CN110784179B - 一种双平衡fet混频器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了双平衡FET混频器，所述双平衡FET混频器包括FET环形混频核心、射频平面巴伦、本振平面巴伦和中频平面巴伦，所述FET环形混频核心由第一FET管、第二FET管、第三FET管和第四FET管相互连接而成，所述射频平面巴伦、本振平面巴伦和中频平面巴伦均采用MARCHAND巴伦，直流偏置电压VG通过本振平面巴伦的耦合线引入到四个FET器件的栅级，四个FET器件的栅压直流偏置电压VG，通过调节直流偏置电压VG来控制第一FET管、第二FET管、第三FET管和第四FET管的偏置状态。

Description

一种双平衡FET混频器

技术领域

本发明涉及微波毫米波电路技术领域，尤其涉及一种双平衡FET混频器，并涉及采用该双平衡FET混频器的IQ混频器。

背景技术

混频器是射频微波电路系统中不可或缺的部件。不论是微波通信、雷达、遥控、遥感、还是侦察与电子对抗，以及微波测量系统，都必须把微波信号用混频器降到中低频来进行处理。在实际中，绝大多数的调幅、单边带和数字发射机都需要混频器把信号频率变换到一个较高的频率，然后发射到空中；而为了便于系统后端的数字处理，需要利用混频器把接收到的信号频率变换到较低的中频频段，从而便于在中频频段进行有效的放大和滤波，同时也容易优化频段，从而提高接收机的增益和选择性。

从电路结构区分，现有技术中的混频器包括单端式混频、单平衡混频、双平衡混频。单端混频器采用一个混频管实现，电路结构简单，但噪声高，抑制干扰能力差。单平衡混频器采用两个特性相同的混频管，借助于平衡电桥，可使本振调幅噪声抵消，中频输出功率增强，相比于单端混频器，组合干扰密度减小50％。双平衡混频器采用四个特性相同的混频管，它比单平衡及单端混频器的优点在于可以抵消本振引入调幅噪声所产生的中频噪声。在工作原理上具有理想的本振至信号端口的隔离度，在中频输出端口能全部消除本振的偶次频率与信号的偶次频率组成的组合干扰，使组合干扰的频谱密度减小到单管混频器的25％。此外，它还具有隔离度高、动态范围大、互调干扰小和工作频带宽的优点。现有的毫米波双平衡混频器多为采用二极管的无源双平衡混频器，如图1所示。该类混频器主要部分由四个组成环形连接的二极管构成。射频端口的变压器将射频输入信号耦合到环形二极管，同时本振端口的变压器也将本振信号耦合到环形二极管上，通过二极管的非线性产生混频分量。由于二极管需要在一半的时间内工作在开启状态，因此对本振功率要求高。在毫米波频段，二极管双平衡混频器本振驱动功率一般要求在13dBm左右，增加了系统功耗；此外，当本振功率往较低方向变化时，变频损耗恶化速度较迅速，影响了系统性能。

IQ混频器(正交混频器)广泛用于宽带电子对抗和雷达系统中。它能把输入的射频信号变换成两路幅度相等、相位正交的中频信号。IQ混频器的重要特性是当射频频率从高于本振频率到低于本振频率变化时，两路中频输出信号之间的正交相位关系也相应地从超前到滞后进行改变。利用该特性可以设计实现镜像抑制混频器，还可以作为单边带调制器使用，输出新的射频信号。但是，目前的IQ混频器中的混频单元多采用二极管实现，本振驱动功率要求大。采用二极管双平衡混频单元的IQ混频器，本振驱动功率一般要求在16dBm左右，加大了系统功耗和设计难度。

发明内容

本发明所要解决的技术问题之一是降低双平衡FET混频器对本振功率的要求，降低混频损耗，提供混频增益。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种双平衡FET混频器，其特征在于，所述双平衡FET混频器包括FET环形混频核心、射频平面巴伦、本振平面巴伦和中频平面巴伦，所述FET环形混频核心由第一FET管、第二FET管、第三FET管和第四FET管相互连接而成；所述第一FET管的栅极与第四FET管的栅极连接，所述第一FET管的漏极与第二FET管的漏极连接，所述第一FET管的源极与第三FET管的源极连接，所述第二FET管的栅极与第三FET管的栅极连接，所述第二FET管的源极与第四FET管的源极连接，所述第三FET管的漏极与第四FET管的漏极连接；所述射频平面巴伦、本振平面巴伦和中频平面巴伦均采用MARCHAND巴伦，直流偏置电压VG通过本振平面巴伦的耦合线引入到四个FET器件的栅级，四个FET器件的栅压外接直流偏置电压VG，通过调节直流偏置电压VG来控制第一FET管、第二FET管、第三FET管和第四FET管的偏置状态。

在一个实施例中，所述本振平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND平面螺旋线巴伦，并且在连接左右对称结构的耦合线处设置有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VG引入到所述连接左右对称结构的耦合线处。

在一个实施例中，所述本振平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND耦合线巴伦，并且在对称结构的耦合线末端有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VG引入到所述对称结构的耦合线末端处。

在一个实施例中，所述双平衡FET混频器还包括直流偏置电压VD；VD通过所述射频平面巴伦或所述中频平面巴伦引入到所述FET环形混频核心中四个FET器件的漏级。

在一个实施例中，所述射频平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND平面螺旋线巴伦，并且在连接左右对称结构的耦合线处设置有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VD通过所述射频平面巴伦连接左右对称结构的耦合线处引入到四个FET器件的漏级。

