CN111030479B - 有源钳位反激式电源转换器与相关的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种有源钳位反激式电源转换器包含：有源钳位电路，其与变压器的主绕组并联。该有源钳位电路包含有串联的上臂开关与电容。该有源钳位反激式电源转换器并包含有下臂开关，其连接该主绕组至第一电源线。该控制方法包含：开关下臂开关，产生N个连续开关周期，其中，N为大于1的整数，至少该第N个开关周期为改良式反激周期，其他为正常反激周期；使每一开关周期不小于遮蔽时间，其中，该遮蔽时间依据该有源钳位反激式电源转换器的负载而产生；于每一正常反激周期中，固定维持该上臂开关关闭；以及，于每一改良式反激周期中，在该遮蔽时间之后，开启该上臂开关，产生上臂开启时间，以使该下臂开关进行零电压切换。

Description

有源钳位反激式电源转换器与相关的控制方法

技术领域

本发明大致关于有源钳位反激式电源转换器以及相关的控制方法，尤其是关于可以具有无能量损耗的有源钳位电路的有源钳位反激式电源转换器的相关技术。

背景技术

反激式电源转换器(flyback power converter)已经是广泛的使用于许多电子产品的电源供应器中，举例来说，像是家电、计算机、电池充电器等等。为了提升电能转换效能，有源钳位(active-clamp)电路用来改善了一般反激式电源转换器的缓冲器(snubber)的能量损耗的问题。一般具有有源钳位电路的反激式电源转换器，称为有源钳位反激式(active clamp flyback，ACF)电源转换器。在重载情形下，ACF电源转换器往往在电能转换效能上表现优异。但是在轻载情形下，ACF电源转换器却往往因为主绕组中的循环电流(circulated current)，具有高的电能损失。

德州仪器提供了以UCC28780的反激控制器所控制的反激式电源转换器。UCC28780可以随着负载大小，切换于四种操作模式之中，只是，从UCC28780的规格书(datasheet)中可以发现，UCC28780的系统应用电路中，有源钳位电路中还是需要一个泄流电阻(bleederresistor)，来将有源钳位电路中电容所存放的电能，缓慢的释放掉。显然，UCC28780并没有完全发挥有源钳位电路的优点。因为泄流电阻的存在，德州仪器所提供的有源钳位电路还是会有能量的损耗。

而且，习知的ACF电源转换器，在系统设计上，也往往困扰于电磁干扰问题(electromagnetic interference，EMI)以及/或是杂音(audible noise)的问题。

发明内容

依据本发明所实施的一种控制方法，适用于一种有源钳位反激式电源转换器。该有源钳位反激式电源转换器包含有一有源钳位电路，其与一变压器的一主绕组并联。该有源钳位电路包含有串联的一上臂开关与一电容。该有源钳位反激式电源转换器并包含有一下臂开关，其连接该主绕组至一第一电源线。该控制方法包含有：开关一下臂开关，产生N个连续开关周期，其中，N为大于1的整数，至少该第N个开关周期为改良式反激周期，其他为正常反激周期；使每一开关周期不小于一遮蔽时间，其中，该遮蔽时间系依据该有源钳位反激式电源转换器的一负载而产生；于每一正常反激周期中，固定维持该上臂开关关闭；以及，于每一改良式反激周期中，在该遮蔽时间之后，开启该上臂开关，产生一上臂开启时间，以使该下臂开关进行零电压切换。

本发明的实施例提供一种有源钳位反激式电源转换器，包含有一下臂开关、一上臂开关、以及一控制电路。该下臂开关连接一变压器的一主绕组至一第一电源线。该上臂开关与一电容串联以构成一有源钳位电路。该有源钳位电路并联于该主绕组。该控制电路架构来依据一补偿信号以及一电流检测信号，控制该上臂开关以及该下臂开关，用以调整该有源钳位反激式电源转换器的一输出电压。该控制电路可选择性地操作于数个操作模式中的一个。该等操作模式包含有一反激模式。当该控制电路操作于该反激模式时，该控制电路开关该下臂开关，产生数个开关周期，包含有一改良式反激周期以及一正常反激周期。于每一正常反激周期中，该控制电路使该上臂开关维持关闭。于每一改良式反激周期中，该控制电路使该上臂开关于一遮蔽时间后开启，产生一上臂开启时间，以使该下臂开关进行零电压切换。该控制电路系依据该有源钳位反激式电源转换器的一负载，产生该遮蔽时间。

附图说明

图1为依据本发明所实施的ACF电源转换器10。

图2举例显示ACF模式以及反激模式。

图3A为ACF电源转换器10操作于ACF模式时的一些信号的波形。

图3B为ACF电源转换器10操作于反激模式时的一些信号的波形。

图4放大说明图3A中，下臂开启时间T_ON-L内的电流检测电压V_CS的波形。

图5A显示图1的实施例中，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP的关系。

图5B显示图1的实施例中，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP的关系。

图5C显示图1的实施例中，处于稳态时，输出电流I_O与补偿电压V_COMP的关系，以及ACF模式与反激模式之间的切换。

图6显示图1的ACF电源转换器10操作于反激模式时的数个连续的开关周期T_CYC。

图7为电源控制器14中所使用的控制方法60。

具体实施方式

在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的组件，且为业界具有一般知识能力者可以依据本说明书的教导而推知。为说明书的简洁度考虑，相同的符号的组件将不再重述。

