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CN111133678B - 滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置 Download PDF

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CN111133678B
CN111133678B CN201880062029.9A CN201880062029A CN111133678B CN 111133678 B CN111133678 B CN 111133678B CN 201880062029 A CN201880062029 A CN 201880062029A CN 111133678 B CN111133678 B CN 111133678B
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Abstract

滤波器装置(10A)具备：串联臂电路(11s)，设置在连结输入输出端子(T1以及T2)的路径上；以及并联臂谐振器(p1)，与该路径上的节点(x1)以及接地连接，作为谐振电路的串联臂电路(11s)具有：串联臂谐振器(s1)；以及电容器(Cs1)，与串联臂谐振器(s1)并联连接，且每单位面积的静电电容值比串联臂谐振器(s1)的每单位面积的静电电容值大。

Description

滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
以往，使用了弹性波的滤波器装置被广泛用于配置在移动通信机的前端部的带通型滤波器等。此外，为了应对多模式/多频段等的复合化，具备多个滤波器装置的高频前端电路被实用化。
作为应对多模式/多频段的滤波器装置，已知如专利文献1所示地使用了串联臂谐振器以及并联臂谐振器的梯型滤波器。具体地，由串联臂谐振器和并联臂谐振器构成梯型滤波器，串联臂谐振器设置在连结第1输入输出端子以及第2输入输出端子的路径上，并联臂谐振器与上述路径上的节点和接地连接。而且，在串联臂谐振器或并联臂谐振器并联地连接电容元件(电容器)，使有效的机电耦合系数与其它谐振器不同，由此能够实现窄带且陡峭性高的滤波器装置。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2004-343168号公报
发明内容
发明要解决的课题
在应对多模式/多频段的移动通信机中，滤波器装置的个数多，因此强烈要求滤波器装置的小型化。然而，在上述专利文献1记载的滤波器装置中，为了调整有效的机电耦合系数而与谐振器并联连接的电容器的尺寸大，因此存在滤波器装置的尺寸会变大这样的问题。进而，因为电容器的尺寸大，所以连接谐振器和电容器的布线变长，存在滤波器装置的通带内的插入损耗由于布线的电阻而变大这样的问题。
因此，本发明的目的在于，提供一种在维持滤波器特性的同时进行了小型化的滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决课题的技术方案
为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的滤波器装置是具有第1输入输出端子、第2输入输出端子的滤波器装置，具备：串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，所述谐振电路具有：第1弹性波谐振器；以及第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大。
根据上述结构，能够通过第1电容器减小谐振电路的反谐振频率与谐振频率的频率差。在此，通过使第1电容器的每单位面积的静电电容值比第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，从而能够使第1电容器变得小型。此外，通过使第1电容器变得小型，从而能够缩短连接第1弹性波谐振器和第1电容器的布线。
因而，能够在维持由上述频率差规定的滤波器特性的同时将滤波器装置小型化。
此外，也可以是，所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的仅一个电路具有所述谐振电路，所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的另一个电路具有未并联连接电容器的第2弹性波谐振器，在将弹性波谐振器的反谐振频率与该弹性波谐振器的谐振频率的频率差除以该弹性波谐振器的谐振频率所得的值定义为该弹性波谐振器的相对带宽的情况下，所述第1弹性波谐振器的相对带宽比所述第2弹性波谐振器的相对带宽大。
通过第1弹性波谐振器的相对带宽比第2弹性波谐振器的相对带宽大，从而能够增大用于减小上述谐振电路的相对带宽的第1电容器的静电电容值。因此，第1电容器的静电电容值越大，则每单位面积的静电电容值相对大的第1电容器在谐振电路所占的面积比变得越大，因此能够更有效地将谐振电路小型化。因而，能够有效地将滤波器装置小型化。
此外，也可以是，所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的仅一个电路具有所述谐振电路，所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的另一个电路具有未并联连接电容器的第2弹性波谐振器，所述谐振电路的静电电容比所述第2弹性波谐振器的静电电容大。
谐振电路的静电电容值由第1弹性波谐振器的静电电容值以及第1电容器的静电电容值之和规定，该静电电容值之和越大，则谐振电路的阻抗变得越低。在此，在谐振电路的静电电容值与第2弹性波谐振器的静电电容值相同的情况下，因为该谐振电路连接有每单位面积的静电电容值大的第1电容器，所以第2弹性波谐振器变得更加小型。从该观点出发，在像上述结构那样谐振电路的静电电容值比第2弹性波谐振器的静电电容值大的情况下，能够更有效地将滤波器装置小型化。
此外，也可以是，将弹性波谐振器的反谐振频率与该弹性波谐振器的谐振频率的频率差除以该弹性波谐振器的谐振频率所得的值定义为该弹性波谐振器的相对带宽，将谐振电路的阻抗极小的频率设为该谐振电路的谐振频率，将所述谐振电路的阻抗极大的频率设为该谐振电路的反谐振频率，将该谐振电路的反谐振频率与该谐振电路的谐振频率的频率差除以该谐振电路的谐振频率所得的值定义为该谐振电路的相对带宽，在该情况下，所述谐振电路的相对带宽为所述第2弹性波谐振器的相对带宽以下。
由此，能够提高滤波器装置的通带低频侧或通带高频侧的陡峭性。
此外，也可以是，具备：一个以上的所述串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；一个以上的所述并联臂电路，与所述路径上的各节点和接地连接；以及多个所述谐振电路，配置在所述一个以上的串联臂电路以及所述一个以上的并联臂电路中的两个以上的电路，所述一个以上的串联臂电路和所述一个以上的并联臂电路构成多级的梯型滤波器电路。
由此，能够在维持滤波器特性的同时使滤波器装置更加小型。
此外，也可以是，所述并联臂电路具有：所述谐振电路；以及开关电路，与所述谐振电路串联地连接，所述开关电路具有：阻抗元件，是第2电容器或电感器中的一者；以及开关元件，与所述阻抗元件并联地连接。
根据上述并联臂电路，通过开关元件的导通以及非导通的切换，能够切换开关电路的阻抗，能够切换该并联臂电路的谐振频率。另一方面，因为开关电路和谐振电路被串联连接，所以需要将谐振电路的阻抗设计得低(增大静电电容值)，但是因为构成谐振电路的第1电容器的每单位面积的静电电容值比第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，因此能够将谐振电路小型化。因而，能够实现具有频率可变功能的小型的滤波器装置。
此外，也可以是，具有所述谐振电路的所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的一者具有多个所述谐振电路，所述多个谐振电路串联地连接。
消耗电力大且具有弹性波谐振器的串联臂电路或并联臂电路在被施加高功率的情况下，存在该弹性波谐振器击穿的情况。因此，使用被串联分割的弹性波谐振器是一般性的对策。在该情况下，需要将被串联分割的各个弹性波谐振器的静电电容值增大，弹性波谐振器的尺寸变大。
根据上述结构，在消耗电力大且具有弹性波谐振器的串联臂电路或并联臂电路中，代替被串联分割的弹性波谐振器，将多个谐振电路不经由弹性波谐振器地串联地连接，因此能够确保该串联臂电路或并联臂电路的耐电力性。因而，能够实现确保了耐电力性的小型的滤波器装置。
此外，也可以是，具有所述谐振电路的所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的一者不经由具有弹性波谐振器的串联臂电路以及具有弹性波谐振器的并联臂电路地与所述第1输入输出端子以及所述第2输入输出端子中的被施加电力的端子连接。
弹性波谐振器在该弹性波谐振器的反谐振频率处耐电力性最低。另一方面，谐振电路在第1弹性波谐振器并联地连接有第1电容器，因此谐振电路的反谐振频率比第1弹性波谐振器的反谐振频率低。因此，能够降低第1弹性波谐振器的耐电力性低的反谐振频率处的消耗电力。因而，能够提高具有谐振电路的串联臂电路或并联臂电路的耐电力性，能够提高滤波器装置的耐电力性。
此外，也可以是，所述第1弹性波谐振器是声表面波谐振器，该声表面波谐振器具有：基板，具有压电性；以及IDT电极，由形成在具有所述压电性的基板上的多个电极指构成，所述第1电容器具有形成在具有所述压电性的基板上的由多个电极指构成的梳齿电容，所述梳齿电容中的所述多个电极指的电极指间缝隙比所述IDT电极中的所述多个电极指的电极指间缝隙窄。
由此，能够减小第1电容器的尺寸。
此外，也可以是，所述梳齿电容中的所述多个电极指的重复间距比所述IDT电极中的所述多个电极指的重复间距窄。
由此，能够减小第1电容器的尺寸，并且Q特性提高。
此外，也可以是，所述梳齿电容中的所述多个电极指的膜厚比所述IDT电极中的所述多个电极指的膜厚薄。
能够进一步减小构成第1电容器的梳齿电容的电极指间距，能够进一步减小第1电容器的尺寸，并且Q特性进一步提高。
此外，也可以是，在将多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比定义为占空比的情况下，所述梳齿电容的占空比大于所述IDT电极的占空比。
由此，能够进一步减小第1电容器的尺寸。
此外，也可以是，所述第1弹性波谐振器是声表面波谐振器，该声表面波谐振器具有：基板，具有压电性；以及IDT电极，由形成在具有所述压电性的基板上的多个电极指构成，所述第1电容器具有：第1电极；第2电极，与所述第1电极对置；以及绝缘体，配置在所述第1电极与所述第2电极之间，所述绝缘体的介电常数比具有所述压电性的基板的介电常数高。
由此，能够减小第1电容器的尺寸。此外，能够使自谐振频率位于高频侧。
此外，也可以是，所述第1电容器具有：第1电极；第2电极，与所述第1电极对置；以及绝缘体，配置在所述第1电极与所述第2电极之间，所述第1弹性波谐振器具有：第3电极；第4电极，与所述第3电极对置；以及压电体，配置在所述第3电极与所述第4电极之间，所述绝缘体的介电常数比所述压电体的介电常数高。
由此，能够减小第1电容器的尺寸。此外，能够使自谐振频率位于高频侧。
此外，也可以是，所述第1电容器具有：第1电极；第2电极，与所述第1电极对置；以及绝缘体，配置在所述第1电极与所述第2电极之间，所述第1弹性波谐振器具有：第3电极；第4电极，与所述第3电极对置；以及压电体，配置在所述第3电极与所述第4电极之间，所述绝缘体的膜厚比所述压电体的膜厚薄。
由此，能够减小第1电容器的尺寸。此外，能够使自谐振频率位于高频侧。
此外，本发明的一个方式涉及的多工器具备包含上述任一项记载的滤波器装置的多个滤波器，所述多个滤波器各自的输入端子以及输出端子中的一者直接或间接地与公共端子连接。
此外，也可以是，所述滤波器装置的所述输入端子以及输出端子中的一者不经由具有弹性波谐振器的串联臂电路以及具有弹性波谐振器的并联臂电路地与具有所述谐振电路的所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的一者连接，除所述滤波器装置以外的所述多个滤波器中的至少一个具有比所述滤波器装置的通带的频率高的通带。
在弹性波谐振器的反谐振频率的高频率侧，产生由体波的辐射造成的损耗(体波损耗)，作为Q值低的电容器而发挥功能。因此，在包含具有比滤波器装置的通带高的通带的滤波器的多工器中，可设想该滤波器的插入损耗变差。
相对于此，根据上述结构，并联连接了第1弹性波谐振器和第1电容器的谐振电路对具有体波损耗的第1弹性波谐振器和没有体波损耗的第1电容器分配电力，能够降低谐振电路中的体波损耗。因而，能够降低通带的频率高的上述滤波器中的通带内的插入损耗。
此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备：上述任一项记载的滤波器装置或上述任一项记载的多工器；以及放大电路，直接或间接地与所述滤波器装置或所述多工器连接。
由此，能够降低滤波器装置或多工器的通带内的插入损耗，并且将滤波器装置或多工器小型化。因而，高频前端电路中的增益提高，并且能够将高频前端电路小型化。
此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及上述高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，能够提高通信装置的通信质量并将尺寸小型化。
发明效果
根据本发明，能够提供一种在维持滤波器特性的同时进行了小型化的滤波器装置、多工器、高频前端电路、以及通信装置。
附图说明
图1A是实施例1涉及的滤波器装置的电路结构图。
图1B是表示实施例1涉及的滤波器装置的阻抗特性以及通过特性的曲线图。
图2是对实施例1以及比较例1涉及的滤波器装置的尺寸进行比较的图。
图3是表示并联连接了弹性波谐振器和电容器的谐振电路的等效电路以及阻抗特性的图。
图4A是实施例2涉及的滤波器装置的电路结构图。
图4B是表示实施例2涉及的滤波器装置的阻抗特性以及通过特性的曲线图。
