CN111064448A - 一种跨导电容滤波器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种跨导电容滤波器,涉及集成电路领域,包括恒定Gm偏置电路和主滤波器,恒定Gm偏置电路输出控制电压Vct到主滤波器。本发明通过采用恒定Gm偏置电路替代辅助PLL去偏置滤波器内部的跨导放大器(OTA),减小了面积和功率消耗,增大了信号通路的信噪比,避免了锁定时钟的互相牵引,提高了Gm‑C滤波器的频率稳定精度。
Description
技术领域
本发明涉及集成电路领域,尤其涉及一种跨导电容Gm-C滤波器。
背景技术
现有的大规模集成有源滤波器大致分三类,有源RC滤波器、有源MOSFET-C滤波器和Gm-C滤波器(跨导电容滤波器)。
有源RC滤波器在反馈环路上存在带有电阻和电容的运算放大器,运算放大器必须工作在环路增益高的低频区域,才能保证足够的精度。所以有源RC滤波器不适合于高频应用。其次,滤波器采用了无源元件,而无源元件的绝对精度比较低,绝对误差可能高达15%到20%,而且,RC滤波器中没有可调元件,唯一的方法是使用电阻或电容阵列,该方法电路消耗面积大,调谐精度有限。将有源RC滤波器中的电阻用工作在线性区的MOSFET进行代替,就形成了有源MOSFET-C滤波器。采用控制电压Vc控制MOSFET的栅极电压,可以调节电阻值并因此可以调节滤波器的频率。与有源RC滤波器一样,有源MOSFET-C滤波器也只适用于较低的频率,这就要求MOSFET的等效电阻大同时处于线性区,导致Vc的变化范围很小。
相对于有源RC滤波器和有源MOSFET-C滤波器,Gm-C滤波器能够达到极高的频率,调整Gm可以使滤波器在较宽的频率范围内调谐且达到频率特性精确稳定。传统的调谐型Gm-C滤波器由一个辅助的PLL来进行调谐,达到稳定频率特性的目的。基本的思路是,采用与滤波器相同或成比例的Gm(由跨导放大器OTA产生)和相同材料的电容C来构造辅助PLL中的压控振荡器VCO,在PLL环路锁定以后,VCO的输出频率Fvco的精度由外部晶振的频率精度确定。同时,Fvco=Gm/2πC,将VCO中OTA的偏置电流镜像给滤波器中的OTA,理论上,滤波器的频率特性就和辅助PLL的输出频率特性基本一致,误差来源只和Gm以及电容C的失配相关。
但是,现有的Gm-C滤波器存在以下三点不足:
1、辅助PLL电路会带来较大的面积和功率消耗,增加了系统的复杂度。
2、辅助PLL输出锁定频率和滤波器的频率在同一个范围,VCO的输出摆幅通常较大,该信号注入到信号通路中,降低了信号通路的信噪比。
3、在存在滤波器的系统中,通常都存在系统主PLL,如果引入辅助PLL,在两个PLL的系统中,存在两个锁定时钟的互相牵引,降低了彼此输出时钟的纯度。
因此,本领域的技术人员致力于开发一种跨导电容滤波器,减小面积和功率消耗,增大信号通路的信噪比,避免锁定时钟的互相牵引,达到提高Gm-C滤波器的频率稳定精度的目的。
发明内容
有鉴于现有技术的上述缺陷,本发明所要解决的技术问题是如何减小面积和功率消耗,增大信号通路的信噪比,避免锁定时钟的互相牵引,达到提高Gm-C滤波器的频率稳定精度的目的。
为实现上述目的,发明人经研究发现,采用改进型恒定Gm偏置电路取代辅助PLL,合理的做好电容的匹配,可以得到较高的滤波器的频率稳定特性。因而,在本发明的一个实施例中,提供了一种跨导电容滤波器,包括恒定Gm偏置电路和主滤波器,所述恒定Gm偏置电路输出控制电压Vct到所述主滤波器。
可选地,在上述实施例中的跨导电容滤波器中,所述恒定Gm偏置电路包括PMOS管电流镜、电流镜旁路电容、NMOS管电流镜和开关电容,所述PMOS管电流镜和所述NMOS管电流镜连接,所述电流镜旁路电容连接所述PMOS管电流镜,滤除所述PMOS管电流镜的电流噪声,所述开关电容连接所述NMOS管电流镜。
可选地,在上述任一实施例中的跨导电容滤波器中,所述PMOS管电流镜包括PMOS管一和PMOS管二。
可选地,在上述任一实施例中的跨导电容滤波器中,所述NMOS管电流镜包括NMOS管一和NMOS管二。
可选地,在上述任一实施例中的跨导电容滤波器中,所述PMOS管一和所述PMOS管二的漏极分别和所述NMOS管一和所述NMOS管二的漏极连接。
可选地,在上述任一实施例中的跨导电容滤波器中,所述开关电容两侧分别连接所述NMOS管二的源极和地。