图1为依据本发明所实施的ACF电源转换器10。桥式整流器BD将交流市电V_AC整流，提供输入电源线IN以及输入地电源线GNDI。输入电压V_IN于输入电源线IN上。变压器TF包含有主绕组LP、二次侧绕组LS以及辅助绕组LA，彼此电感性地耦接在一起。主绕组LP、下臂开关LSS、以及电流检测电阻RCS相串联于输入电源线IN与输入地电源线GNDI之间。下臂开关LSS以及电流检测电阻RCS连接主绕组LP至输入地电源线GNDI。通过电流检测接脚CS，电流检测电阻RCS提供电流检测电压V_CS给电源控制器14。上臂开关HSS与电容CAC相串联，构成有源钳位电路ACC。有源钳位电路ACC跟主绕组LP相并联。当下臂开关LSS导通时，电流检测电压V_CS可以代表流经主绕组LP的绕组电流I_M。

电源控制器14，其可以是一集成电路，通过接脚HD与LD，来控制驱动器DVR。驱动器DVR可以是另一个集成电路，提供上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS，分别控制上臂开关HSS与下臂开关LSS。上臂开关HSS与下臂开关LSS可以是耐高压的GaN晶体管或是MOS晶体管。在另一个实施例中，驱动器DVR、上臂开关HSS与下臂开关LSS全部整合在一个封装好的集成电路中。电源控制器14与驱动器DVR一起可以视为一控制电路，提供上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS，分别控制上臂开关HSS与下臂开关LSS。

电源控制器14通过上臂开关HSS与下臂开关LSS的开关，使得绕组电流I_M产生变化，也使得位于二次侧的二次侧绕组LS通过电感性感应，产生了交流电压/电流。整流二次侧绕组LS上的交流电压/电流可以提供输出电源线OUT以及输出地电源线GNDO。输出电源线OUT上的输出电压V_OUT可以用来对负载13供电，而流经负载13的电流为输出电流I_O。举例来说，负载13是一可充电式电池。

为了调整供应给负载13的输出电压V_OUT，误差放大器EA、光耦合器OPT、以及补偿电容CCOMP一起，提供负回馈控制给予电源控制器14。位于二次侧的误差放大器EA比较输出电压V_OUT与目标电压V_REF-TAR，通过提供直流隔绝的光耦合器OPT，来控制产生补偿电容CCOMP上的补偿电压V_COMP。举例来说，当输出电压V_OUT高过目标电压V_REF-TAR时，补偿电压V_COMP下降，ACF电源转换器10转换给负载13的电能将变少，目标是使输出电压V_OUT大约维持在目标电压V_REF-TAR附近。

位于一次侧的辅助绕组LA上的交流电压/电流，经过整流后，产生操作电源V_CC，其连接在电源控制器14的电源接脚VCC上，大致提供电源控制器14所需要的操作电能。电阻RA与RB相串联，构成一个分压电路，其与辅助绕组LA并联。电阻RA与RB之间的连接点则连接到电源控制器14的回馈接脚FB，其上具有回馈电压V_FB。

电源控制器14与驱动器DVR，以电流检测电压V_CS、补偿电压V_COMP、以及回馈电压V_FB作为输入，来产生上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS。

在一实施例中，电源控制器14选择性的切换操作于两个操作模式，只是本发明并不限于此。在另一实施例中，电源控制器14可以选择性的切换于三个或以上的操作模式。图2举例显示两个操作模式，以下称为ACF模式以及反激(flyback)模式。大致上来说，ACF模式大约适用于负载13为重载或是中载的状态，而反激模式大致适用于负载13为中载或是轻载的状态。

如同图2所示，当操作于ACF模式时，电源控制器14：1)使得上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS大致为互补，并进行零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)；2)大约固定开关频率f_CYC，但有抖频(jittering)；以及，3)依据补偿电压V_COMP调变峰值V_CS-PEAK。峰值V_CS-PEAK代表电流检测电压V_CS的局部最大值，稍后将详细解释。当操作于ACF模式时，电源控制器14检查依据电流检测电压V_CS所定义的正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N是否符合一预定关系，来判断是否脱离ACF模式，进入反激模式。正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N表示当下臂开关LSS导通时，电流检测电压V_CS分别为正与为负的时间。

当操作于ACF模式时，相较于补偿电压V_COMP，由正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N-所构成的预定关系，更能代表负载13的状态。

当操作于反激模式时，电源控制器14：1)大致使上臂开关HSS维持关闭；2)固定峰值V_CS-PEAK；以及，3)依据补偿电压V_COMP调变开关频率f_CYC，并加入抖频。同时，电源控制器14检查是否补偿电压V_COMP是否大于参考电压V_COMP-REF，来判断是否脱离反激模式，进入ACF模式。