图5A是实施例3涉及的滤波器装置的电路结构图。
图5B是对实施例1以及实施例3涉及的滤波器装置的阻抗特性以及通过特性进行比较的曲线图。
图5C是对实施例1以及实施例3涉及的滤波器装置的阻抗特性以及等效串联电阻进行比较的曲线图。
图6A是实施例4涉及的滤波器装置的电路结构图。
图6B是对实施例2以及实施例4涉及的滤波器装置的阻抗特性以及通过特性进行比较的曲线图。
图6C是对实施例2以及实施例4涉及的滤波器装置的阻抗特性以及等效串联电阻进行比较的曲线图。
图7A是表示构成实施方式1中的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的IDT电极的电极指的电极膜及其周围的构造的第1例的剖视图。
图7B是表示构成实施方式1中的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的IDT电极的电极指的电极膜及其周围的构造的第2例的剖视图。
图7C是表示构成实施方式1中的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的IDT电极的电极指的电极膜及其周围的构造的第3例的剖视图。
图8是表示第1调整膜的膜厚和弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。
图9是表示第1调整膜的膜厚和弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。
图10是表示第2调整膜的膜厚和弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。
图11是表示第2调整膜的膜厚和弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。
图12A是实施例5涉及的滤波器装置的电路结构图。
图12B是实施例6涉及的滤波器装置的电路结构图。
图12C是比较例3涉及的滤波器装置的电路结构图。
图12D是对实施例5、实施例6以及比较例3涉及的滤波器装置的通过特性进行比较的曲线图。
图13A是实施例7涉及的滤波器装置的电路结构图。
图13B是对实施例1以及实施例7涉及的滤波器装置的阻抗特性以及通过特性进行比较的曲线图。
图14A是实施例8涉及的滤波器装置的电路结构图。
图14B是对实施例8以及比较例4涉及的滤波器装置的通过特性进行比较的曲线图。
图15A是实施例9涉及的滤波器装置的电路结构图。
图15B是表示实施例9涉及的滤波器装置的阻抗特性以及通过特性的曲线图。
图16A是比较例5涉及的滤波器装置的电路结构图。
图16B是比较例6涉及的滤波器装置的电路结构图。
图17A是实施例10涉及的滤波器装置的电路结构图。
图17B是实施例11涉及的滤波器装置的电路结构图。
图18A是实施例12涉及的多工器的电路结构图。
图18B是实施例13涉及的多工器的电路结构图。
图19A是对实施例12以及实施例13涉及的多工器的通过特性进行比较的曲线图。
图19B是表示实施例13涉及的低频侧滤波器的通过特性以及反射特性的曲线图。
图19C是表示实施例13涉及的低频侧滤波器的谐振电路的阻抗特性、反射特性以及电容特性的曲线图。
图20A是示意性地表示构成实施方式1涉及的滤波器装置以及多工器的谐振电路的电极构造的图。
图20B是示意性地表示比较例涉及的滤波器装置的谐振电路的电极构造的图。
图21A是在典型例中表示梳齿电容的电极指间距和电容值、阻抗以及电容Q值的关系的曲线图。
图21B是在典型例中表示梳齿电容的电极指间距和每单位面积的电容、电容Q值以及自谐振频率的关系的曲线图。
图21C是在典型例中表示梳齿电容的膜厚相对于电极指间距的比率和每单位面积的电容、电容Q值以及自谐振频率的关系的曲线图。
图21D是在典型例中表示梳齿电容的占空比和每单位面积的电容、电容Q值以及自谐振频率的关系的曲线图。
图22A是示意性地表示构成实施方式1涉及的滤波器装置以及多工器的电容器的电极构造的图。
图22B是对梳齿电极型的电容器以及MIM型电容器的电容、阻抗、电容Q值进行比较的曲线图。
图23A是实施方式2涉及的通信装置的结构图。
图23B是实施方式2的变形例涉及的通信装置的结构图。
具体实施方式
以下，使用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。此外，在各图中，对实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。此外，关于谐振器等的电路元件，能够根据要求规格等适当地调整常数。因此，关于电路元件，即使是相同的附图标记，有时常数也不同。
此外，以下，“通带低频端”意味着“通带内的最低的频率”。此外，“通带高频端”意味着“通带内的最高的频率”。此外，以下，“通带低频侧”意味着“通带外且比通带靠低频率侧”。此外，“通带高频侧”意味着“通带外且比通带靠高频率侧”。此外，以下，有时将“低频率侧”称为“低频侧”，将“高频率侧”称为“高频侧”。
此外，所谓谐振器或电路中的谐振频率，只要没有特别声明，就是用于形成包含该谐振器或该电路的滤波器的通带或通带附近的衰减极的谐振频率，是作为该谐振器或该电路的阻抗变得极小的奇点(理想地，是阻抗变为0点)的“谐振点”的频率。
此外，所谓谐振器或电路中的反谐振频率，只要没有特别声明，就是用于形成包含该谐振器或该电路的滤波器的通带或通带附近的衰减极的反谐振频率，是作为该谐振器或该电路的阻抗变得极大的奇点(理想地，是阻抗变得无限大的点)的“反谐振点”的频率。
另外，在以下的实施方式中，串联臂(谐振)电路以及并联臂(谐振)电路像以下那样定义。
并联臂(谐振)电路是配置在连结第1输入输出端子以及第2输入输出端子的路径上的一个节点与接地之间的电路。
串联臂(谐振)电路是配置在第1输入输出端子或第2输入输出端子与连接并联臂(谐振)电路的上述路径上的节点之间的电路，或者是配置在连接一个并联臂(谐振)电路的上述路径上的一个节点与连接另一个并联臂(谐振)电路的上述路径上的另一个节点之间的电路。
(实施方式1)
[1.1实施例1涉及的滤波器装置]
图1A是实施例1涉及的滤波器装置10A的电路结构图。该图所示的滤波器装置10A具备串联臂电路11s、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。
在本实施例中，串联臂电路11s连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上，具有串联臂谐振器s1和电容器Cs1。串联臂电路11s成为由串联臂谐振器s1和电容器Cs1构成的谐振电路。串联臂谐振器s1是与电容器Cs1并联连接的第1弹性波谐振器。电容器Cs1是与串联臂谐振器s1并联连接且每单位面积的静电电容值(Cz(Cs1)：以下，有时记为静电电容密度Cz(Cs1))比串联臂谐振器s1的每单位面积的静电电容值(Cz(s1)：以下，有时记为静电电容密度Cz(s1))大的第1电容器。
并联臂谐振器p1构成与上述路径上的节点x1以及接地连接的并联臂电路。
在表1示出实施例1涉及的滤波器装置10A的电路参数和比较例1涉及的滤波器装置500A的电路参数。
[表1]
图1B是表示构成实施例1涉及的滤波器装置10A的谐振器以及电路的阻抗特性、以及实施例1涉及的滤波器装置10A的通过特性的曲线图。如该图的(a)以及(b)所示，在滤波器装置10A中，在由串联臂电路11s以及并联臂谐振器p1构成带通滤波器时，使并联臂谐振器p1的反谐振频率fap1和串联臂电路11s的谐振频率Frs1靠近。并联臂谐振器p1的阻抗接近于0的谐振频率frp1附近成为低频侧阻带。此外，若频率变得高于此，则在反谐振频率fap1处并联臂谐振器的阻抗变高，且在谐振频率Frs1附近，串联臂电路11s的阻抗接近于0。由此，在反谐振频率fap1以及谐振频率Frs1的附近，成为从输入输出端子T1到输入输出端子T2的信号路径上的信号通带。若频率进一步变高而成为串联臂电路11s的反谐振频率Fas1附近，则串联臂电路11s的阻抗变高，成为高频侧阻带。也就是说，滤波器装置10A成为如下的带通滤波器，即，由反谐振频率fap1以及谐振频率Frs1规定通带，由谐振频率frp1规定通带低频侧的极(衰减极)，由反谐振频率Fas1规定通带高频侧的极(衰减极)。
在实施例1涉及的滤波器装置10A中，串联臂电路11s构成了并联连接了串联臂谐振器s1和电容器Cs1的谐振电路，因此在确保通带高频侧的陡峭性的同时实现了窄带的滤波器。
在此，使用图3对串联臂电路11s的基本的谐振动作进行说明。
图3的(a)是并联连接了弹性波谐振器reso1和电容器Cx的谐振电路的等效电路图，图3的(b)是表示其阻抗特性的曲线图。如该图的(a)所示，弹性波谐振器reso1能够用电容器C1以及电感器L1的串联电路(串联连接电路)和电容器C0的并联电路(并联连接电路)表示。在此，电容器C0是弹性波谐振器reso1的静电电容。另外，本等效电路使用不考虑弹性波谐振器reso1以及电容器Cx的电阻分量的理想元件来表示。
在上述等效电路中，弹性波谐振器reso1的谐振频率fr由电容器C1和电感器L1的串联电路规定，是该串联电路的阻抗成为0的频率，因此可用式1表示。
[数学式1]
此外，弹性波谐振器reso1的反谐振频率fa是上述并联电路的导纳Y成为0的频率，因此可用式2表示。
[数学式2]
此外，在上述等效电路中，谐振电路的谐振频率Fr是电容器C1和电感器L1的串联电路的阻抗成为0的频率，与弹性波谐振器reso1的谐振频率fr相同，因此可用式3表示。
[数学式3]
此外，谐振电路的反谐振频率Fa是上述等效电路的导纳Y成为0的频率，因此可通过将式2中的C0置换为(C0+Cx)来表示。
[数学式4]
如上述式1～式4以及图3的(b)所示，弹性波谐振器reso1的谐振频率fr以及谐振电路(reso1//Cx)的谐振频率Fr相等，谐振电路(reso1//Cx)的反谐振频率Fa比弹性波谐振器reso1的反谐振频率fa向低频侧偏移。
在本实施例1涉及的10A中，如图1B的(a)所示，串联臂电路11s的谐振频率Frs1也与串联臂谐振器s1的谐振频率frs1相等。另一方面，串联臂电路11s的反谐振频率Fas1比串联臂谐振器s1的反谐振频率fasl向低频侧偏移。由此，在实施例1涉及的滤波器装置10A中，如图1B的(b)以及(c)所示，在确保通带高频侧的陡峭性的同时实现了窄带的滤波器。
图2是对实施例1涉及的滤波器装置10A以及比较例1涉及的滤波器装置500A的尺寸进行比较的图。在该图的(a)示出了比较例1涉及的滤波器装置500A的基板100上的电路元件的布局配置，在该图的(b)示出了实施例1涉及的滤波器装置10A的基板100上的电路元件的布局配置。
在此，比较例1涉及的滤波器装置500A与实施例1涉及的滤波器装置10A相比较，电路结构与图1A所示的电路连接结构相同，不同点仅在于静电电容密度Cz(s1)和静电电容密度Cz(Cs1)相等。因而，比较例1涉及的滤波器装置500A的、通带附近的阻抗特性以及通过特性与图1B所示的实施例1涉及的滤波器装置10A的阻抗特性以及通过特性相同。
如表1所示，比较例1涉及的滤波器装置500A的静电电容密度Cz(Cs1)为130fF/μm2，实施例1涉及的滤波器装置10A的静电电容密度Cz(Cs1)为300fF/μm2。此外，滤波器装置500A的电容器Cs1的电容值和滤波器装置10A的电容器Cs1的电容值为相同的0.5pF。因此，如图2所示，实施例1涉及的滤波器装置10A的电容器Cs1的形成面积比比较例1涉及的滤波器装置500A的电容器Cs1的形成面积小。作为电容器Cs1以外的电路元件的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的电路参数相同，尺寸也相等，因此实施例1涉及的滤波器装置10A与比较例1涉及的滤波器装置500A相比被小型化。
根据上述结构，能够通过电容器Cs1减小串联臂电路11s的反谐振频率Fas1与谐振频率Frs1的频率差。在此，电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大，因此能够使电容器Cs1变得小型。进而，通过使电容器Cs1变得小型，从而能够缩短连接串联臂谐振器s1和电容器Cs1的布线。因而，能够在维持由上述频率差规定的滤波器特性的同时将滤波器装置10A小型化。例如，与通过形成在压电体与IDT电极之间的调整机电耦合系数(以后，记为Ksaw)的Ksaw调整膜等对弹性波谐振器的构造进行调整而减小上述频率差的谐振电路相比较，能够使串联臂电路11s变得小型。
[1.2实施例2涉及的滤波器装置]
图4A是实施例2涉及的滤波器装置10B的电路结构图。该图所示的滤波器装置10B具备并联臂电路11p、串联臂谐振器s1、和输入输出端子T1以及T2。
在本实施例中，串联臂谐振器s1是连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上的第2弹性波谐振器，构成串联臂电路。
并联臂电路11p与上述路径上的节点x1以及接地连接，具有并联臂谐振器p1和电容器Cp1。并联臂电路11p成为由并联臂谐振器p1和电容器Cp1构成的谐振电路。并联臂谐振器p1是与电容器Cp1并联连接的第1弹性波谐振器。电容器Cp1是与并联臂谐振器p1并联连接且每单位面积的静电电容值(Cz(Cp1)：以下，有时记为静电电容密度Cz(Cp1))比并联臂谐振器p1的每单位面积的静电电容值(Cz(p1)：以下，有时记为静电电容密度Cz(p1))大的第1电容器。
在表2示出实施例2涉及的滤波器装置10B的电路参数和比较例2涉及的滤波器装置500B的电路参数。
[表2]
图4B是表示构成实施例2涉及的滤波器装置10B的谐振器以及电路的阻抗特性、以及实施例2涉及的滤波器装置10B的通过特性的曲线图。如该图的(a)以及(b)所示，在滤波器装置10B中，在由并联臂电路11p以及串联臂谐振器s1构成带通滤波器时，使并联臂电路11p的反谐振频率Fap1和串联臂谐振器s1的谐振频率frs1靠近。并联臂电路11p的阻抗接近于0的谐振频率Frp1附近成为低频侧阻带。此外，若频率变得高于此，则在反谐振频率Fap1处并联臂电路的阻抗变高，且在谐振频率frs1附近，串联臂谐振器s1的阻抗接近于0。由此，在反谐振频率Fap1以及谐振频率frs1的附近，成为从输入输出端子T1到输入输出端子T2的信号路径上的信号通带。若频率进一步变高而成为串联臂谐振器s1的反谐振频率fas1附近，则串联臂谐振器s1的阻抗变高，成为高频侧阻带。也就是说，滤波器装置10B成为如下的带通滤波器，即，由反谐振频率Fap1以及谐振频率frs1规定通带，由谐振频率Frp1规定通带低频侧的极(衰减极)，由反谐振频率fas1规定通带高频侧的极(衰减极)。
