数值的大小表现转子位置信号的精度。

(3)将迭代角度θ′₁,θ′₂,θ′₃对应的3个成本函数值Q₁,Q₂,Q₃进行比较，取其中最小的成本函数值对应的迭代角度为最优角度θ_op。

(4)令θ′₁＝θ_op，θ′₂＝θ_op+2π/3·2^-n，θ′₃＝θ_op-2π/3·2^-n，其中n为当前迭代次数。

(5)若(θ′₂-θ′₁)＜λ，则终止迭代，否则返回步骤(2)。

(6)终止迭代后，输出角度估计值

将离散角度判断模块5的输出的估计角度

作为第一低通滤波器6的输入，输出最终估计角度θ(k)，并将估计角度θ(k)作为EPS状态反馈控制器1、2s/2r坐标变换模块8以及角度初始化模块10的输入。

如图1，本发明将EPS状态反馈控制器1与两相高频电压计算模块7并联后连接EPS转向系统2的输入端，EPS转向系统2输出端与3s/2s坐标变换模块9串联，3s/2s坐标变换模块9输出端与第二低通滤波器11、2r/2s坐标变换模块8、EPS状态反馈控制器1依次串联形成局部闭环控制，同时与带通滤波器3、标幺化模块4、离散角度判断模块5、第一低通滤波器6串联最终构成EPS转向系统无位置传感器控制器，从而实现EPS转向系统的无位置传感器控制。通过EPS状态反馈控制器1替代传统的串联闭环控制系统，从而避免了串联闭环系统的缺陷，提高系统的控制精度。两相高频电压计算模块7通过引入高频电压实现永磁同步电机低速控制。标幺化模块4消除电机参数变化对控制带来的不良影响。本发明克服传统控制方法中安装位置传感器造成成本增加以及驱动系统复杂等缺点，避免传统无位置传感器控制锁相环技术造成的控制延迟。通过离散角度迭代优化提升角度估算精度，系统延迟、抖振等缺陷。同时EPS状态反馈控制器替代传统的串联闭环控制，控制精度的提高和控制结构的改善实现了高精度的EPS转向系统无位置传感器控制。

Claims (7)

1.一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，其特征是：由EPS状态反馈控制器(1)、带通滤波器(3)、标幺化模块(4)、离散角度判断模块(5)、第一低通滤波器(6)、两相高频电压计算模块(7)、2s/2r坐标变换模块(8)、3s/2s坐标变换模块(9)、角度初始化模块(10)和第二低通滤波器(11)组成，EPS状态反馈控制器(1)的第一个输入为参考角度θ^ref、第二个输入为2s/2r坐标变换模块(8)输出的两相旋转坐标系下的基波电流i^dq(k)、第三个输入为第一低通滤波器(6)输出的最终估计角度θ(k)，EPS状态反馈控制器(1)输出的是控制电压u^αβ(k)；两相高频电压计算模块(7)的输入是高频电压V_in和角频率ω_in、输出是两相静止坐标系下的高频注入电压

所述的控制电压u^αβ(k)和高频注入电压

作为EPS转向系统(2)的两个输入，EPS转向系统(2)输出三相电流I^abc(k)至3s/2s坐标变换模块(9)，3s/2s坐标变换模块(9)输出两相静止坐标系下的电流I^αβ(k)分别至带通滤波器(3)和第二低通滤波器(11)，带通滤波器(3)输出两相静止坐标系下的高频电流

至标幺化模块(4)，第二低通滤波器(11)输出两相静止坐标系下的基波电流i^αβ(k)至2s/2r坐标变换模块(8)，2s/2r坐标变换模块(8)输出两相旋转坐标系下的基波电流i^dq(k)；标幺化模块(4)输出标幺化参数K^αβ(k)至离散角度判断模块(5)，作为离散角度判断模块(5)的第一个输入，离散角度判断模块(5)的第二个输入为所述的角频率ω_in，离散角度判断模块(5)输出初步估计角度

至第一低通滤波器(6)，第一低通滤波器(6)输出最终估计角度θ(k)分别至角度初始化模块(10)、2s/2r坐标变换模块(8)和EPS状态反馈控制器(1)，角度初始化模块(10)输出作为离散角度判断模块(5)的第三个输入的3个初始化角度θ₁,θ₂,θ₃，k为离散采样指数。

2.根据权利要求1所述的一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，其特征是：EPS状态反馈控制器(1)由2r/2s坐标变换模块(13)和反馈电压控制器(12)组成，两相旋转坐标系下的电流i^dq(k)和参考角度θ^ref及估计角度θ(k)一并作为反馈电压控制器(12)的输入，反馈电压控制器(12)输出两相旋转坐标系下的控制电压u^dq(k)，该控制电压u^dq(k)作为2r/2s坐标变换模块(13)的第一个输入，2r/2s坐标变换模块(13)的第二个输入是估计角度θ(k)，经2r/2s坐标变换模块(13)输出两相静止坐标系下的控制电压u^αβ(k)。

3.根据权利要求2所述的一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，其特征是：反馈电压控制器(12)的表达式为：

X＝[i^d(k),i^q _k(k),θ(k),E_θ]^T，为系统的状态变量矩阵，

为转速误差的积分，k为离散采样指数，T为采样周期，P为2×4的反馈电压控制器的增益系数矩阵。

4.根据权利要求1所述的一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，其特征是：两相高频电压计算模块(7)的输入输出关系为：

k为离散采样指数，T为采样周期。

5.根据权利要求1所述的一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，其特征是：标幺化模块(4)输出的标幺化参数

L_d、L_q为旋转坐标系下的定子电感，

6.根据权利要求1所述的一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，其特征是：3个初始化角度是

θ(k-1)是上个周期的估计角度。

7.根据权利要求6所述的一种汽车EPS转向系统无位置传感器控制器，其特征是：离散角度判断模块(5)将3个初始化角度θ₁,θ₂,θ₃分别记为3个迭代角度θ₁',θ₂',θ₃'，分别计算出对应的3个成本函数

取最小的成本函数值对应的迭代角度为最优角度θ_op，令θ′₁＝θ_op，θ′₂＝θ_op+2π/3·2^-n，θ′₃＝θ_op-2π/3·2^-n，n为当前迭代次数，k为离散采样指数，T为采样周期，若(θ′₂-θ′₁)<λ，则输出角度估计值

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