请同时参考图2与图3A。图3A为ACF电源转换器10操作于ACF模式时的一些信号的波形。由上到下，图3A中的波形分别是电源控制器14内部自己产生的频率信号CLK、上臂信号DRV_HS、下臂信号DRV_LS、电流检测电压V_CS、位于上臂开关HSS与下臂开关LSS之间连接点上的开关电压V_SW、位于辅助绕组LA上的绕组电压V_AUX。

电源控制器14具有一频率产生器(未显示)，可提供频率信号CLK，可以定义出开关周期T_CYC。频率信号CLK的频率，也就是开关周期T_CYC的倒数，大约会等于下臂信号DRV_LS的开关频率f_CYC。

当操作于ACF模式时，开关频率f_CYC大约为一固定频率，也可以加上抖频。此固定频率独立于补偿电压V_COMP。举例来说，当操作于ACF模式时，开关频率f_CYC以200kHz为一中心频率，周期性地抖动变化于190kHz与210kHz之间，变化频率为400Hz，如此可以降低ACF模式时的EMI的问题。

当ACF电源转换器10操作于ACF模式时，电源控制器14使得上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS大致为互补(complementary)，如同图3A中的上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS所表示的。所以ACF模式也可以说是一互补模式。当上臂信号DRV_HS由逻辑上的“1”转变为“0”后，经过了空白时间(dead time)TD_F后，下臂信号DRV_LS就互补地由逻辑上的“0”转变为“1”。而当下臂信号DRV_LS由逻辑上的“1”转变为“0”后，经过了空白时间(dead time)TD_R后，上臂信号DRV_HS就互补地由逻辑上的“0”转变为“1”。

空白时间TD_R与TD_F是很短的，他们的存在，除了避免上臂开关HSS与下臂开关LSS同时开启导通所造成的短路穿透(short through)现象，也可以使上臂开关HSS与下臂开关LSS进行零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。整体来说，尽管有空白时间TD_R与TD_F，上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS还是可以视为互补。举例来说，当下臂信号DRV_LS由逻辑上的“1”转变为“0”后，绕组电压V_AUX会开始从负电压V_N开始快速上升，往正电压V_P逼近，而开关电压V_SW从0V开始快速上升，往电压V_CP接近，如同图3A所示。电压V_CP为上臂开关HSS与电容CAC的连接点上的电压。电源控制器14通过回馈电压V_FB来检测绕组电压V_AUX。一旦发现绕组电压V_AUX快要抵达正电压V_P了，那意味了开关电压V_SW也差不多要等于电压V_CP了，所以电源控制器14使上臂信号DRV_HS逻辑上的“0”转变为“1”，使上臂开关HSS进行ZVS。类似的，当上臂信号DRV_HS由逻辑上的“1”转变为“0”后，电源控制器14可以检测绕组电压V_AUX，来辨识开关电压V_SW是否大约掉到0V了，并在开关电压V_SW大约为0V时，使下臂信号DRV_LS由逻辑上的“0”转变为“1”，使下臂开关LSS进行ZVS。

下臂开启时间T_ON-L为下臂信号DRV_LS为逻辑上的“1”时的时段，也就是下臂开关LSS为导通的时段；相对的，上臂开启时间T_ON-H为上臂信号DRV_HS为逻辑上的“1”时的时段，也就是上臂开关HSS为导通的时段。

图3A也显示了电源控制器14如何调变峰值V_CS-PEAK。在图3A中，缩减补偿电压V_COMP-SC大约线性的关联于补偿电压V_COMP。举例来说，V_COMP-SC＝K*V_COMP，其中K为介于0与1之间的常数。电路上可以以一分压电阻电路切割补偿电压V_COMP，而产生缩减补偿电压V_COMP-SC。缩减补偿电压V_COMP-SC可以用来控制峰值V_CS-PEAK。举例来说，在下臂开启时间T_ON-L时，电流检测电压V_CS随着时间而上升。当电源控制器14发现电流检测电压V_CS超过缩减补偿电压V_COMP-SC时，电源控制器14就结束下臂开启时间T_ON-L，并经过空白时间TD_R后，开始上臂开启时间T_ON-H。因此，在空白时间TD_R内，电流检测电压V_CS变成0V，产生了峰值V_CS-PEAK，其大约等于缩减补偿电压V_COMP-SC，如同图3A所示。因此，电源控制器14依据补偿电压V_COMP，来调变峰值V_CS-PEAK。相较于图3A的左边的开关周期，图3A的右边的开关周期中，缩减补偿电压V_COMP-SC增加了，所以峰值V_CS-PEAK也增加了。换言之，电源控制器14使峰值V_CS-PEAK大约线性地关联于补偿电压V_COMP。