在实施例2涉及的滤波器装置10B中，并联臂电路11p构成了并联连接了并联臂谐振器p1和电容器Cp1的谐振电路，因此在确保通带低频侧的陡峭性的同时实现了窄带的滤波器。
在此，关于并联臂电路11p的基本的谐振动作，省略详细的说明，在实施例2涉及的10B中，如图4B的(a)所示，并联臂电路11p的谐振频率Frp1与并联臂谐振器p1的谐振频率frp1相等。另一方面，并联臂电路11p的反谐振频率Fap1比并联臂谐振器p1的反谐振频率fap1向低频侧偏移。由此，在实施例2涉及的滤波器装置10B中，如图4B的(b)以及(c)所示，在确保通带低频侧的陡峭性的同时实现了窄带的滤波器。
在此，对实施例2涉及的滤波器装置10B以及比较例2涉及的滤波器装置500B的尺寸进行比较。比较例2涉及的滤波器装置500B与实施例2涉及的滤波器装置10B相比较，电路结构与图4A所示的电路连接结构相同，不同点仅在于，静电电容密度Cz(p1)和静电电容密度Cz(Cp1)相等。因而，比较例2涉及的滤波器装置500B的、通带附近的阻抗特性以及通过特性与图4B所示的实施例2涉及的滤波器装置10B的阻抗特性以及通过特性大致相同。
如表2所示，比较例2涉及的滤波器装置500B的静电电容密度Cz(Cp1)为130fF/μm2，实施例1涉及的滤波器装置10B的静电电容密度Cz(Cp1)为300fF/μm2。此外，滤波器装置500B的电容器Cp1的电容值和滤波器装置10B的电容器Cp1的电容值是相同的1.0pF。因此，实施例2涉及的滤波器装置10B的电容器Cp1的形成面积变得小于比较例2涉及的滤波器装置500B的电容器Cp1的形成面积。作为电容器Cp1以外的电路元件的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的电路参数相同，尺寸也相等，因此实施例2涉及的滤波器装置10B与比较例2涉及的滤波器装置500B相比被小型化。
根据上述结构，能够通过电容器Cp1减小并联臂电路11p的反谐振频率Fap1与谐振频率Frp1的频率差。在此，电容器Cp1的静电电容密度Cz(Cp1)比并联臂谐振器p1的静电电容密度Cz(p1)大，因此能够使电容器Cp1变得小型。进而，通过使电容器Cp1变得小型，从而能够缩短连接并联臂谐振器p1和电容器Cp1的布线。因而，能够在维持由上述频率差规定的滤波器特性的同时将滤波器装置10B小型化。例如，与通过形成在压电体与IDT电极之间的Ksaw调整膜等对弹性波谐振器的构造进行调整而减小上述频率差的谐振电路相比较，能够使并联臂电路11p变得小型。
[1.3实施例3涉及的滤波器装置]
图5A是实施例3涉及的滤波器装置10C的电路结构图。该图所示的滤波器装置10C具备串联臂电路12s、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。
实施例3涉及的滤波器装置10C与实施例1涉及的滤波器装置10A相比较，不同点在于，串联臂谐振器s1的相对带宽比并联臂谐振器p1的相对带宽大。以下，关于实施例3涉及的滤波器装置10C，对与实施例1涉及的滤波器装置10A的相同点省略说明，以不同点为中心进行说明。
在本实施例中，串联臂电路12s连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上，具有串联臂谐振器s1和电容器Cs1。串联臂电路12s成为由串联臂谐振器s1和电容器Cs1构成的谐振电路。串联臂谐振器s1是与电容器Cs1并联连接的第1弹性波谐振器，电容器Cs1是与串联臂谐振器s1并联连接的第1电容器。并联臂谐振器p1是未并联连接电容器的第2弹性波谐振器。在此，电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(Cs1)大，且串联臂谐振器s1的相对带宽(以下，有时记为BWR(s1))比并联臂谐振器p1的相对带宽(以下，有时记为BWR(p1))大。另外，上述的所谓相对带宽，将弹性波谐振器的反谐振频率与该弹性波谐振器的谐振频率的频率差除以该弹性波谐振器的谐振频率所得的值定义为该弹性波谐振器的相对带宽。
在表3示出实施例1涉及的滤波器装置10A的电路参数和实施例3涉及的滤波器装置10C的电路参数。
[表3]
图5B是对构成实施例1涉及的滤波器装置10A以及实施例3涉及的滤波器装置10C的谐振器以及电路的阻抗特性、以及实施例1涉及的滤波器装置10A以及实施例3涉及的滤波器装置10C的通过特性进行比较的曲线图。如表3所示，滤波器装置10A的串联臂谐振器s1的静电电容为1.50pF，电容器Cs1的静电电容为0.50pF，因此滤波器装置10A的串联臂电路11s的静电电容成为2.0pF。另一方面，滤波器装置10C的串联臂谐振器s1的静电电容为0.90pF，电容器Cs1的静电电容为1.10pF，因此滤波器装置10C的串联臂电路12s的静电电容也成为2.0pF。此外，串联臂电路11s以及12s的谐振频率Frs1相等，反谐振频率Fas1也相等，因此相对带宽BWR也相等。因此，如图5B的(a)所示，串联臂电路11s以及12s的阻抗特性变得大致相等。
如上所述，即使在串联臂电路11s以及12s的阻抗特性变得大致相等的情况下，也由于在实施例3中串联臂谐振器s1的相对带宽BWR(s1)比并联臂谐振器p1的相对带宽BWR(p1)大，从而能够增大用于减小串联臂电路12s的相对带宽BWR(s1//Cs1)的电容器Cs1的静电电容值，能够减小串联臂谐振器s1的静电电容值。电容器Cs1的静电电容值越大且串联臂谐振器s1的静电电容值越小，则静电电容密度Cz(Cs1)比静电电容密度Cz(s1)大的电容器Cs1在串联臂电路12s所占的面积比越变大。由此，能够更有效地将串联臂电路12s小型化。因而，能够有效地将滤波器装置10C小型化。
图5C是对构成实施例1涉及的滤波器装置10A以及实施例3涉及的滤波器装置10C的谐振器以及电路的阻抗特性以及等效串联电阻进行比较的曲线图。如该图的(b)以及(c)所示，静电电容值小(阻抗高)的串联臂谐振器s1的等效串联电阻在比谐振频率frs1靠低频侧变大，但是静电电容值大(阻抗低)的电容器Cs1的等效串联电阻变小。因此，在实施例3中，串联臂电路12s中的电容器Cs1的比率变高，因此滤波器装置10C的通带内的串联臂电路12s的等效串联电阻被降低，谐振Q值提高，如图5B的(c)所示地插入损耗降低。因而，通带内的插入损耗降低，并且能够进行进一步的小型化。
[1.4实施例4涉及的滤波器装置]
图6A是实施例4涉及的滤波器装置10D的电路结构图。该图所示的滤波器装置10D具备并联臂电路12p、串联臂谐振器s1、和输入输出端子T1以及T2。
实施例4涉及的滤波器装置10D与实施例2涉及的滤波器装置10B相比较，不同点在于，并联臂谐振器p1的相对带宽比串联臂谐振器s1的相对带宽大。以下，关于实施例4涉及的滤波器装置10D，对与实施例2涉及的滤波器装置10B的相同点省略说明，以不同点为中心进行说明。
在本实施例中，串联臂谐振器s1是连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上的第2弹性波谐振器，构成串联臂电路。
并联臂电路12p与上述路径上的节点x1以及接地连接，具有并联臂谐振器p1和电容器Cp1。并联臂电路12p成为由并联臂谐振器p1和电容器Cp1构成的谐振电路。并联臂谐振器p1是与电容器Cp1并联连接的第1弹性波谐振器，电容器Cp1是与并联臂谐振器p1并联连接的第1电容器。电容器Cp1与并联臂谐振器p1并联连接，电容器Cp1的静电电容密度Cz(Cp1)比并联臂谐振器p1的静电电容密度Cz(p1)大，且并联臂谐振器p1的相对带宽BWR(p1)比串联臂谐振器s1的相对带宽BWR(s1)大。
在表4示出实施例2涉及的滤波器装置10B的电路参数和实施例4涉及的滤波器装置10D的电路参数。
[表4]
图6B是对构成实施例2涉及的滤波器装置10B以及实施例4涉及的滤波器装置10D的谐振器以及电路的阻抗特性、以及实施例2涉及的滤波器装置10B以及实施例4涉及的滤波器装置10D的通过特性进行比较的曲线图。如表4所示，滤波器装置10B的并联臂谐振器p1的静电电容为3.00pF，电容器Cp1的静电电容为1.00pF，因此滤波器装置10B的并联臂电路11p的静电电容成为4.0pF。另一方面，滤波器装置10D的并联臂谐振器p1的静电电容为1.75pF，电容器Cp1的静电电容为2.25pF，因此滤波器装置10D的并联臂电路12p的静电电容也成为4.0pF。此外，并联臂电路11p以及12p的谐振频率Frp1相等，反谐振频率Fap1也相等，因此相对带宽BWR也相等。因此，如图6B的(a)所示，并联臂电路11p以及12p的阻抗特性变得大致相等。
如上所述，即使在并联臂电路11p以及12p的阻抗特性变得大致相等的情况下，也由于在实施例4中并联臂谐振器p1的相对带宽BWR(p1)比串联臂谐振器s1的相对带宽BWR(s1)大，从而能够增大用于减小并联臂电路12p的相对带宽BWR(p1//Cp1)的电容器Cp1的静电电容值，能够减小并联臂谐振器p1的静电电容值。电容器Cp1的静电电容值越大且并联臂谐振器p1的静电电容值越小，则静电电容密度Cz(Cp1)比静电电容密度Cz(p1)大的电容器Cp1在并联臂电路12p所占的面积比变得越大。由此，能够更有效地将并联臂电路12p小型化。因而，能够有效地将滤波器装置小型化。
图6C是对构成实施例2涉及的滤波器装置10B以及实施例4涉及的滤波器装置10D的谐振器以及电路的阻抗特性以及等效串联电阻进行比较的曲线图。如该图的(b)所示，静电电容值大(阻抗低)的电容器Cp1的等效串联电阻在比谐振频率frs1靠高频侧变大。因此，在实施例4中，并联臂电路12p中的电容器Cp1的比率变高。因此，滤波器装置10D的通带内的并联臂电路12p的电阻变大，反谐振Q值下降，如图6B的(c)所示，与实施例2涉及的滤波器装置10B相比较，虽然插入损耗稍微增加，但是能够进行进一步的小型化。
[1.5相对带宽的调整]
对调整上述的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的相对带宽的手段进行说明。
上述的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1各自例如是使用了弹性波的弹性波谐振器。由此，能够由形成在具有压电性的基板102的IDT电极构成滤波器装置10A～10D，因此能够实现具有陡峭性高的通过特性的小型且低高度的滤波器电路。
串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1各自由IDT电极、一组反射器、以及基板102构成。
图7A是表示构成实施方式1中的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的IDT电极的电极指的电极膜101及其周围的构造的第1例的剖视图。
如该图所示，在本实施方式中，电极膜101通过从具有压电性的基板102侧起依次层叠由NiCr构成的金属膜211、由Pt构成的金属膜212、由Ti构成的金属膜213、由AlCu构成的金属膜214、以及由Ti构成的金属膜215而形成。
此时，具有压电性的基板102例如由LiNbO3压电单晶构成。另外，基板102只要是在至少一部分具有压电性的基板即可。例如，也可以在表面具备压电薄膜(压电体)，由声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。此外，基板102也可以在基板整体具有压电性。在该情况下，基板102是由一层压电体层构成的压电基板。
此外，电极膜101也可以被第2调整膜覆盖，该第2调整膜保护该电极膜101不受外部环境影响并且对串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的机电耦合系数进行调整，通过第2调整膜的膜厚，能够调整串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的相对带宽。在本实施方式中，该第2调整膜通过从基板102侧起依次层叠由SiO2构成的保护层103、以及由SiN构成的保护层104而形成。此外，第2调整膜还具有调整频率温度特性以及提高耐湿性等功能。
此外，图7B是表示构成实施方式1中的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的IDT电极的电极指的电极膜101及其周围的构造的第2例的剖视图。如该图所示，可以在电极膜101与基板102之间设置有对串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的机电耦合系数进行调整的第1调整膜103a，能够通过第1调整膜的膜厚对串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的相对带宽进行调整。第1调整膜103a例如由SiO2构成。
在图7A以及图7B所示的电极指构造中，使第1调整膜103a的膜厚变得越厚，则越能够减小串联臂谐振器s1或并联臂谐振器p1的相对带宽。此外，使第2调整膜(保护层103+104)的膜厚变得越厚，则越能够减小串联臂谐振器s1或并联臂谐振器p1的相对带宽。
此外，电极膜101的构造并不限定于图7A以及图7B的构造，也可以是图7C的构造。
图7C是表示构成实施方式1中的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1的IDT电极的电极指的电极膜101及其周围的构造的第3例的剖视图。该图所示的电极膜101由上述的金属膜213以及金属膜214形成。
此时，具有压电性的基板102例如由LiTaO3压电单晶构成。此外，设置有膜厚比上述的保护层103薄的保护层103b。