进一步地,在上述任一实施例中的跨导电容滤波器中,所述开关电容等效为电阻,阻值
R=(CsFck)-1 (1),
其中Cs是所述开关电容的容值,Fck是开关控制信号的频率。
进一步地,在上述任一实施例中的跨导电容滤波器中,所述NMOS管一的跨导
其中为K是所述NMOS管二与所述NMOS管一的尺寸之比,把公式(1)代入,得到
进一步地,在上述任一实施例中的跨导电容滤波器中,通过所述NMOS管电流镜复制所述NMOS管一上的电流到所述主滤波器,使所述主滤波器的内部跨导
Gm=Gml (4),
其中Fck由所述主滤波器所在的系统中的PLL输出的时钟信号分频得到,控制开关电容的互补开关。
所述主滤波器通常集成在无线或有线数据收发系统中。在无线收发系统中,存在由PLL产生的本振信号,与射频信号进行下变频产生中频信号(无线接收)或者与中频信号进行上变频产生射频信号(无线发射)。所述开关控制信号由该PLL产生的本振信号分频得到,其频率为Fck。在有线数据收发系统中,存在由CDR(时钟与数据恢复)电路产生本地时钟信号,对接收或发送的数据信号进行定时和恢复。所述开关控制信号可由该CDR产生的本地时钟分频得到,其频率为Fck。
发明人在本发明的一个实施例中,提供了一种电路,包括上述任一实施例的跨导电容滤波器。
本发明采用恒定Gm偏置电路替代辅助PLL去偏置滤波器内部的跨导放大器(OTA)。与辅助PLL电路相比,恒定Gm偏置电路消耗的面积更小,功耗更低。开关电容的开关信号由主PLL分频得到,开关频率的选择自由度更高,不一定要处于滤波器的通带频率内部,不会降低滤波器的信噪比。同时,减少一个PLL,降低了额外频率分量对主时钟/主频的干扰,减小了系统运行的风险,提高了系统中主PLL输出频率的纯度。
以下将结合附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明,以充分地了解本发明的目的、特征和效果。
附图说明
图1是图示根据示例性实施例的辅助PLL调谐型滤波器的结构图;
图2是图示根据示例性实施例的跨导电容滤波器的结构图;
图3是图示根据示例性实施例的电路的结构图。
具体实施方式
以下参考说明书附图介绍本发明的多个优选实施例,使其技术内容更加清楚和便于理解。本发明可以通过许多不同形式的实施例来得以体现,本发明的保护范围并非仅限于文中提到的实施例。
在附图中,结构相同的部件以相同数字标号表示,各处结构或功能相似的组件以相似数字标号表示。附图所示的每一组件的尺寸和厚度是任意示出的,本发明并没有限定每个组件的尺寸和厚度。为了使图示更清晰,附图中有些地方示意性地适当夸大了部件的厚度。
如图1所示,传统的辅助PLL调谐型滤波器包括辅助PLL300和主滤波器301,辅助PLL300包括鉴频鉴相器(PFD)302,电荷泵(CP)303,低通滤波器(LPF)304和压控振荡器(VCO)305,主滤波器301包括主滤波器跨导100和主滤波器积分电容101。压控振荡器(VCO)305由N级Gm-C积分器通过正反馈构成,每级的Gm-C积分器参数相同,即跨导200和电容201的参数相同,Fout=Gm/2πNC,其中Fout为压控振荡器(VCO)的输出信号频率,Gm为VCO内部每一级跨导放大器(OTA)的跨导,N是Gm-C积分器的级数,C是跨导放大器(OTA)输出节点总电容。Fin输入频率由芯片外部晶振产生。鉴频鉴相器(PFD)302将Fin和Fout两路信号进行异或,比较两路信号频率和相位的差异,输出的差异信号控制电荷泵CP,电荷泵(CP)303的输出信号通过低通滤波器(LPF)304之后,产生压控振荡器(VCO)305的控制电压Vct,该控制电压通过改变跨导放大器(OTA)的Gm大小来改变VCO的频率。Vct同时接到主滤波器301中的Gm跨导放大器100上,使主滤波器的跨导放大器100随VCO的跨导放大器的Gm同步变化。当辅助PLL锁定时,Fout=Fin,由于Fin由芯片外部晶振产生,频率稳定度极高,从而到达了稳定Gm-C滤波器的目的。同时,主滤波器的频率特性也是由Gm-C决定,从而稳定了主滤波器的频率特性。但是Gm-C滤波器存在以下三点不足:
1、辅助PLL电路会带来较大的面积和功率消耗,增加了系统的复杂度。
2、辅助PLL输出锁定频率和滤波器的频率在同一个范围,VCO的输出摆幅通常较大,该信号注入到信号通路中,降低了信号通路的信噪比。