在图3A中，一个开关周期T_CYC，依序由空白时间TD_F、下臂开启时间T_ON-L、空白时间TD_R、与上臂开启时间T_ON-H所构成。频率信号CLK的一脉冲结束了上臂开启时间T_ON-H，开始空白时间TD_F。开关电压V_SW大约为0V时，空白时间TD_F结束，下臂开启时间T_ON-L开始。当电流检测电压V_CS超过缩减补偿电压V_COMP-SC时，下臂开启时间T_ON-L结束，空白时间TD_R开始。当开关电压V_SW大约为电压V_CP时，空白时间TD_R结束，上臂开启时间T_ON-H开始。频率信号CLK的下一脉冲结束了上臂开启时间T_ON-H，也结束了一个开关周期T_CYC。

ACF模式也是一种连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)，因为流经主绕组LP的绕组电流I_M一直在变化，不会停止在0A。

请同时参考图2与图3B。图3B为ACF电源转换器10操作于反激模式时的一些信号的波形。由上到下，图3B中的波形分别是频率信号CLK、上臂信号DRV_HS、下臂信号DRV_LS、电流检测电压V_CS、开关电压V_SW、以及绕组电压V_AUX。

如同图3B所示，当操作于反激模式时，如同字面上所代表的，上臂信号DRV_HS大致维持于逻辑上的“0”，使上臂开关HSS为关闭状态，只有以下臂信号DRV_LS来切换下臂开关LSS。反激模式是一非互补模式，因为上臂信号DRV_HS与下臂信号DRV_LS并不相互补。

在图3B中，频率信号CLK的一脉冲开始一开关周期T_CYC，也开始了下臂开启时间T_ON-L。当电流检测电压V_CS超过固定的参考电压V_CS-REF时，下臂开启时间T_ON-L结束，解磁时间T_DMG开始。参考电压V_CS-REF独立于补偿电压V_COMP。在解磁时间T_DMG中，二次侧绕组LS释放能量，用以建立输出电压V_OUT。当二次侧绕组LS释放能量完毕，解磁时间T_DMG结束，振荡时间T_OSC开始，开关电压V_SW开始振荡，如同图3B所示。之后，频率信号CLK的下一个脉冲结束了振荡时间T_OSC，也结束了一开关周期T_CYC。如同图3B所示，当操作于反激模式时，一开关周期T_CYC是由下臂开启时间T_ON-L、解磁时间T_DMG、与振荡时间T_OSC所构成。

如同图3B所示，当操作于反激模式时，峰值V_CS-PEAK并不随着缩减补偿电压V_COMP-SC或是补偿电压V_COMP变化而改变，大约维持等于固定的参考电压V_CS-REF。因此，峰值V_CS-PEAK独立于补偿电压V_COMP。

当操作于反激模式时，产生频率信号CLK的频率产生器受到补偿电压V_COMP所控制。相较于图3B的左边的开关周期，在图3B的右边之开关周期中，缩减补偿电压V_COMP-SC减少了，造成了开关周期T_CYC的长度增加。

当操作于反激模式时，也可以加上抖频，用以降低EMI的问题。举例来说，当操作于反激模式时，开关频率f_CYC以一平均频率为中心，周期性地变化于上限频率与下限频率之间，而平均频率是补偿电压V_COMP的函数。

尽管图3B显示上臂开关HSS固定为关闭状态，但本发明并不限于此。在另一个实施例中，当操作于反激模式时，上臂开关HSS并没有在下臂开启时间T_ON-L与解磁时间T_DMG为导通状态，但是可以在振荡时间T_OSC内短暂的开启，用以释放主绕组LP的漏感存放在电容CAC上的电能。

反激模式也是一种非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)，因为流经主绕组LP的绕组电流I_M有一段时间会停止在0A。

当操作于反激模式时，如果电源控制器14发现补偿电压V_COMP大于参考电压V_COMP-REF，电源控制器14就可以脱离反激模式，进入ACF模式。

图4放大说明图3A中，下臂开启时间T_ON-L内的电流检测电压V_CS的波形。当操作于ACF模式时，在下臂开启时间T_ON-L一开始时，主绕组LP的绕组电流I_M可能是负的，因此导致电流检测电压V_CS一开始为负。在下臂开启时间T_ON-L内，因为输入电压V_IN对主绕组的增磁，电流检测电压V_CS-随着时间线性的增加，直到电流检测电压V_CS-超过缩减补偿电压V_COMP-SC时。如同图4所示，当电流检测电压V_CS为负的时段，称为负电流时间T_ON-N；当电流检测电压V_CS为正的时段，称为正电流时间T_ON-P。唯有正电流时间T_ON-P大于负电流时间T_ON-N时，ACF电源转换器10才能对输出电压V_OUT提供电能。换言之，当正电流时间T_ON-P非常接近负电流时间T_ON-N时，代表负载13可能不是处于重载状态，可能是处于中载状态或是轻载状态。

图4也可以发现，操作于ACF模式时，补偿电压V_COMP或是缩减补偿电压V_COMP-SC并不能代表负载13的状态，因为有负电流时间T_ON-N的存在。所以，相较于依据补偿电压V_COMP来脱离ACF模式，依据正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N来决定是否脱离ACF模式，将是比较好的选择。