另外，这些结构是一个例子，形成IDT电极111的电极指以及梳齿电容电极的电极指的电极膜101的结构并不限于这些。例如，电极膜101可以不是金属膜的层叠构造，而是单层金属膜。此外，构成各金属膜以及各保护层的材料并不限定于上述的材料。此外，电极膜101例如也可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等的金属或合金构成，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，具有压电性的基板102例如也可以由KNbO3压电单晶、石英、或压电陶瓷构成。此外，保护层以及机电耦合系数的调整膜的结构并不限于上述的结构，例如也可以由SiO2、SiN、AlN、聚酰亚胺、或它们的层叠体等的电介质或绝缘体构成。此外，也可以不形成保护层103以及104。
图8是表示构成电极构造的第1调整膜的膜厚和弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。此外，图9是表示第1调整膜的膜厚和弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。在图8示出了使图7B所示的第1调整膜103a的膜厚变化的情况下的弹性波谐振器的谐振阻抗的频率特性。另外，此时，作为具有压电性的基板102，使用-10°Y切割LiNbO3基板，将IDT电极膜厚设为了595nm。此外，在图9的上段示出了第1调整膜的膜厚和谐振频率fr的关系，在图9的中段示出了第1调整膜的膜厚和反谐振频率fa的关系，在图9的下段示出了第1调整膜的膜厚和相对带宽BWR的关系。
如图8所示，若使第1调整膜的膜厚变化，则反谐振频率fa基本不动，谐振频率fr偏移。更具体地，如图9所示，使第1调整膜的膜厚变得越厚，则谐振频率fr越向高频率侧偏移，相对带宽BWR变得越小。
根据以上的结果，例如，在实施例3涉及的滤波器装置10C中，作为使串联臂谐振器s1的相对带宽比并联臂谐振器p1的相对带宽大的结构，可列举(1)使串联臂谐振器s1的IDT电极中的第1调整膜比并联臂谐振器p1的IDT电极中的第1调整膜薄，或者，(2)在串联臂谐振器s1的IDT电极不形成第1调整膜。此外，在实施例4涉及的滤波器装置10D中，作为使并联臂谐振器p1的相对带宽比串联臂谐振器s1的相对带宽大的结构，可列举(1)使并联臂谐振器p1的IDT电极中的第1调整膜比串联臂谐振器s1的IDT电极中的第1调整膜薄，或者，(2)在并联臂谐振器p1的IDT电极不形成第1调整膜。
图10是表示构成电极构造的第2调整膜的膜厚和弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。此外，图11是表示第2调整膜的膜厚和弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。在图10示出了使图7A以及图7B所示的第2调整膜(保护层103+104)的膜厚变化的情况下的弹性波谐振器的谐振阻抗的频率特性。另外，此时，作为具有压电性的基板102，使用-10°Y切割LiNbO3基板，将IDT电极膜厚设为了595nm。此外，在图11的上段示出了第2调整膜的膜厚和谐振频率fr的关系，在图11的中段示出了第2调整膜的膜厚和反谐振频率fa的关系，在图11的下段示出了第2调整膜的膜厚和相对带宽BWR的关系。
如图10所示，若使第2调整膜的膜厚变化，则反谐振频率fa以及谐振频率fr偏移。更具体地，如图11所示，使第2调整膜的膜厚变得越厚，则谐振频率fr越向高频率侧偏移，且反谐振频率fa越向低频率侧偏移，因此相对带宽BWR变小。
根据以上的结果，例如，在实施例3涉及的滤波器装置10C中，作为使串联臂谐振器s1的相对带宽比并联臂谐振器p1的相对带宽大的结构，可列举(1)使串联臂谐振器s1的IDT电极中的第2调整膜比并联臂谐振器p1的IDT电极中的第2调整膜薄，或者，(2)在串联臂谐振器s1的IDT电极不形成第2调整膜。此外，在实施例4涉及的滤波器装置10D中，作为使并联臂谐振器p1的相对带宽比串联臂谐振器s1的相对带宽大的结构，可列举(1)使并联臂谐振器p1的IDT电极中的第2调整膜比串联臂谐振器s1的IDT电极中的第2调整膜薄，或者(2)在并联臂谐振器p1的IDT电极不形成第2调整膜。
根据以上，第1调整膜以及第2调整膜只要根据要求的滤波器特性适当地进行设定即可。具体地，例如，第2调整膜还具有提高频率温度特性以及耐湿性等功能，因此考虑要求的滤波器所需的频率温度特性以及耐湿性进行设定，相对带宽的调整只要主要通过第1调整膜的有无以及膜厚来决定即可。
[1.6实施例5以及实施例6涉及的滤波器装置]
图12A是实施例5涉及的滤波器装置10E的电路结构图。该图所示的滤波器装置10E具备串联臂电路13s、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。
实施例5涉及的滤波器装置10E与实施例1涉及的滤波器装置10A相比较，不同点在于，串联臂电路13s的静电电容值比并联臂谐振器p1的静电电容值大。以下，关于实施例5涉及的滤波器装置10E，对与实施例1涉及的滤波器装置10A的相同点省略说明，以不同点为中心进行说明。
在本实施例中，串联臂电路13s连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上，具有串联臂谐振器s1和电容器Cs1。串联臂电路13s成为由串联臂谐振器s1和电容器Cs1构成的谐振电路。串联臂谐振器s1是与电容器Cs1并联连接的第1弹性波谐振器，电容器Cs1是与串联臂谐振器s1并联连接的第1电容器。并联臂谐振器p1是未并联连接电容器的第2弹性波谐振器。在此，电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(Cs1)大，且串联臂电路13s的静电电容(以下，有时记为C0(s1//Cs1))比并联臂谐振器p1的静电电容(以下，有时记为C0(p1))小。
图12B是实施例6涉及的滤波器装置10F的电路结构图。该图所示的滤波器装置10F具备并联臂电路13p、串联臂谐振器s1、和输入输出端子T1以及T2。
实施例6涉及的滤波器装置10F与实施例2涉及的滤波器装置10B相比较，不同点在于，并联臂电路13p的静电电容值比串联臂谐振器s1的静电电容值大。以下，关于实施例6涉及的滤波器装置10F，对与实施例2涉及的滤波器装置10B的相同点省略说明，以不同点为中心进行说明。
在本实施例中，串联臂谐振器s1是连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上的第2弹性波谐振器，构成串联臂电路。
并联臂电路13p与上述路径上的节点x1以及接地连接，具有并联臂谐振器p1和电容器Cp1。并联臂电路13p成为由并联臂谐振器p1和电容器Cp1构成的谐振电路。并联臂谐振器p1是与电容器Cp1并联连接的第1弹性波谐振器，电容器Cp1是与并联臂谐振器p1并联连接的第1电容器。电容器Cp1与并联臂谐振器p1并联连接，电容器Cp1的静电电容密度Cz(Cp1)比并联臂谐振器p1的静电电容密度Cz(p1)大，且并联臂电路13p的静电电容C0(p1//Cp1)比串联臂谐振器s1的静电电容C0(s1)大。
图12C是比较例3涉及的滤波器装置500C的电路结构图。该图所示的滤波器装置500C与实施例5涉及的滤波器装置10E相比较，串联臂电路的电路结构与图12A所示的电路连接结构相同，不同点在于，静电电容密度Cz(s1)和静电电容密度Cz(Cs1)相等，与实施例6涉及的滤波器装置10F相比较，并联臂电路的电路结构与图12B所示的电路连接结构相同，不同点在于，静电电容密度Cz(p1)和静电电容密度Cz(Cp1)相等。
在表5示出实施例5涉及的滤波器装置10E、实施例6涉及的滤波器装置10F、以及比较例3涉及的滤波器装置500C的电路参数。
[表5]
图12D是对实施例5涉及的滤波器装置10E、实施例6涉及的滤波器装置10F以及比较例3涉及的滤波器装置500C的通过特性进行比较的曲线图。如图12D的(a)所示，实施例5、实施例6以及比较例3涉及的滤波器装置的通过特性基本重叠。此外，如图12D的(b)所示，实施例6以及比较例3涉及的滤波器装置的通带内的通过特性基本重叠。
实施例5涉及的滤波器装置10E以及比较例3涉及的滤波器装置500C的串联臂电路的静电电容值由串联臂谐振器s1的静电电容值C0(s1)与电容器Cs1的静电电容值C0(Cs1)之和规定，实施例6涉及的滤波器装置10F以及比较例3涉及的滤波器装置500C的并联臂电路的静电电容值由并联臂谐振器p1的静电电容值C0(p1)与电容器Cp1的静电电容值C0(Cp1)之和规定。在上述串联臂电路以及上述并联臂电路中，静电电容值越大，则阻抗变得越低。在此，若设想上述串联臂电路的静电电容值(C0(s1)+C0(Cs1))与并联臂谐振器p1的静电电容值C0(p1)相同的情况，则在上述串联臂电路中，静电电容密度Cz(Cs1)比静电电容密度Cz(s1)大，因此并联臂谐振器p1变得更小型。此外，若设想上述并联臂电路的静电电容值(C0(p1)+C0(Cp1))与串联臂谐振器s1的静电电容值C0(s1)相同的情况，则在上述并联臂电路中，静电电容密度Cz(Cp1)比静电电容密度Cz(p1)大，因此串联臂谐振器s1变得更小型。
从该观点出发，在像实施例6涉及的滤波器装置10F那样并联臂电路13p的静电电容值(C0(p1)+C0(Cp1))比串联臂谐振器s1的静电电容值C0(s1)大的情况下，能够更有效地将滤波器装置10F小型化。
另外，在实施例5涉及的滤波器装置10E中，如图12D的(b)所示，能够在降低通带的插入损耗的同时进行小型化，但是如表5(总尺寸)所示，与实施例5涉及的滤波器装置10E相比，实施例6涉及的滤波器装置10F能够更高效地进行小型化。
[1.7实施例7涉及的滤波器装置]
图13A是实施例7涉及的滤波器装置10G的电路结构图。该图所示的滤波器装置10G具备串联臂电路14s、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。
实施例7涉及的滤波器装置10G与实施例1涉及的滤波器装置10A相比较，不同点在于，串联臂电路14s的相对带宽变得更小。以下，关于实施例7涉及的滤波器装置10G，对与实施例1涉及的滤波器装置10A的相同点省略说明，以不同点为中心进行说明。
在本实施例中，串联臂电路14s连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上，具有串联臂谐振器s1和电容器Cs1。串联臂电路14s成为由串联臂谐振器s1和电容器Cs1构成的谐振电路。串联臂谐振器s1是与电容器Cs1并联连接的第1弹性波谐振器，电容器Cs1是与串联臂谐振器s1并联连接的第1电容器。并联臂谐振器p1是未并联连接电容器的第2弹性波谐振器。在此，电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(Cs1)大，且串联臂电路14s的相对带宽BWR(s1//Cs1)为并联臂谐振器p1的相对带宽BWR(p1)以下。
在表6示出实施例1涉及的滤波器装置10A的电路参数和实施例7涉及的滤波器装置10G的电路参数。
[表6]
图13B是对实施例1涉及的滤波器装置10A以及实施例7涉及的滤波器装置10G的阻抗特性以及通过特性进行比较的曲线图。如表6所示，滤波器装置10A的串联臂电路11s的相对带宽BWR(s1//Cs1)为3.69％，滤波器装置10G的串联臂电路14s的相对带宽BWR(s1//Cs1)为2.97％。此外，并联臂谐振器p1的相对带宽BWR(p1)为4.50％。也就是说，在实施例1以及实施例7双方，串联臂电路的相对带宽BWR(s1//Cs1)成为并联臂谐振器p1的相对带宽BWR(p1)以下，但是实施例7涉及的串联臂电路14s的相对带宽BWR(s1//Cs1)比实施例1涉及的串联臂电路11s的相对带宽BWR(s1//Cs1)更小。
通过使串联臂电路的相对带宽BWR小于并联臂谐振器p1的相对带宽BWR，从而串联臂电路中的电容器Cs1的静电电容的比率变高，因此能够进一步进行小型化，并且通带高频侧的陡峭性提高。如图13B的(b)以及(c)所示，与实施例1相比，像实施例7那样，通过进一步减小串联臂电路的相对带宽BWR，从而通带高频侧的陡峭性更加提高。与此同时，如表6所示，尺寸缩小效果变得更高。
[1.8实施例8涉及的滤波器装置]
图14A是实施例8涉及的滤波器装置10H的电路结构图。该图所示的滤波器装置10H具备串联臂电路15s以及16s、并联臂电路14p、串联臂谐振器s2以及s3、并联臂谐振器p1以及p3、和输入输出端子T1以及T2。串联臂谐振器s2以及s3分别构成串联臂电路。此外，并联臂谐振器p1构成与上述路径上的节点x1以及接地连接的并联臂电路。此外，并联臂谐振器p3构成与上述路径上的节点x3以及接地连接的并联臂电路。
实施例8涉及的滤波器装置10H与实施例1涉及的滤波器装置10A相比较，不同点在于，串联臂电路以及并联臂电路分别配置有多个。以下，关于实施例8涉及的滤波器装置10H，对与实施例1涉及的滤波器装置10A的相同点省略说明，以不同点为中心进行说明。
在本实施例中，串联臂电路15s、串联臂谐振器s2、串联臂谐振器s3、以及串联臂电路16s在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上依次串联连接。
串联臂电路15s成为由串联臂谐振器s1和电容器Cs1构成的谐振电路。串联臂谐振器s1是与电容器Cs1并联连接的第1弹性波谐振器。电容器Cs1是与串联臂谐振器s1并联连接的第1电容器。
串联臂电路16s成为由串联臂谐振器s4和电容器Cs4构成的谐振电路。串联臂谐振器s4是与电容器Cs4并联连接的第1弹性波谐振器。电容器Cs4是与串联臂谐振器s4并联连接的第1电容器。
并联臂电路14p成为与上述路径上的节点x2以及接地连接且由并联臂谐振器p2和电容器Cp2构成的谐振电路。并联臂谐振器p2是与电容器Cp2并联连接的第1弹性波谐振器。电容器Cp2是与并联臂谐振器p2并联连接的第1电容器。