3、在存在滤波器的系统中,通常都存在系统主PLL,如果引入辅助PLL,在两个PLL的系统中,存在两个锁定时钟的互相牵引,降低了彼此输出时钟的纯度。
发明人发现,采用改进型恒定Gm偏置电路取代辅助PLL,合理的做好电容的匹配,可以得到较高的滤波器的频率稳定特性。
如图2所示,本发明的一个实施例的跨导电容滤波器,包括恒定Gm偏置电路400和主滤波器301,恒定Gm偏置电路400输出控制电压Vct到主滤波器301。恒定Gm偏置电路400包括PMOS管电流镜、电流镜旁路电容408、NMOS管电流镜和开关电容,PMOS管电流镜和NMOS管电流镜连接,电流镜旁路电容408连接PMOS管电流镜,起到过滤除MOS管电流镜的电流噪声的作用,开关电容连接NMOS管电流镜;PMOS管电流镜包括PMOS管一401和PMOS管二402,NMOS管电流镜包括NMOS管一403和NMOS管二404,PMOS管一401和PMOS管二402的漏极分别和NMOS管一403和NMOS管二404的漏极连接;开关电容两侧分别连接NMOS管二404的源极和地,所述开关电容包括一对互补开关,CK405和406、电容407,当CK405闭合时对电容407进行充电,当406闭合时对电容407进行放电。发明人把开关电容等效为电阻,计算阻值如下:
R=(CsFck)-1 (1),
其中Cs是所述开关电容的容值,Fck是开关控制信号的频率。
计算NMOS管一403的跨导:
其中为K是NMOS管二404与NMOS管一403的尺寸之比,把公式(1)代入,得到
通过NMOS管电流镜复制NMOS管一403上的电流到主滤波器301,使主滤波器301的内部跨导等于NMOS管一403的跨导
Gm=Gml (4),
把公式(3)代入得到
其中Fck由所述主滤波器所在的系统中的PLL输出的时钟信号分频得到,控制开关电容的互补开关,不需要额外的PLL提供,且频率稳定精度高;所述主滤波器的频率特性为:
通过合理的匹配,K值可以做到精度较高,不随PVT(工艺,电压,温度)条件变化。所述开关电容和主滤波器积分电容101的比例也可以做到较高的精度。由此可以看出,通过恒定Gm偏置来取代辅助PLL对滤波器进行偏置控制和调谐,能够很好的稳定滤波器的频率特性。
如图3所示,一种电路10000,在结构中包括了上述本发明的实施例的跨导电容滤波器11601。
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解,本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此,凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案,皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。
Claims (10)
1.一种跨导电容滤波器,其特征在于,包括恒定Gm偏置电路和主滤波器,所述恒定Gm偏置电路输出控制电压Vct到所述主滤波器。
2.如权利要求1所述的跨导电容滤波器,其特征在于,所述恒定Gm偏置电路包括PMOS管电流镜、电流镜旁路电容、NMOS管电流镜和开关电容,所述PMOS管电流镜和所述NMOS管电流镜连接,所述电流镜旁路电容连接所述PMOS管电流镜,滤除所述PMOS管电流镜的电流噪声,所述开关电容连接所述NMOS管电流镜。
3.如权利要求2所述的跨导电容滤波器,其特征在于,所述PMOS管电流镜包括PMOS管一和PMOS管二。
4.如权利要求3所述的跨导电容滤波器,其特征在于,所述NMOS管电流镜包括NMOS管一和NMOS管二。
5.如权利要求4所述的跨导电容滤波器,其特征在于,所述PMOS管一和所述PMOS管二的漏极分别和所述NMOS管一和所述NMOS管二的漏极连接。
6.如权利要求5所述的跨导电容滤波器,其特征在于,所述开关电容两侧分别连接所述NMOS管二的源极和地。
8.如权利要求7所述的跨导电容滤波器,其特征在于,所述开关电容等效为电阻,阻值R=(Cs Fck)-1,其中Cs是所述开关电容的容值,Fck是开关控制信号的频率。
10.一种电路,其特征在于,包括如权利要求1-9任一所述的跨导电容滤波器。
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