如同图2所举例的，在一实施例中，电源控制器14检查正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N是否符合一预定关系，来判断是否脱离ACF模式，进入反激模式。举例来说，当T_ON-P<T_ON-N+K_T时，电源控制器14可以脱离ACF模式，进入反激模式，其中，K_T为一固定值。这预定关系并非限定于比较正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N的大小，在另一个实施例中，电源控制器14检查吸能工作周期D_ON-P是否小于一定值，其中吸能工作周期D_ON-P定义为T_ON-P/(T_ON-P+T_ON-N)。当吸能工作周期D_ON-P小于该定值时，电源控制器14可以脱离ACF模式，进入反激模式。

在一实施例中，当正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N符合该预定关系时，电源控制器14就马上脱离ACF模式，进入反激模式，但本发明并不限于此。在另一个实施例中，当该预定关系持续符合一段预定时间，例如1ms，电源控制器14才脱离ACF模式，进入反激模式。这样延迟一段预定时间才脱离ACF模式的方法，可以在负载瞬时反应(load transientresponse)测试时得到好处。假定这一段预定时间是1ms，且在负载瞬时反应测试下，负载13的轻重载切换周期小于1ms，意味着负载13脱离重载状态不超过1ms，就会回到重载状态。那在如此负载瞬时反应测试下，电源控制器14就会一直操作于ACF模式，不会进入反激模式。如此ACF电源转换器10享有比较快的反应速度以及比较稳定的输出电压。

图5A显示图1的实施例中，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP的关系。当操作于ACF模式时，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP的关系，以线条Cf_CYC-ACF表示；当操作于反激模式时，则以线条Cf_CYC-FLY表示。线条Cf_CYC-ACF显示，操作于ACF模式时，开关频率f_CYC为固定值f_H，独立于补偿电压V_COM。线条Cf_CYC-FLY，在补偿电压V_COMP介于4.3V与0.7V之间，则显示了操作于反激模式时，开关频率f_CYC与补偿电压V_COMP有一正向的线性关系；开关频率f_CYC随着补偿电压V_COMP增加而线性地增加。当图1的实施例具有抖频的功能时，线条Cf_CYC-ACF与Cf_CYC-FLY，就分别表示操作于ACF模式与反激模式时，开关频率f_CYC抖频时的平均频率。

图5A也显示了，当补偿电压V_COMP低于0.5V时，电源控制器14可以操作于丛发模式(burst mode)，不论先前是操作于ACF模式或是反激模式。丛发模式可以节省开关损失，提升轻载或是无载状态时的电能转换效率。当输出电流I_O很低但大于0A，使得补偿电压V_COMP低于0.5V时，电源控制器14就关闭上臂开关HSS以及下臂开关LSS，使开关频率f_CYC为0，停止电能转换。但是，既然输出电流I_O大于0A，没有电能转换的结果，最终将会导致补偿电压V_COMP随着时间而上升。一旦电源控制器14发现补偿电压V_COMP超过0.7V，电源控制器14就恢复为操作于ACF模式或是反激模式，开始电能转换。如果输出电流I_O依然很低，ACF电源转换器10供应给负载13的电能大于负载13所消耗的电能，一段时间后，补偿电压V_COMP将会再度低于0.5V，导致电能转换停止。如此，开关频率f_CYC会循环地一段时间不为0Hz，另一段时间为0Hz，这称为丛发模式。

图5B显示图1的实施例中，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP的关系。当操作于ACF模式时，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP的关系，以线条CV_CS-P-ACF表示；当操作于反激模式时，则以线条CV_CS-P-FLY表示。线条CV_CS-P-ACF显示，操作于ACF模式时，峰值V_CS-PEAK与补偿电压V_COMP有一正向的线性关系；峰值V_CS-PEAK随着补偿电压V_COMP增加而增加。线条CV_CS-P-FLY则显示了，操作于反激模式时，峰值V_CS-PEAK为固定的参考电压V_CS-REF，独立于补偿电压V_COMP。

图5C显示图1的实施例中，处于稳态时，输出电流I_O与补偿电压V_COMP的关系，以及ACF模式与反激模式之间的切换。当操作于ACF模式时，输出电流I_O与补偿电压V_COMP的关系以线条CI_O-ACF表示；当操作于反激模式时，则以线条CI_O-FLY表示。假定ACF电源转换器10的起始状态是输出电流I_O小于参考电流I_O-2，依据图5C，电源控制器14一开始是操作于反激模式。输出电流I_O的改变，将会使补偿电压V_COMP依据线条CI_O-FLY而跟着变化。之后，假定输出电流I_O逐渐地增加。当输出电流I_O超过参考电流I_O-1时，电源控制器14发现了补偿电压V_COMP大于参考电压V_COMP-REF。因此，电源控制器14脱离反激模式，进入ACF模式，补偿电压V_COMP会跳跃式的增高，如同图5C所示。之后，输出电流I_O的改变，将会使补偿电压V_COMP依据线条CI_O-ACF而跟着变化。之后，当输出电流I_O缩小到参考电流I_O-2时，电源控制器14发现了正电流时间T_ON-P与负电流时间T_ON-N已经符合脱离ACF模式的预定关系，因此脱离ACF模式，进入反激模式，补偿电压V_COMP会跳跃式的减少。