根据上述结构，滤波器装置10H构成具有一个以上的串联臂电路和一个以上的并联臂电路的、多级的梯型滤波器电路。像本实施例那样，通过调整串联臂电路以及并联臂电路的数目，从而能够构成满足所应用的频段的要求规格的滤波器装置。在本实施例中，示出了将本实施方式涉及的滤波器装置应用于LTE(LongTermEvolution，长期演进)的Band28发送用滤波器(发送通带：703-748MHz、衰减频带：758-803MHz)的例子。
在此，滤波器装置10H具有以下的特征。
(1)电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大。
(2)电容器Cp2的静电电容密度Cz(Cp2)比并联臂谐振器p2的静电电容密度Cz(p2)大。
(3)电容器Cs4的静电电容密度Cz(Cs4)比串联臂谐振器s4的静电电容密度Cz(s4)大。
(4)串联臂谐振器s1的相对带宽比串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的相对带宽大。
(5)并联臂谐振器p2的相对带宽比串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的相对带宽大。
(6)串联臂谐振器s4的相对带宽比串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的相对带宽大。
(7)串联臂电路15s的静电电容比串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的静电电容大。
(8)并联臂电路14p的静电电容比串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的静电电容大。
(9)串联臂电路16s的静电电容比串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的静电电容大。
(10)串联臂电路15s的相对带宽为串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的相对带宽以下。
(11)并联臂电路14p的相对带宽为串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的相对带宽以下。
(12)串联臂电路16s的相对带宽为串联臂谐振器s2以及s3和并联臂谐振器p1以及p3各自的相对带宽以下。
在表7示出实施例8涉及的滤波器装置10H的电路参数和比较例4涉及的滤波器装置500D的电路参数。
[表7]
图14B是对实施例8涉及的滤波器装置10H以及比较例4涉及的滤波器装置500D的通过特性进行比较的曲线图。
另外，比较例4涉及的滤波器装置500D与实施例8涉及的滤波器装置10H相比较，电路结构与图14A所示的电路连接结构相同，不同点在于，静电电容密度Cz(Cs1)与静电电容密度Cz(s1)相等，静电电容密度Cz(Cp2)与静电电容密度Cz(p2)相等，静电电容密度Cz(Cs4)与静电电容密度Cz(s4)相等。因而，如图14B所示，实施例8涉及的滤波器装置10H的通带附近的通过特性和比较例4涉及的滤波器装置500D的通带附近的通过特性大致相同。
另一方面，实施例8涉及的滤波器装置10H通过具有上述(1)～(12)的特征，从而如表7所示，能够在维持滤波器特性的同时将滤波器装置进一步小型化。
另外，如表7所示，作为谐振电路的串联臂电路15s、16s以及并联臂电路14p各自具有的第1弹性波谐振器的设计参数可以不同。此外，也可以是，串联臂电路15s、16s以及并联臂电路14p各自具有的第1电容器的设计参数也不同。
此外，在实施例8涉及的滤波器装置10H中，只要一个以上的串联臂电路以及一个以上的并联臂电路中的两个以上的电路具有上述谐振电路即可。
此外，在实施例8涉及的滤波器装置10H中，各谐振电路只要满足上述(1)～(12)的特征中的至少上述(1)～(3)即可。
此外，虽然在上述(4)～(12)的特征中，对谐振电路或构成该谐振电路的谐振器的相对带宽或静电电容、和串联臂谐振器s2及s3以及并联臂谐振器p1及p3各自的相对带宽或静电电容进行了比较，但是谐振电路或构成该谐振电路的谐振器的相对带宽或静电电容只要与串联臂谐振器s2及s3以及并联臂谐振器p1及p3中的至少一者的相对带宽或静电电容相比较满足条件即可。
[1.9实施例9涉及的滤波器装置]
图15A是实施例9涉及的滤波器装置10J的电路结构图。该图所示的滤波器装置10J具备并联臂电路25、串联臂谐振器s1、和输入输出端子T1以及T2。
实施例9涉及的滤波器装置10J与实施例2涉及的滤波器装置10B相比较，不同点在于，并联臂电路25具有开关电路。以下，关于实施例9涉及的滤波器装置10J，对与实施例2涉及的滤波器装置10B的相同点省略说明，以不同点为中心进行说明。
在本实施例中，串联臂谐振器s1是连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上的第2弹性波谐振器，构成串联臂电路。
并联臂电路25与上述路径上的节点x1以及接地连接，具有串联连接在连结节点x1以及接地的路径上的谐振电路15p以及开关电路15sw。谐振电路15p具有并联臂谐振器p1和电容器Cp1。并联臂谐振器p1是与电容器Cp1并联连接的第1弹性波谐振器。电容器Cp1是与并联臂谐振器p1并联连接的第1电容器。在此，电容器Cp1的静电电容密度Cz(Cp1)比并联臂谐振器p1的静电电容密度Cz(p1)大。
开关电路15sw具有电容器Cyp1和与电容器Cyp1并联地连接的开关SWp1。
另外，电容器Cyp1(第2电容器)也可以是电感器，只要是由电容器、电感器、或弹性波谐振器构成的阻抗元件即可。
在表8示出实施例9涉及的滤波器装置10J的电路参数。
[表8]
图15B是表示构成实施例9涉及的滤波器装置10J的谐振器以及电路的阻抗特性、以及实施例9涉及的滤波器装置10J的通过特性的曲线图。如图15B的(a)所示，通过开关SWp1的导通(接通)以及非导通(断开)的切换，能够对开关电路15sw的阻抗进行切换，能够对作为并联臂电路25的阻抗成为极小的频率的谐振频率Frp进行切换。由此，如图15B的(b)所示，滤波器装置10J的通带低频侧的衰减极的频率偏移，因此能够使通带宽度以及通带低频侧的衰减量可变。
另一方面，因为开关电路15sw和并联臂谐振器p1串联连接，所以需要将与开关电路15sw串联连接的谐振器的阻抗设计得低(增大静电电容)。因此，可设想上述谐振器的尺寸变大。相对于此，根据本实施例涉及的滤波器装置10J，通过将上述谐振器设为将并联臂谐振器p1和静电电容密度比并联臂谐振器p1高的电容器Cp1并联连接的谐振电路15p，从而能够使滤波器装置的尺寸变得小型，并且能够实现具有频率可变功能的滤波器装置10J。
[1.10实施例10以及实施例11涉及的滤波器装置]
图16A是比较例5涉及的滤波器装置500E的电路结构图。图16B是比较例6涉及的滤波器装置500F的电路结构图。图17A是实施例10涉及的滤波器装置10K的电路结构图。图17B是实施例11涉及的滤波器装置10L的电路结构图。
在表9示出比较例5涉及的滤波器装置500E、比较例6涉及的滤波器装置500F、实施例10涉及的滤波器装置10K、以及实施例11涉及的滤波器装置10L的电路参数。
[表9]
图16A所示的比较例5涉及的滤波器装置500E具备串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。串联臂谐振器s1构成串联臂电路。此外，并联臂谐振器p1构成与连结输入输出端子T1以及T2的路径上的节点x1以及接地连接的并联臂电路。滤波器装置500E不具有与谐振器并联连接的电容器。此外，从输入输出端子T1施加高频电力Pin。
图16B所示的比较例6涉及的滤波器装置500F具备两个串联连接的串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。两个串联连接的串联臂谐振器s1构成一个串联臂电路。此外，并联臂谐振器p1构成与连结输入输出端子T1以及T2的路径上的节点x1以及接地连接的并联臂电路。滤波器装置500F不具有与谐振器并联连接的电容器。此外，从输入输出端子T1施加高频电力Pin。比较例6涉及的滤波器装置500F与比较例5涉及的滤波器装置500E相比较，不同点在于，与输入输出端子T1连接的串联臂电路的串联臂谐振器具有被串联分割的结构。根据该结构，与比较例5涉及的滤波器装置500E相比较，能够减小与被施加高频电力的输入输出端子T1连接的串联臂谐振器s1的两端的电位差(两端电压)，因此能够使滤波器装置500F的耐电力性提高。但是，根据该结构，与比较例5涉及的滤波器装置500E相比较，串联臂电路的阻抗相同，因此通过特性相同，但是两个串联连接的串联臂谐振器s1各自的阻抗变低(静电电容变大)，因此尺寸变大。
图17A所示的实施例10涉及的滤波器装置10K具备串联臂电路11s、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。滤波器装置10K的电路结构与实施例1涉及的滤波器装置10A相同。此外，电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大。实施例10涉及的滤波器装置10K与实施例1涉及的滤波器装置10A相比较，不同点在于，从输入输出端子T1被施加高频电力Pin，以及串联臂谐振器s1的相对带宽比并联臂谐振器p1的相对带宽宽。
在实施例10涉及的滤波器装置10K中，将串联臂谐振器s1设为相对带宽宽的谐振器，并通过电容器Cs1使谐振电路(串联臂电路11s)的相对带宽变窄，由此使得与比较例5涉及的滤波器装置500E的串联臂电路的相对带宽相同。
在此，在实施例10涉及的滤波器装置10K中，串联臂电路11s不经由具有弹性波谐振器的串联臂电路以及具有弹性波谐振器的并联臂电路地与输入输出端子T1以及T2中的被施加高频电力的端子连接。
串联臂谐振器s1在其反谐振频率fas1处耐电力性最低。此外，并联连接了串联臂谐振器s1和电容器Cs1的串联臂电路11s的反谐振频率Fas1比串联臂谐振器s1的反谐振频率fas1低。因此，能够降低串联臂谐振器s1的耐电力性低的反谐振频率fas1处的消耗电力。因而，能够提高串联臂电路11s的耐电力性，能够提高滤波器装置10K的耐电力性。
图17B所示的实施例11涉及的滤波器装置10L具备作为串联连接了两个谐振电路的电路的串联臂电路11s、并联臂谐振器p1、和输入输出端子T1以及T2。上述两个谐振电路各自并联连接了串联臂谐振器s1和电容器Cs1。
在本实施例中，串联臂电路11s不经由弹性波谐振器地串联连接在连结输入输出端子T1和输入输出端子T2的路径上。串联臂电路11s成为串联连接了两个将串联臂谐振器s1和电容器Cs1并联连接的谐振电路的结构。串联臂谐振器s1是与电容器Cs1并联连接的第1弹性波谐振器，电容器Cs1是与串联臂谐振器s1并联连接的第1电容器。此外，电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大。
并联臂谐振器p1构成与上述路径上的节点x1以及接地连接的并联臂电路。
此外，从输入输出端子T1施加高频电力Pin。
弹性波谐振器的耐电力性与各元件以及电路的两端电压存在关联。
在表10示出比较例5涉及的滤波器装置500E、比较例6涉及的滤波器装置500F、实施例10涉及的滤波器装置10K、以及实施例11涉及的滤波器装置10L中的各电路元件的两端电压。
[表10]
如表10所示，与电力施加端子连接的串联臂电路或并联臂电路的两端电压高。在从输入输出端子T1施加了电力的情况下，与输入输出端子T1连接的串联臂电路11s的两端电压高，在从输入输出端子T2施加了电力的情况下，与输入输出端子T2连接的并联臂谐振器p1的两端电压高。因而，需要对与电力施加端子连接的串联臂电路或者/以及并联臂电路进行串联分割。但是，若进行串联分割，则需要降低各元件以及电路的阻抗(提高静电电容)，因此能够通过采用并联连接了弹性波谐振器和电容器的谐振电路而变得小型。
根据上述结构，与实施例10涉及的滤波器装置10K相比较，能够减小与被施加高频电力的输入输出端子T1连接的串联臂电路11s的两端电压，因此能够使滤波器装置10L的耐电力性提高。
一般来说，若将一个串联臂谐振器或一个并联臂谐振器设为进行了串联分割的结构(串联连接为多个谐振器的结构)，则谐振器的总尺寸相对于未进行串联分割的谐振器的尺寸，成为进行了串联分割的谐振器的总数的幂乘。在比较例6中，将串联臂电路设为串联连接了两个串联臂谐振器的结构(进行了串联分割的谐振器的总数为2)，因此若与具有由一个串联臂谐振器构成的串联臂电路(未进行串联分割)的比较例5进行比较，则比较例6的串联臂电路的尺寸成为4倍。具体地，如表9所示，在比较例5中，串联臂谐振器s1的尺寸为23077μm2，在比较例6中，两个串联臂谐振器s1的合计尺寸成为92308μm2(46154μm2×2个)。
相对于此，如表9所示，在实施例10中，串联臂电路11s的尺寸为16756μm2，在实施例11中，串联臂电路11s的尺寸成为47692μm2(23846μm2×2个)。也就是说，虽然在实施例11中，由两个谐振电路构成串联臂电路11s，但是与由一个谐振电路构成串联臂电路的实施例10相比较，只不过是2.8倍的尺寸增加。
另一方面，若对比较例和实施例进行比较，则在比较例5中串联臂谐振器s1的尺寸为23077μm2，相对于此，在实施例10中，串联臂电路11s的尺寸成为16756μm2。此外，在比较例6中，串联臂谐振器s1的尺寸为92308μm2，相对于此，在实施例11中，串联臂电路11s的尺寸成为47692μm2。
也就是说，即使在为了使耐电力性提高而将串联臂电路(或并联臂电路)进行串联分割的情况下，通过具有电容器Cs1(或Cp1)的静电电容密度Cz(Cs1)(或Cz(Cp1))比串联臂谐振器s1(并联臂谐振器p1)的静电电容密度Cz(s1)(或Cz(p1))大这样的特征，从而也能够减小串联臂电路(或并联臂电路)的尺寸。
具有弹性波谐振器的串联臂电路或并联臂电路在被施加了高功率的情况下，有时该弹性波谐振器会击穿。因此，使用串联连接了多个谐振器的电路是一般的对策。在该情况下，需要将串联连接了多个谐振器的电路中的各谐振器的静电电容值增大，弹性波谐振器的尺寸变大。