图6显示图1的ACF电源转换器10操作于反激模式时的数个连续的开关周期T_CYC。在图6中，ACF电源转换器10以下臂信号DRV_LS开关下臂开关LSS，持续地、周期性地产生连续N个开关周期T_CYC，其中N为大于1的整数，举例来说，N可以是8。

由上而下，图6中的波形分别是频率信号CLK、上臂信号DRV_HS、下臂信号DRV_LS、电流检测电压V_CS、开关电压V_SW、遮蔽信号S_BLAN、以及计数CNT。

遮蔽信号S_BLAN由电源控制器14内部所产生，用以提供一遮蔽时间T_BLAN(blankingtime)。在每一个开关周期T_CYC中，至少遮蔽时间T_BLAN过去了之后，下一个开关周期T_CYC才可以开始。因此，每个开关周期T_CYC不小于遮蔽时间T_BLAN。遮蔽时间T_BLAN可以依据负载13而产生。在实施例中，遮蔽时间T_BLAN依据补偿电压V_COMP而产生，而遮蔽频率f_BLAN(＝1/T_BLAN)与补偿电压V_COMP的关系，大致可以以图5A的线条Cf_CYC-FLY表示。

电源控制器14中提供有一计数器(未显示)，存有计数CNT，用来数算这些开关周期T_CYC。图6显示，当计数CNT显示有N个开关周期T_CYC出现后，计数CNT重置为1，重新计数。

图7为电源控制器14中所使用的控制方法60。当计数CNT为1到N-1时，表示当下为第1到第N-1个开关周期T_CYC，步骤62中检查计数CNT是否为N的检查结果将为否定，控制方法60将从步骤62前进到正常反激周期中的步骤。因此，第1到第N-1个开关周期T_CYC视为正常反激周期。当计数CNT为N时，表示当下为第N个开关周期T_CYC，步骤62中的检查结果将为肯定，控制方法60从步骤62前进到改良式反激周期中的步骤。因此，第N个开关周期T_CYC视为改良式反激周期。

换言之，图6中的计数CNT为1到N-1时的开关周期T_CYC，都是正常反激周期；计数CNT为N的开关周期T_CYC，则是改良式反激周期。在改良式反激周期结束时，计数CNT重置成1，重新计数。图6显示了每N个连续开关周期T_CYC中，有一改良式反激周期，其他都是正常反激周期。但本发明并不限于此。在另一个实施例中，每N个连续开关周期T_CYC中，有数个连续的改良式反激周期，其他都是正常反激周期。

以图6为例，正常反激周期跟改良式反激周期之间的主要差异其中之一，在于上臂信号DRV_HS的波形。在一正常反激周期内，上臂信号DRV_HS固定是逻辑上的“0”，保持上臂开关HSS为关闭状态。不一样的，改良式反激周期中，上臂信号DRV_HS大部分时间是在逻辑上的“0”，但只有在改良式反激周期快要结束时，才短暂的为逻辑上的“1”，短暂地使上臂开关HSS为开启的导通状态。因此，在改良式反激周期中，开关周期T_CYC包含有上臂开启时间T_ON-H，如同图6的第N个开关周期T_CYC所显示。

每个正常反激周期中，因为上臂开关HSS一直保持在关闭状态，因此，主绕组的漏感在每个下臂开启时间T_ON-L所产生的磁能，将转换成电能，累积于电容CAC上，使得电压V_CP增加。每个改良式反激周期中，因为上臂开关HSS短暂的开启，所以电容CAC上累积的电能，可以释放转换给输出电压V_OUT，提高转换效率。而且，也可以降低电压V_CP以及下臂开关LSS于关闭时必须承受的电压，避免下臂开关LSS因为过高的电压应力而损伤。

因此，本发明的实施例中，有源钳位电路并不需要一个泄流电阻，不但可以增加转换效率，也可以降低生产成本。如同图1的ACF电源转换器10所举例的，有源钳位电路ACC在上臂开关HSS关闭时，不会有能量的损耗，为一能量无损耗有源钳位电路。

请参阅图7，在每一正常反激周期中，步骤64a以下臂信号DRV_LS开启下臂开关LSS，产生下臂开启时间T_ON-L，并大约固定峰值V_CS-PEAK。以图6中的第1个开关周期T_CYC为例。第1个开关周期T_CYC中大部分的信号波形可以参考图3B以及相关解释而得知，不再重述。如同图6中的第1个开关周期T_CYC所举例，遮蔽时间T_BLAN与下臂开启时间T_ON-L一起开始。遮蔽时间T_BLAN的长短可以随着负载13而调整。在第1个开关周期T_CYC中，遮蔽时间T_BLAN涵盖了下臂开启时间T_ON-L、解磁时间T_DMG、以及部份的振荡时间T_OSC。第1个开关周期T_CYC的振荡时间T_OSC内，开关电压V_SW振荡，产生波峰PK₁、PK₂以及波谷VY₁、VY₂、VY₃。