根据上述结构，在与电力施加端子连接的、具有弹性波谐振器的串联臂电路或并联臂电路中，多个谐振电路不经由其它弹性波谐振器地串联地连接，因此能够确保该串联臂电路或并联臂电路的耐电力性。因而，能够实现确保了耐电力性的小型的滤波器装置。
进而，从谐振电路的谐振特性的观点出发，通过将与电力施加端子连接的串联臂电路或并联臂电路设为并联连接了弹性波谐振器和电容器的谐振电路，从而耐电力性提高。在此，在没有电容器Cx而仅有弹性波谐振器reso1的情况下，在反谐振频率fa处，弹性波谐振器reso1的两端电压变得最高，因此反谐振频率fa成为耐电力性最低的频率。
相对于此，若在弹性波谐振器reso1并联地连接电容器Cx，则(1)谐振电路的反谐振频率Fa会远离弹性波谐振器reso1的耐电力性最低的反谐振频率fa，以及(2)由弹性波谐振器reso1的静电电容C0和电容器Cx分散消耗电力，由此，耐电力性提高。
[1.11实施例12以及实施例13涉及的多工器]
本实施方式涉及的多工器具有如下的结构，即，具备包含实施例1～11中的任一个涉及的滤波器装置(10A～10L)的多个滤波器，该多个滤波器各自的输入端子以及输出端子中的一者直接或间接地与公共端子连接。
图18A是实施例12涉及的多工器30A的电路结构图。该图所示的多工器30A具备滤波器10M以及20、公共端子T0、输入输出端子T12以及T22、和电感器Lm1。
滤波器10M与公共端子T0以及输入输出端子T12连接，滤波器20与公共端子T0以及输入输出端子T22连接，电感器Lm1与公共端子T0以及接地连接。另外，滤波器10M和滤波器20也可以不像图18A所示地直接与公共端子T0连接，例如，也可以经由阻抗匹配电路、移相器、循环器或能够对两个以上的滤波器进行选择的开关元件而间接地与公共端子T0连接。
滤波器10M具备串联臂电路17s、串联臂谐振器s2、s3以及s4、并联臂谐振器p1、p2以及p3、和电感器Lp2。串联臂谐振器s4、s3以及s2和串联臂电路17s在连结公共端子T0和输入输出端子T12的路径上依次串联连接。
串联臂电路17s成为由串联臂谐振器s1和电容器Cs1构成的谐振电路。串联臂谐振器s1是与电容器Cs1并联连接的第1弹性波谐振器，电容器Cs1是与串联臂谐振器s1并联连接的第1电容器。
串联臂谐振器s2、s3以及s4分别构成串联臂电路。
并联臂谐振器p1是与上述路径上的节点x3以及接地连接的并联臂电路。串联连接了并联臂谐振器p2和电感器Lp2的电路是与上述路径上的节点x2以及接地连接的并联臂电路。并联臂谐振器p3是与上述路径上的节点x1以及接地连接的并联臂电路。
电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大。
进而，实施例12涉及的滤波器10M具有以下的特征。
(1)串联臂谐振器s1的相对带宽比串联臂谐振器s2、s3、s4以及并联臂谐振器p1、p2、p3各自的相对带宽大。
(2)串联臂电路17s的静电电容比串联臂谐振器s2、s3、s4以及并联臂谐振器p1、p2、p3各自的静电电容大。
另外，在实施例12涉及的滤波器10M中，串联臂谐振器s1以及串联臂电路17s也可以不满足上述(1)以及(2)。此外，虽然在上述(1)以及(2)的特征中，对串联臂谐振器s1以及串联臂电路17s的相对带宽或静电电容、和串联臂谐振器s2、s3、s4以及并联臂谐振器p1、p2、p3各自的相对带宽或静电电容进行了比较，但是串联臂谐振器s1以及串联臂电路17s的相对带宽或静电电容只要与串联臂谐振器s2、s3、s4以及并联臂谐振器p1、p2、p3中的至少一个的相对带宽或静电电容进行比较而满足条件即可。
此外，虽然在实施例12中不满足，但是根据应用的频段的使用，也可以使其满足以下的条件。
(3)串联臂电路17s的相对带宽为串联臂谐振器s2、s3、s4以及并联臂谐振器p1、p2、p3各自的相对带宽以下。
根据上述结构，滤波器10M构成具有一个以上的串联臂电路和一个以上的并联臂电路的多级的梯型滤波器电路。像本实施例那样，通过调整串联臂电路以及并联臂电路的数目，从而能够构成满足所应用的频段的要求规格的滤波器装置。另外，滤波器10M并不限定于上述那样的结构，只要是包含实施例1～11中的任一个涉及的滤波器装置(10A～10L)的电路结构的结构即可。
滤波器20是具有频率与滤波器10M的通带不同的通带的滤波器，电路结构没有限定。
在本实施例中，示出了将滤波器10M应用于LTE的Band20接收用滤波器(接收通带：791-821MHz、衰减(发送)频带：832-862MHz)的例子。此外，示出将滤波器20应用于LTE的Band8接收用滤波器(接收通带：925-960MHz、衰减(发送)频带：880-915MHz)的例子。
根据上述结构，通过设为包含使用了串联臂电路17s的滤波器10M的多工器30A，从而能够提供在维持滤波器10M的滤波器特性的同时进行了小型化的多工器。
图18B是实施例13涉及的多工器30B的电路结构图。该图所示的多工器30B具备滤波器10N以及20、公共端子T0、输入输出端子T12以及T22、和电感器Lm1。实施例13涉及的多工器30B与实施例12涉及的多工器30A相比较，仅滤波器10N的电路结构不同。以下，关于实施例13涉及的多工器30B，省略与实施例12涉及的多工器30A的相同点，以不同点为中心进行说明。
滤波器10N与公共端子T0以及输入输出端子T12连接，滤波器20与公共端子T0以及输入输出端子T22连接，电感器Lm1与公共端子T0以及接地连接。
滤波器10N具备串联臂电路17s、串联臂谐振器s2、s3以及s4、并联臂谐振器p1、p2以及p3、和电感器Lp2。串联臂电路17s、串联臂谐振器s2、s3以及s4在连结公共端子T0和输入输出端子T12的路径上依次串联连接。
并联臂谐振器p1是与上述路径上的节点x1以及接地连接的并联臂电路。并联臂谐振器p2和电感器Lp2被串联连接的电路是与上述路径上的节点x2以及接地连接的并联臂电路。并联臂谐振器p3是与上述路径上的节点x3以及接地连接的并联臂电路。
电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大。
根据上述结构，公共端子T0和串联臂电路17s不经由具有弹性波谐振器的串联臂电路以及具有弹性波谐振器的并联臂电路地连接。此外，滤波器10N的通带位于比滤波器20的通带靠低频侧。换言之，作为除滤波器10N以外的多个滤波器中的至少一个的滤波器20具有比滤波器10N的通带的频率高的通带。
在本实施例中，也与实施例12同样地，示出将滤波器10N应用于LTE的Band20接收用滤波器(接收通带：791-821MHz、衰减(发送)频带：832-862MHz)的例子。此外，示出将滤波器20应用于LTE的Band8接收用滤波器(接收通带：925-960MHz、衰减(发送)频带：880-915MHz)的例子。
在表11示出实施例12涉及的滤波器10M的电路参数和实施例13涉及的滤波器10N的电路参数。
[表11]
根据上述结构，与实施例12同样地，通过设为包含使用了串联臂电路17s的滤波器10N的多工器30B，从而能够提供在维持滤波器10N的滤波器特性的同时进行了小型化的多工器。
图19A是对实施例12涉及的多工器30A以及实施例13涉及的多工器30B的通过特性进行比较的曲线图。此外，图19B是表示实施例13涉及的滤波器30N单体的通过特性以及反射特性的曲线图。此外，图19C是表示实施例13涉及的滤波器10N的串联臂电路17s以及串联臂谐振器s1的阻抗特性、反射特性以及电容特性的曲线图。
在此，在实施例12涉及的滤波器10M中，与公共端子T0连接的串联臂电路仅由串联臂谐振器s4构成。另一方面，在实施例13涉及的滤波器10N中，与公共端子T0连接的串联臂电路17s由并联连接了串联臂谐振器s1和电容器Cs1的谐振电路构成。
如图19C的(b)所示，在串联臂谐振器的反谐振频率的高频率侧的频率区域中，产生由体波的辐射造成的损耗(体波损耗)，如图19C的(d)所示，在该频率区域中，串联臂谐振器作为Q值低的电容器而发挥功能。另一方面，如图19C的(b)以及(d)所示，并联连接了串联臂谐振器和电容器的谐振电路是将具有体波损耗的串联臂谐振器和没有体波损耗的电容器并联地连接的电路，因此在串联臂谐振器的具有体波损耗的频率区域，电容Q值提高。
实施例12涉及的滤波器20以及实施例13涉及的滤波器20的通带的频率比实施例12涉及的滤波器10M以及实施例13涉及的滤波器10N的通带的频率高。
因此，在与公共端子T0连接的串联臂电路仅由串联臂谐振器构成的实施例12涉及的多工器30A中，滤波器20的插入损耗有可能变差。相对于此，在与公共端子T0连接的串联臂电路由谐振电路构成的实施例13涉及的多工器30B中，滤波器20的插入损耗降低。
此外，如图19B的(c)以及(d)所示，在实施例13涉及的滤波器10N中，连接了串联臂电路17s的输入输出端子T1侧的滤波器20的通带的反射损耗(0.638-1.009dB)比未连接串联臂电路17s的输入输出端子T2侧的滤波器20的通带的反射损耗(1.324-1.730dB)小。
由此，如图19A的(a)所示，实施例12涉及的滤波器10M的插入损耗和实施例13涉及的滤波器10N的插入损耗为大致相同水平，相对于此，如图19A的(b)所示，实施例12涉及的滤波器20的插入损耗为2.37dB，相对于此，实施例13涉及的滤波器20的插入损耗为1.91dB。也就是说，关于滤波器20的插入损耗，实施例13比实施例12更降低。
通过以上，根据实施例13涉及的滤波器10N，串联臂电路17s将电力分配给具有体波损耗的串联臂谐振器s1和没有体波损耗的电容器Cs1，因此能够降低串联臂电路17s中的体波损耗。此外，串联臂电路17s与公共端子T0连接，因此能够降低从公共端子T0侧观察的滤波器10N的滤波器20通带中的反射损耗。因而，能够降低通带的频率高的滤波器20中的通带内的插入损耗。
另外，虽然在本实施方式中，作为多工器的实施例，设为了两个滤波器与公共端子T0连接的电路结构，但是与公共端子T0连接的滤波器的数目并不限定于两个，也可以是三个以上。
也就是说，可以是，本发明涉及的多工器具备包含实施例1～11中的任一个滤波器装置的多个滤波器，该多个滤波器各自的输入端子以及输出端子中的一者直接或间接地与公共端子T0连接。
此外，也可以是，具有谐振电路的串联臂电路以及并联臂电路中的一者不经由具有弹性波谐振器的其它串联臂电路以及具有弹性波谐振器的其它并联臂电路地与公共端子T0连接，除上述滤波器装置以外的上述多个滤波器中的至少一个具有比该滤波器装置的通带的频率高的通带。
[1.12实施例14涉及的滤波器装置]
在本实施例中，对上述的实施例1～11中的任一个涉及的滤波器装置、或者实施例12或13涉及的多工器具有的谐振电路(串联臂电路或并联臂电路)的电极结构进行说明。
图20A是示意性地表示构成实施方式1涉及的滤波器装置以及多工器的谐振电路的电极构造的图。具体地，在图20A的(a)表示了实施例1涉及的串联臂电路11s的基板上的电极的俯视图、该俯视图的A-A’线处的剖视图、该俯视图的B-B’线处的剖视图，在图20A的(b)示出了电极的放大图。另外，图20A所示的电极构造用于说明构成串联臂电路11s的串联臂谐振器s1以及构成电容器Cs1的梳齿电容电极的典型的构造。因此，构成各谐振器的IDT电极以及梳齿电容电极的电极指的根数、长度等并不限定于该图所示的电极指的根数、长度。此外，并不限于实施例1，在其它实施例涉及的谐振电路中，也可应用图20A所示的电极构造。
如图20A的(a)所示，串联臂谐振器s1由形成在具有压电性的基板102的IDT电极构成。串联臂谐振器s1由IDT电极111、一组反射器112、以及压电基板102构成。IDT电极111以及121具有多个电极指和夹着该多个电极指对置地配置的一组汇流条电极，通过将多个电极指相对于一组汇流条电极中的一个和另一个交替地连接而构成。在此，多个电极指沿着与弹性波的传播方向正交的方向形成，沿着该传播方向周期性地形成。另外，基板102只要是在至少一部分具有压电性的基板即可。
在像这样构成的串联臂谐振器s1中，由IDT电极111以及121的设计参数等规定所激励的弹性波的波长。以下，对IDT电极111的设计参数进行说明。
另外，在以下的说明中，在参照图20A的(b)的情况下，在图20A的(b)中，将IDT电极111以及电容器Cs1的电极参数总称为P、W、S、L，但是在以下的说明中，将IDT111的电极参数分别定义为Pr1、Wr1、Sr1、Lr1，将电容器Cs1的电极参数分别定义为Pc1、Wc1、Sc1、Lc1。
上述弹性波的波长由多个电极指中的与一个汇流条电极连接的电极指的重复周期λr1规定。此外，所谓电极指间距(多个电极指的间距，即，电极指周期)Pr1，是该重复周期λr1的1/2。如图20A的(b)所示，在将电极指的线宽度设为Wr1并将相邻的电极指之间的间隔宽度(电极指间缝隙)设为Sr1的情况下，用Pr1＝(Wr1+Sr1)来定义。此外，所谓IDT电极111的交叉宽度Lr1，是从弹性波的传播方向对与一组汇流条电极中的一个连接的电极指和与另一个连接的电极指进行观察的情况下的重复的电极指长度。此外，所谓电极占空比(dutyratio)，是多个电极指的线宽度占有率，用该多个电极指的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，即，Wr1/(Wr1+Sr1)来定义。即，IDT电极111的电极占空比用多个电极指的宽度相对于电极指间距(多个电极指的间距)之比，即，Wr1/Pr1来定义。此外，所谓对数，是成对的电极指的数目，是电极指的总数的大致一半。例如，若将对数设为Nr1并将电极指的总数设为Mr1，则满足Mr1＝2Nr1+1。此外，所谓IDT电极111的电极指的膜厚，是形成该电极指的电极膜的厚度Tr1。此外，串联臂谐振器s1的静电电容C0可用以下的式5表示。
[数学式5]
另外，ε0是真空中的介电常数，εr是构成电极的基板102的表面的介电常数。
接着，对电容器Cs1的构造进行说明。
电容器Cs1由压电基板102和形成在压电基板102上的梳齿电容电极构成。梳齿电容电极由多个电极指构成。如图20A的(a)所示，梳齿电容电极与IDT电极111同样地由电极膜构成。也就是说，构成电容器Cs1的梳齿电容电极与构成串联臂谐振器s1的IDT电极111形成在同一压电基板102上。另外，梳齿电容电极和IDT电极111也可以形成在相互不同的压电基板上。
梳齿电容电极具有多个电极指和夹着该多个电极指对置地配置的一组汇流条电极，通过将多个电极指相对于一组汇流条电极中的一个和另一个交替地连接而构成。在此，多个电极指沿着弹性波的传播方向形成，并沿着与该传播方向正交的方向周期性地形成。
在像这样构成的电容器Cs1中，由梳齿电容电极的设计参数等规定电容值以及Q值等的特性。以下，对梳齿电容电极的设计参数进行说明。
所谓梳齿电容电极的电极指间距(电极指的间距，即，电极指周期)Pc1，如图20A的(b)所示，在将电极指的线宽度设为Wc1并将相邻的电极指之间的间隔宽度(电极指间缝隙)设为Sc1的情况下用Pc1＝Wc1+Sc1来定义。此外，所谓电极占空比(duty ratio)，是多个电极指的线宽度占有率，用多个电极指的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，即，Wc1/(Wc1+Sc1)来定义。即，电极占空比用多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比，即，Wc1/Pc1来定义。此外，所谓对数，是成对的电极指的数目，是电极指的总数的大致一半。例如，若将对数设为Nc1并将电极指的总数设为Mc1，则满足Mc1＝2Nc1+1。此外，所谓梳齿电容电极的电极指的膜厚，是形成该电极指的电极膜的厚度Tc1。此外，梳齿电容电极的静电电容Cx可用以下的式6表示。
[数学式6]
接下来，对构成电容器Cs1的梳齿电容电极和与电容器Cs1并联连接的串联臂谐振器s1的IDT电极111的设计参数进行比较而进行说明。
在本实施方式涉及的滤波器装置以及多工器中，电容器Cs1的电极指间缝隙Sc1比串联臂谐振器s1的IDT电极中的电极指间缝隙Sr1窄。根据式5以及式6，使电极指的间距Pc1以及电极指间缝隙Sc1变得越窄，则静电电容变得越大，尺寸变得越小。据此，能够在使电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大的同时减小电容器Cs1。
图20B是示意性地表示构成比较例涉及的滤波器装置以及多工器的谐振电路的电极构造的图。在图20B的(a)以及(b)示出了电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)变得与串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)相等的那样的电极结构。在图20B的(a)中，为了确保电容器Cs1的静电电容，不使电极指的间距Pc1以及电极指间缝隙Sc1变窄地使电极指的对数增多。此外，在图20B的(a)中，为了确保电容器Cs1的静电电容，不使电极指的间距Pc1以及电极指间缝隙Sc1变窄地增大电极指的交叉宽度。根据式5、式6、图20B的(a)以及(b)，不改变电极指的间距Pc1以及电极指间缝隙Sc1而减小电容器Cs1的尺寸是不可能的。因而，为了增大电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)，需要使电极指的间距Pc1以及电极指间缝隙Sc1变窄。
图21A是在典型例中表示梳齿电容的电极指间距和静电电容值、阻抗以及电容Q值的关系的曲线图。此外，图21B是在典型例中表示梳齿电容的电极指间距和每单位面积的电容、电容Q值以及自谐振频率的关系的曲线图。图21C是在典型例中表示梳齿电容的膜厚相对于电极指间距的比率和每单位面积的电容、电容Q值以及自谐振频率的关系的曲线图。此外，图21D是在典型例中表示梳齿电容的占空比和每单位面积的电容、电容Q值以及自谐振频率的关系的曲线图。另外，在图21A～图21C的数据中，梳齿电容的膜厚以及梳齿电容的占空比是恒定的。
根据图21A以及图21B，若使电极占空比恒定并减小电极指间距，则可得到以下的效果。
(1)自谐振频率向高频率侧偏移(图21A的中段以及图21B的(c))。
(2)电容Q值提高(图21A的下段以及图21B的(b))。
(3)每单位面积的静电电容变大(图21B的(a))。因此，电容器Cs1尺寸变小。
此外，电容器Cs1中的多个电极指的膜厚Tc1可以比串联臂谐振器s1中的多个电极指的膜厚Tr1薄。如图21C所示，即使使电极指的膜厚变化，静电电容密度、电容Q值、以及自谐振频率等的电容特性也没有大的变化。但是，通过使电极指的膜厚变薄，从而能够使电极指间距变窄。由于制造上的限制，电极指的膜厚的上限为电极指间距的40％左右。因此，通过使电极指的膜厚变薄，从而能够使电极指间距变窄，基于图21B所示的电极指间距的效果更进一步变大。
此外，电容器Cs1的梳齿电容电极的占空比可以比串联臂谐振器s1的IDT电极的占空比大。根据图21D，若增大电极的占空比，则静电电容密度变大，但是电容Q值以及自谐振频率并不变。因此，通过设为上述结构，从而能够提高梳齿电容电极的静电电容密度，因此可谋求小型化以及省空间化。
另外，虽然在本实施例中，例示了串联臂电路作为谐振电路而发挥功能的结构，但是即使例如像实施例2涉及的滤波器装置10B那样是并联臂电路作为谐振电路而发挥功能的结构，也可得到同样的效果。
即，电容器Cp1的电极指间缝隙比并联臂谐振器p1的IDT电极中的电极指间缝隙窄。据此，能够在使电容器Cp1的静电电容密度Cz(Cp1)比并联臂谐振器p1的静电电容密度Cz(p1)大的同时减小电容器Cp1。
此外，电容器Cp1的电极指间距可以比并联臂谐振器p1的电极指间距窄。
此外，电容器Cp1中的多个电极指的膜厚可以比并联臂谐振器p1中的多个电极指的膜厚薄。
此外，电容器Cp1的梳齿电容电极的占空比可以比并联臂谐振器p1的IDT电极的占空比大。
另外，在各元件(串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1、电容器Cs1以及Cp1)中，电极指间距、膜厚以及占空比等并不一定均等，存在由于制造工艺等所造成的偏差而变得不均等的情况或为了特性等的调整而变得不均等的情况。因此，在上述各元件中，还存在构成它们的梳齿电容电极以及IDT电极的一部分不满足上述的电极指间距、膜厚以及占空比等的关系的情况。但是，上述各元件中的电极指间距、膜厚以及占空比的关系只要大致成立即可，例如，只要梳齿电容电极以及IDT电极中的电极指间距、膜厚以及占空比等的平均值成立即可。
[1.13实施例15涉及的滤波器装置]
在本实施例中，对构成上述的实施例1～11中的任一个涉及的滤波器装置、或者实施例12或13涉及的多工器具有的谐振电路(串联臂电路或并联臂电路)的电容器的电极结构进行说明。
图22A是示意性地表示构成实施方式1涉及的滤波器装置以及多工器的电容器的电极构造的图。具体地，在该图中表示了构成实施例1涉及的串联臂电路11s的电容器Cs1的基板上的电极剖视图。电容器Cs1是MIM(Metal Insulator Metal，金属-绝缘体-金属)构造的电容器。另外，图22A所示的电容器Cs1的电极剖面构造用于说明典型的构造。此外，并不限于实施例1，在其它实施例涉及的谐振电路中，也可应用图22A所示的电极构造。
该图所示的电容器Cs1具有：形成在基板102上的第1电极106；与第1电极106对置的第2电极107；以及配置在第1电极106与第2电极107之间的绝缘体105。
图22A所示的MIM构造的电容器的静电电容CM可用式7表示。
[数学式7]
在式7中，ε0是真空中的介电常数，SM是第1电极103和第2电极104的对置的面积，d是绝缘体105的厚度。根据式7，通过提高绝缘体105的相对介电常数εr或者/以及使绝缘体105的厚度d变薄，从而能够提高每单位面积的静电电容值。据此，能够在使电容器Cs1的静电电容密度Cz(Cs1)比串联臂谐振器s1的静电电容密度Cz(s1)大的同时减小电容器Cs1。在此，绝缘体105的相对介电常数εr比压电基板102的相对介电常数高较为理想。
图22B是对梳齿电极型的电容器以及MIM型电容器的电容、阻抗、电容Q值进行比较的曲线图。如图22B的(c)所示，MIM型电容器具有如下特征，即，在高频率区域，电容Q值比梳齿电容型电容器高。此外，虽然依赖于电极设计，但是如图22B的(b)所示，能够使自谐振频率位于高频侧。
(实施方式2)
在实施方式1中说明的滤波器装置以及多工器能够应用于应对使用频段数多的系统的高频前端电路以及通信装置。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路以及通信装置进行说明。
图23A是实施方式2涉及的通信装置6A的结构图。如该图所示，通信装置6A具备高频前端电路3A、RF信号处理电路(RFIC)4、基带信号处理电路(BBIC)5、以及天线元件2。
高频前端电路3A具备实施例1涉及的滤波器装置10A、实施例12涉及的多工器30A、接收放大电路51、和开关41以及42。高频前端电路3A是对由天线元件2接收的高频信号进行分波的接收系统的前端电路。
开关41具有公共连接端子和多个选择端子，该公共连接端子与天线元件2连接，在该多个选择端子中的第1选择端子连接滤波器装置10A，在该多个选择端子中的第2选择端子连接另一个滤波器，在该多个选择端子中的第3选择端子连接多工器30A。通过上述结构，开关41对天线元件2与滤波器装置10A、上述其它滤波器、以及多工器30A的导通以及非导通进行切换。
开关42具有公共连接端子和多个选择端子，该公共连接端子与接收放大电路51连接，在该多个选择端子中的第1选择端子连接滤波器装置10A，在该多个选择端子中的第2选择端子连接另一个滤波器，在该多个选择端子中的第3选择端子连接构成多工器30A的一个滤波器，在该多个选择端子中的第4选择端子连接构成多工器30A的另一个滤波器。通过上述结构，开关42对滤波器装置10A、上述其它滤波器、多工器30A的一个滤波器、以及多工器30A的另一个滤波器与接收放大电路51的导通以及非导通进行切换。
另外，在多工器30A中，也可以在公共端子与两个滤波器之间连接有阻抗匹配电路、移相器、循环器、或能够对两个以上的滤波器进行选择的开关元件等。
此外，也可以在滤波器装置10A以及多工器30A的前级或后级配置阻抗匹配电路。
此外，高频前端电路3A可以不具有滤波器装置10A以及多工器30A双方，只要仅具有任一者即可。
此外，高频前端电路3A也可以代替实施例1涉及的滤波器装置10A而具有实施例2～11涉及的滤波器装置中的任一者，此外，也可以代替实施例12涉及的多工器30A而具有实施例13涉及的多工器30B。
接收放大电路51是对滤波器装置10A、上述其它滤波器、以及多工器30A的各通带的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。
RF信号处理电路(RFIC)4是对由天线元件2收发的高频信号进行处理的电路。具体地，RF信号处理电路(RFIC)4通过下变频等对从天线元件2经由接收侧信号路径输入的高频信号(在此为高频接收信号)进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号输出到基带信号处理电路(BBIC)5。此外，RF信号处理电路(RFIC)4通过上变频等对从基带信号处理电路(BBIC)5输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频信号(在此为高频发送信号)输出到发送侧信号路径(在图23A未图示)。
根据上述结构，能够降低滤波器装置10A以及多工器30A的通带内的插入损耗，并且将滤波器装置10A以及多工器30A小型化。因而，高频前端电路3A中的增益提高，并且能够将高频前端电路3A小型化。此外，能够提高通信装置6A的通信质量，并将尺寸小型化。
图23B是实施方式2的变形例涉及的通信装置6B的结构图。如该图所示，通信装置6B具备高频前端电路3B、RF信号处理电路(RFIC)4、基带信号处理电路(BBIC)5、以及天线元件2。
高频前端电路3B具备多工器30、发送放大电路51T、接收放大电路51R、和开关43以及44。高频前端电路3B是对由天线元件2接收的高频信号进行分波、以及对由RFIC4生成的高频信号进行合波的收发系统的前端电路。
在多工器30中，第1双工器以及第2双工器与公共端子连接。第1双工器具有第1发送用滤波器以及第1接收用滤波器。此外，第2双工器具有第2发送用滤波器以及第2接收用滤波器。对第1发送用滤波器、第1接收用滤波器、第2发送用滤波器、以及第2接收用滤波器中的至少一个应用实施例1～11中的任一者涉及的滤波器装置。另外，在第1双工器与第2双工器之间、第1发送用滤波器与第1接收用滤波器之间、以及第2发送用滤波器与第2接收用滤波器之间，也可以连接有阻抗匹配电路、移相器、循环器、或能够对两个以上的滤波器进行选择的开关元件等。
此外，也可以在多工器30的前级或后级配置有阻抗匹配电路。
此外，多工器30也可以不由双工器构成，也可以由发送用滤波器单体和接收用滤波器单体构成。
开关43具有公共连接端子和多个选择端子，该公共连接端子与发送放大电路51T连接，在该多个选择端子中的第1选择端子连接第1发送用滤波器，在该多个选择端子中的第2选择端子连接第2发送用滤波器。通过上述结构，开关43对发送放大电路51T与第1发送用滤波器以及第2发送用滤波器的导通以及非导通进行切换。
开关44具有公共连接端子和多个选择端子，该公共连接端子与接收放大电路51R连接，在该多个选择端子中的第1选择端子连接第1接收用滤波器，在该多个选择端子中的第2选择端子连接第2接收用滤波器。通过上述结构，开关44对接收放大电路51R与第1接收用滤波器以及第2接收用滤波器的导通以及非导通进行切换。
发送放大电路51T是对第1发送用滤波器以及第2发送用滤波器的各通带的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。接收放大电路51R是对第1接收用滤波器以及第2接收用滤波器的各通带的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。
根据上述结构，能够降低多工器30的通带内的插入损耗，并且能够将多工器30小型化。因而，高频前端电路3B中的增益提高，并且能够将高频前端电路3B小型化。此外，能够提高通信装置6B的通信质量，并将尺寸小型化。