图7的步骤66a等待遮蔽时间T_BLAN过去。图6中的第1个开关周期T_CYC中，遮蔽时间T_BLAN大约结束于波峰PK₂出现后。

图7的步骤68接续步骤66a，检测并等待一波谷出现。当步骤68发现到波谷出现时，此正常反激周期结束，并在步骤70中使计数CNT增加1。图6的第1个开关周期T_CYC中，在时间点t_DET检测到波谷VY₃的出现，因此，频率信号CLK结束第1个开关周期T_CYC。在时间点t_DET，计数CNT增加1，第2个开关周期T_CYC开始。

请参阅图7，在每一改良式反激周期中的步骤64b与66b，相同于正常反激周期中的步骤64a与66a，可以参阅先前的说明得知，不再重述。图6中的第N个开关周期T_CYC为一改良式反激周期，其中，遮蔽时间T_BLAN涵盖了下臂开启时间T_ON-L、解磁时间T_DMG、以及部份的振荡时间T_OSC。第N个开关周期T_CYC的振荡时间T_OSC内，开关电压V_SW振荡，产生波峰PK₁、PK₂、PK₃以及波谷VY₁、VY₂、VY₃。

图7的步骤72接续步骤66b，检测并等待一波峰出现。当步骤72发现到波峰出现时，步骤74接着开启上臂开关HSS，开始上臂开启时间T_ON-H。如同图6的第N个开关周期T_CYC中所示，波峰PK₃为遮蔽时间T_BLAN之后第一个出现的波峰。所以上臂开启时间T_ON-H开始于波峰PK₃出现时。在上臂开启时间T_ON-H内，上臂开关HSS与电容CAC的连接点上的电压V_CP将会因放电而下降。

在一些实施例中，每一改良式反激周期内的上臂开启时间T_ON-H都只有出现一次，而且是在遮蔽时间T_BLAN结束之后，如同图6所举例。

在一些实施例中，每一改良式反激周期内的上臂开启时间T_ON-H都一样，为一预设的时间长度，但本发明不限于此。在一些实施例中，上臂开启时间T_ON-H的长度系由上臂开关HSS与电容CAC的连接点上的电压V_CP所决定，而电压V_CP可由绕组电压V_AUX所感应，而绕组电压V_AUX可通过回馈接脚FB被电源控制器14所检测。举例来说，在上臂开启时间T_ON-H内，电源控制器14通过回馈接脚FB，检测电压V_CP。当电源控制器14发现电压V_CP已经低于一参考值时，电源控制器14才结束一改良式反激周期内的上臂开启时间T_ON-H。

接续步骤74的上臂开启时间T_ON-H结束后，图7的步骤76等待空白时间T_DF，并在开关电压V_SW大约为0V时，使下臂信号DRV_LS由逻辑上的“0”转变为“1”，也就是使下臂开关LSS进行ZVS。步骤78结束第N个开关周期T_CYC，重置计数CNT，使其为1，让下一个开关周期T_CYC开始。

从图6以及图7中的例子可知，在ACF电源转换器10操作于反激模式时，ACF电源转换器10可以视为一准谐振电源转准换器(quasi-resonant power converter)，因为正常反激周期与改良式反激周期都大约结束于一波谷出现时，显示出波谷切换。波谷切换可以降低切换损失，但本发明并不限于此。在ACF电源转换器10操作于反激模式时，ACF电源转换器10不一定要进行波谷切换。举例来说，在一些实施例中，图7中的步骤68可以省略。也就是在一些实施例中的正常反激周期中，大约当遮蔽时间T_BLAN一结束，就开始下一个开关周期。

尽管图6以及图7举例了一改良式反激周期中，上臂开启时间T_ON-H开始于波峰PK₃出现时，但本发明并不限于此。在其他实施例中，图7中的步骤72可以修改或是省略。在一些实施例中，图7中的步骤72修改为检测等待一波谷的出现，也就是上臂开启时间T_ON-H开始于遮蔽时间T_BLAN结束后的第一个波谷。在一些实施例中，图7中的步骤72省略，也就是上臂开启时间T_ON-H紧接于遮蔽时间T_BLAN结束后。

尽管先前的解说中，N为一固定整数，但本发明并不限于此。在一实施例中，N可以适应性地被改变。举例来说，在图6中的第N个开关周期的上臂开启时间T_ON-H快要结束，电源控制器14可以通过回馈接脚FB来检测辅助绕组LA的绕组电压V_AUX，等同检测上臂开关HSS与电容CAC的连接点上的电压V_CP。当电压V_CP大于一默认合理范围时，表示N可能太多个了，因此在第N个开关周期结束时，将N减少1，相对地增加改良式反激周期出现的频率；相对的，当电压V_CP小于那默认合理范围时，N可以增加1，等同增加正常开关周期出现的频率。

以上所述仅为本发明之较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做之均等变化与修饰，皆应属本发明之涵盖范围。

附图标记列表

10 ACF电源转换器

13 负载

14 电源控制器

60 控制方法

62、62、64a、64b、66a、66b、70、72、74、76、78 步骤

ACC 有源钳位电路

BD 桥式整流器

CAC 电容

CCOMP 补偿电容

CI_O-ACF、CI_O-FLY、CV_CS-P-ACF、CV_CS-P-FLY、Cf_CYC-ACF、Cf_CYC-FLY 线条

CLK 频率信号

CNT 计数

CS 电流检测接脚

DVR 驱动器

DRV_HS 上臂信号

DRV_LS 下臂信号

EA 误差放大器

f_CYC 开关频率

f_H 固定值

FB 回馈接脚

GNDI 输入地电源线

GNDO 输出地电源线

HD、LD 接脚

HSS 上臂开关

I_M 绕组电流

IN 输入电源线

I_O 输出电流

I_O-1、I_O-2 参考电流

LA 辅助绕组

LP 主绕组

LS 二次侧绕组

LSS 下臂开关

OPT 光耦合器

OUT 输出电源线

PK₁、PK₂、PK₃ 波峰

RA、RB 电阻

RCS 电流检测电阻

S_BLAN 遮蔽信号

t_DET 时间点

T_BLAN 遮蔽时间

T_CYC 开关周期

TD_F、TD_R 空白时间

TF 变压器

T_DMG 解磁时间

T_ON-H 上臂开启时间

T_ON-L 下臂开启时间

T_ON-N 负电流时间

T_ON-P 正电流时间

T_OSC 振荡时间

V_AC 交流市电

V_AUX 绕组电压

V_CC 操作电源

V_COMP 补偿电压

V_COMP-REF 参考电压

V_COMP-SC 缩减补偿电压

V_CP 电压

V_CS 电流检测电压

V_CS-PEAK 峰值

V_CS-REF 参考电压

VCC 电源接脚

V_FB 回馈电压

V_IN 输入电压

V_OUT 输出电压

V_P 正电压

V_REF-TAR 目标电压

V_SW 开关电压

VY₁、VY₂、VY₃ 波谷

Claims (10)

1.一种控制方法，适用于一种有源钳位反激式电源转换器，该有源钳位反激式电源转换器包含有源钳位电路，其与变压器的主绕组并联，该有源钳位电路包含串联的上臂开关与电容，该有源钳位反激式电源转换器还包含有下臂开关，其连接该主绕组至第一电源线，该控制方法包含：

开关下臂开关，产生N个连续开关周期，其中，N为大于1的整数，至少该第N个开关周期为改良式反激周期，其他为正常反激周期；

使每一开关周期不小于遮蔽时间，其中，该遮蔽时间系依据该有源钳位反激式电源转换器的负载而产生；

于每一正常反激周期中，固定维持该上臂开关关闭；以及

于每一改良式反激周期中，在该遮蔽时间之后，开启该上臂开关，产生上臂开启时间，以使该下臂开关进行零电压切换。

2.如权利要求1所述的控制方法，其中，该下臂开关上的开关电压于解磁时间之后开始振荡，产生至少一波峰以及一波谷，该控制方法包含：

于每一改良式反激周期中，等待该波峰出现；以及

于该波峰出现时，开始该上臂开启时间。

3.如权利要求1所述的控制方法，其中，该下臂开关上的开关电压于解磁时间之后开始振荡，产生至少一波峰以及一波谷，该控制方法包含：

于每一改良式反激周期中，等待该波谷出现；以及

于该波谷出现时，开始该上臂开启时间。

4.如权利要求1所述的控制方法，其中，该等N个开关周期中，只有该第N个开关周期为改良式反激周期，其他为正常反激周期。

5.如权利要求1所述的控制方法，包含：

开关该下臂开关，以持续性地产生该N个连续开关周期。

6.如权利要求5所述的控制方法，其中，N为固定整数。

7.如权利要求5所述的控制方法，包含：

提供计数，用以数算该等连续开关周期；以及

当该等连续开关周期有N时，重置该计数。

8.如权利要求5所述的控制方法，其中，该变压器包含辅助绕组，该控制方法包含：

依据该上臂开启时间内时该辅助绕组的绕组电压，改变N。

9.如权利要求1所述的控制方法，包含有：

于每一改良式反激周期中，只有在该遮蔽时间之后，产生该上臂开启时间。

10.一种有源钳位反激式电源转换器，包含：

下臂开关，用以连接变压器的主绕组至第一电源线；

上臂开关，与电容串联以构成有源钳位电路，其中，该有源钳位电路并联于该主绕组；以及

控制电路，架构来依据补偿信号以及电流检测信号，控制该上臂开关以及该下臂开关，用以调整(regulate)该有源钳位反激式电源转换器的输出电压；

其中，该控制电路可选择性地操作于数个操作模式中的一个，该等操作模式包含有反激模式；

当该控制电路操作于该反激模式时，该控制电路开关该下臂开关，产生数个开关周期，包含有改良式反激周期以及正常反激周期；

于每一正常反激周期中，该控制电路使该上臂开关维持关闭；

于每一改良式反激周期中，该控制电路使该上臂开关于遮蔽时间后开启，产生上臂开启时间，以使该下臂开关进行零电压切换；以及

该控制电路系依据该有源钳位反激式电源转换器的负载，产生该遮蔽时间。

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