(其它实施方式)
以上，列举实施方式1以及2对本发明涉及的滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置进行了说明，但是本发明并不限定于上述实施方式。将上述实施方式中的任意的构成要素组合而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的滤波器装置、多工器、高频前端电路以及通信装置的各种设备也包含于本发明。
另外，在上述实施方式1以及2中，串联臂电路以及并联臂电路像以下那样定义。
并联臂电路是配置在连结第1输入输出端子以及第2输入输出端子的路径上的一个节点与接地之间的电路。
串联臂电路是配置在第1输入输出端子或第2输入输出端子与连接并联臂电路的上述路径上的节点之间的电路，或者是配置在连接一个并联臂电路的上述路径上的一个节点与连接另一个并联臂电路的上述路径上的另一个节点之间的电路。
此外，实施方式2中的所谓双工器，并不仅指在FDD方式下在一个滤波器流过发送信号并在另一个滤波器流过接收信号的多工器，也可应用于在TDD方式下在一个滤波器流过发送信号并在另一个滤波器流过接收信号的多工器。
此外，例如，对实施例9的开关SWp1、高频前端电路3A的开关41、42、以及高频前端电路3B的开关43、44等的开关的接通以及断开进行切换的控制部也可以设置在RFIC4。或者，也可以设置在RFIC4的外部，例如，可以设置在高频前端电路3A以及3B中的任一者。也就是说，高频前端电路3A以及3B并不限于上述说明的结构，也可以具备实施方式1涉及的滤波器装置和对该滤波器装置具备的开关的接通以及断开进行控制的控制部。
此外，例如，在高频前端电路3A、3B或通信装置6A、6B中，也可以在各构成要素之间连接有电感器、电容器。另外，电感器也可以包含由将各构成要素之间相连的布线构成的布线电感器。
此外，实施例9涉及的开关SWp1是SPST(Single Pole Single Throw，单刀单掷)型的开关元件，例如是由GaAs或CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor，互补金属氧化物半导体)构成的FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)开关、或二极管开关，构成为开关IC(Integrated Circuit，集成电路)。另外，开关元件并不限于半导体开关，也可以是由MEMS(Micro Electro Mechanical Systems，微机电系统)构成的机械式开关。因为这样的开关是小型的，所以能够将实施方式1涉及的滤波器装置小型化。
此外，实施方式1涉及的滤波器装置以及多工器具备的串联臂谐振器以及并联臂谐振器是使用了弹性波的弹性波谐振器，例如是利用了声表面波(SAW：Surface AcousticWave)的谐振器、利用了体弹性波(BAW：Bulk Acoustic Wave，体声波)的谐振器、FBAR(FilmBulk Acoustic Resonator，薄膜体声波谐振器)、或SMR(Solidly Mounted Resonator，固态安装谐振器)等。由此，能够实现选择度高且小型的滤波器装置。另外，声表面波是指在压电体的表面或多个材料的界面进行弹性波的传播，是指使用IDT电极构成的各种各样的种类的弹性波。声表面波例如还包含表面波、洛夫波(Love wave)、泄漏波、瑞利波、边界波、泄漏SAW、伪SAW、板波。
此外，实施方式1以及2中的所谓“接地”，是指基准电极，例如是实施方式1涉及的滤波器装置中的具有成为基准的电位的电极。
产业上的可利用性
本发明作为在维持滤波器特性的同时进行了小型化的滤波器装置、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
2：天线元件；
3A、3B：高频前端电路；
4：RF信号处理电路(RFIC)；
5：基带信号处理电路(BBIC)；
6A、6B：通信装置；
10A、10B、10C、10D、10E、10F、10G、10H、10J、10K、10L、500A、500B、500C、500D、500E、500F：滤波器装置；
10M、10N、20：滤波器；
11p、12p、13p、14p、25：并联臂电路；
11s、12s、13s、14s、15s、16s、17s：串联臂电路；
15p：谐振电路；
15sw：开关电路；
30、30A、30B：多工器；
41、42、43、44、SWp1：开关；
51、51R：接收放大电路；
51T：发送放大电路；
100、102：基板；
101：电极膜；
103、103b、104：保护层；
103a：第1调整膜；
105：绝缘体；
106：第1电极；
107：第2电极；
111：IDT电极；
112：反射器；
211、212、213、214、215：金属膜；
Cp1、Cp2、Cs1、Cs4、Cyp1：电容器；
Lm1、Lp2：电感器；
p1、p2、p3：并联臂谐振器；
s1、s2、s3、s4：串联臂谐振器；
T0：公共端子；
T1、T12、T2、T22：输入输出端子。

Claims (18)

1.一种滤波器装置，具有第1输入输出端子、第2输入输出端子，所述滤波器装置具备：
串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，
所述谐振电路具有：
第1弹性波谐振器；以及
第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的仅一个电路具有所述谐振电路，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的另一个电路具有未并联连接电容器的第2弹性波谐振器，
在将弹性波谐振器的反谐振频率与该弹性波谐振器的谐振频率的频率差除以该弹性波谐振器的谐振频率所得的值定义为该弹性波谐振器的相对带宽的情况下，所述第1弹性波谐振器的相对带宽比所述第2弹性波谐振器的相对带宽大。
2.一种滤波器装置，具有第1输入输出端子、第2输入输出端子，所述滤波器装置具备：
串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，
所述谐振电路具有：
第1弹性波谐振器；以及
第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的仅一个电路具有所述谐振电路，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的另一个电路具有未并联连接电容器的第2弹性波谐振器，
所述谐振电路的静电电容比所述第2弹性波谐振器的静电电容大。
3.一种滤波器装置，具有第1输入输出端子、第2输入输出端子，所述滤波器装置具备：
串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，
所述谐振电路具有：
第1弹性波谐振器；以及
第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的仅一个电路具有所述谐振电路，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的另一个电路具有未并联连接电容器的第2弹性波谐振器，
将弹性波谐振器的反谐振频率与该弹性波谐振器的谐振频率的频率差除以该弹性波谐振器的谐振频率所得的值定义为该弹性波谐振器的相对带宽，
将谐振电路的阻抗极小的频率设为该谐振电路的谐振频率，将所述谐振电路的阻抗极大的频率设为该谐振电路的反谐振频率，将该谐振电路的反谐振频率与该谐振电路的谐振频率的频率差除以该谐振电路的谐振频率所得的值定义为该谐振电路的相对带宽，
在该情况下，
所述谐振电路的相对带宽为所述第2弹性波谐振器的相对带宽以下。
4.根据权利要求1~3中的任一项所述的滤波器装置，其中，具备：
一个以上的所述串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；
一个以上的所述并联臂电路，与所述路径上的各节点和接地连接；以及
多个所述谐振电路，配置在所述一个以上的串联臂电路以及所述一个以上的并联臂电路中的两个以上的电路，
所述一个以上的串联臂电路和所述一个以上的并联臂电路构成多级的梯型滤波器电路。
5.一种滤波器装置，具有第1输入输出端子、第2输入输出端子，所述滤波器装置具备：
串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，
所述谐振电路具有：
第1弹性波谐振器；以及
第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，所述并联臂电路具有：
所述谐振电路；以及
开关电路，与所述谐振电路串联地连接，
所述开关电路具有：
阻抗元件，是第2电容器或电感器中的一者；以及
开关元件，与所述阻抗元件并联地连接。
6.根据权利要求1~3、5中的任一项所述的滤波器装置，其中，
具有所述谐振电路的所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的一者具有多个所述谐振电路，
所述多个谐振电路串联地连接。
7.根据权利要求1~3、5中的任一项所述的滤波器装置，其中，
具有所述谐振电路的所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的一者不经由具有弹性波谐振器的串联臂电路以及具有弹性波谐振器的并联臂电路地与所述第1输入输出端子以及所述第2输入输出端子中的被施加电力的端子连接。
8.根据权利要求1~3、5中的任一项所述的滤波器装置，其中，
所述第1弹性波谐振器是声表面波谐振器，该声表面波谐振器具有：
基板，具有压电性；以及
IDT电极，由形成在具有所述压电性的基板上的多个电极指构成，
所述第1电容器具有形成在具有所述压电性的基板上的由多个电极指构成的梳齿电容，
所述梳齿电容中的所述多个电极指的电极指间缝隙比所述IDT电极中的所述多个电极指的电极指间缝隙窄。
9.根据权利要求8所述的滤波器装置，其中，
所述梳齿电容中的所述多个电极指的重复间距比所述IDT电极中的所述多个电极指的重复间距窄。
10.根据权利要求8所述的滤波器装置，其中，
所述梳齿电容中的所述多个电极指的膜厚比所述IDT电极中的所述多个电极指的膜厚薄。
11.根据权利要求8所述的滤波器装置，其中，
在将多个电极指的宽度相对于多个电极指的间距之比定义为占空比的情况下，所述梳齿电容的占空比大于所述IDT电极的占空比。
12.一种滤波器装置，具有第1输入输出端子、第2输入输出端子，所述滤波器装置具备：
串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，
所述谐振电路具有：
第1弹性波谐振器；以及
第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，
所述第1弹性波谐振器是声表面波谐振器，该声表面波谐振器具有：
基板，具有压电性；以及
IDT电极，由形成在具有所述压电性的基板上的多个电极指构成，
所述第1电容器具有：
第1电极；
第2电极，与所述第1电极对置；以及
绝缘体，配置在所述第1电极与所述第2电极之间，
所述绝缘体的介电常数比具有所述压电性的基板的介电常数高。
13.一种滤波器装置，具有第1输入输出端子、第2输入输出端子，所述滤波器装置具备：
串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，
所述谐振电路具有：
第1弹性波谐振器；以及
第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，
所述第1电容器具有：
第1电极；
第2电极，与所述第1电极对置；以及
绝缘体，配置在所述第1电极与所述第2电极之间，
所述第1弹性波谐振器具有：
第3电极；
第4电极，与所述第3电极对置；以及
压电体，配置在所述第3电极与所述第4电极之间，
所述绝缘体的介电常数比所述压电体的介电常数高。
14.一种滤波器装置，具有第1输入输出端子、第2输入输出端子，所述滤波器装置具备：
串联臂电路，设置在连结所述第1输入输出端子和所述第2输入输出端子的路径上；以及
并联臂电路，与所述路径上的节点以及接地连接，
所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的至少一个电路具有谐振电路，
所述谐振电路具有：
第1弹性波谐振器；以及
第1电容器，与所述第1弹性波谐振器并联连接，且每单位面积的静电电容值比所述第1弹性波谐振器的每单位面积的静电电容值大，
所述第1电容器具有：
第1电极；
第2电极，与所述第1电极对置；以及
绝缘体，配置在所述第1电极与所述第2电极之间，
所述第1弹性波谐振器具有：
第3电极；
第4电极，与所述第3电极对置；以及
压电体，配置在所述第3电极与所述第4电极之间，
所述绝缘体的膜厚比所述压电体的膜厚薄。
15.一种多工器，其中，
具备：多个滤波器，包含权利要求1~14中的任一项所述的滤波器装置，
所述多个滤波器各自的输入端子以及输出端子中的一者直接或间接地与公共端子连接。
16.根据权利要求15所述的多工器，其中，
所述滤波器装置的所述输入端子以及输出端子中的一者不经由具有弹性波谐振器的串联臂电路以及具有弹性波谐振器的并联臂电路地与具有所述谐振电路的所述串联臂电路以及所述并联臂电路中的一者连接，
除所述滤波器装置以外的所述多个滤波器中的至少一个具有比所述滤波器装置的通带的频率高的通带。
17.一种高频前端电路，具备：
权利要求1~14中的任一项所述的滤波器装置或权利要求15或16所述的多工器；以及
放大电路，直接或间接地与所述滤波器装置或所述多工器连接。
18.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及
权利要求17所述的高频前端电路，在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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