在一个实施例中，所述射频平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND耦合线巴伦，并且在对称结构的耦合线末端有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VD通过所述射频平面巴伦耦合线并联射频旁路电容处引入到四个FET器件的漏级。

在一个实施例中，所述中频平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND平面螺旋线巴伦，连接左右对称结构的耦合线处设置有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VD通过所述中频平面巴伦耦合线并联射频旁路电容处引入到四个FET器件的漏级。

本发明还提出了一种毫米波IQ混频器，其包括一个射频正交耦合器，一个同相功率分配器以及两个双平衡FET混频器组成；本振信号经过功率分配器一分为二，等幅同相输出，分配到两个双平衡FET混频器本振输入口；射频信号经过正交耦合器后等幅正交的分配到两个双平衡FET混频器的射频输入口；最终输出两路等幅中频信号，所述两路中频信号的相位差为90°；所述两个双平衡FET混频器均采用权利要求1～7之一所述的双平衡FET混频器。

本发明还提出了一种毫米波IQ混频器，其包括一个射频正交耦合器，一个同相功率分配器以及两个双平衡FET混频器组成；本振信号经过正交耦合器后等幅正交的分配到两个双平衡FET混频器的本振输入口；射频信号经过功率分配器一分为二，等幅同相输出，分配到两个双平衡FET混频器射频输入口；最终输出两路等幅中频信号，所述两路中频信号的相位差为90°；所述两个双平衡FET混频器均采用权利要求1～7之一所述的双平衡FET混频器。

与现有技术相比，本发明的一个或多个实施例可以具有如下优点：

1.本发明的双平衡混频器，用四个FET器件代替传统的四个二极管，增加了端口隔离，可实现35dB以上端口隔离；

2.本发明的双平衡混频器，通过本振输入端给四个FET器件引入偏置电压VG，从而降低本振功率要求，对本振功率从原来的13dBm左右降到1dBm左右；

3.本发明的双平衡混频器，通过本振输入端给四个FET器件引入偏置电压VD，通过器件偏置电流为器件引入一定的信号放大器作用，从而降低了混频损耗，本实例中混频损耗优于-3dB，进一步的电路优化，甚至可以提供混频增益。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是现有技术中的双平衡FET混频器结构示意图；

图2是根据本发明第一实施例的双平衡FET混频器结构示意图；

图3是根据第一实施例中的第一巴伦的结构示意图；

图4是根据第一实施例中的第二巴伦的结构示意图；

图5是根据第一实施例双平衡FET混频器LO-RF隔离度曲线图；

图6是根据第一实施例双平衡FET混频器变频损耗曲线图；

图7是根据第一实施例双平衡FET混频器输入端反射系数曲线图；

图8是根据第一实施例双平衡FET混频器混频损耗随LO功率变化曲线图；

图9是根据第二实施例的电路结构示意图；

图10是根据第二实施例的双平衡FET混频器中的第一巴伦的结构示意图；

图11是根据第二实施例双平衡FET混频器变频损耗曲线图；

图12是根据第三实施例的正交混频器电路结构示意图；

图13是根据第三实施例的正交混频器电路中的正交耦合器结构示意图；

图14是根据第三实施例的正交混频器电路中的功率分配器结构示意图；

图15是根据第三实施例的IQ混频器中频单路输出的幅值特性曲线图；

图16是根据第三实施例的IQ混频器中频单路输出的相位特性曲线图；

图17是根据第三实施例的IQ混频器输入反射系数曲线图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，以下结合附图对本发明作进一步地详细说明。

第一实施例

图2是本发明第一实施例的双平衡FET混频器结构示意图。下面结合图2对本发明进行说明。

本实施例的双平衡FET混频器包括FET环形混频核心1、射频信号输入端2、本振信号输入端3、中频信号输出端4、第一巴伦5、第二巴伦6、第三巴伦7及偏置电压输入端8。所述FET环形混频核心1包括第一FET管11、第二FET管12、第三FET管13和第四FET管14。所述第一FET管11的栅极与第四FET管14的栅极连接，所述第一FET管11的漏极与第二FET管12的漏极连接，所述第一FET管11的源极与第三FET管13的源极连接。所述第二FET管12的栅极与第三FET管13的栅极连接，所述第二FET管12的源极与第四FET管14的源极连接。所述第三FET管13的漏极与第四FET管14的漏极连接。

射频信号经射频信号输入端2引入至第一巴伦5，经过第一巴伦5生成两路射频差分信号，其中一路射频差分信号接入所述第一FET管11的源极与第三FET管13的源极，另一路射频差分信号接入所述第二FET管12的源极与第四FET管14的源极。

本振信号经本振信号输入端3引入第二巴伦6，经过第二巴伦6生成两路本振差分信号，其中一路本振差分信号接入所述第一FET管11的栅极与第四FET管14的栅极，另一路本振差分信号接入所述第二FET管12的栅极与第三FET管13的栅极。

所述第一FET管11的漏极与第二FET管12的漏极输出信号，与所述第三FET管13的漏极与第四FET管14的漏极输出信号，作为一对差分信号输入第三巴伦7，经过第三巴伦7后得到中频信号并传输至中频信号输出端4。

所述偏置电压输入端8连接于第二巴伦6中的耦合线。通过将偏置电压VG引入至FET器件的栅极，可以有效的降低本振功率的需求。

本实施例中的第一巴伦5的结构如图3所示，第一巴伦5为MACHAND平面螺旋线巴伦，采用微带电路制作。在混频器中使用时，输入单端信号从端口P1进入，馈给主传输线51，同时信号耦合到耦合线52，耦合线52在图3中左右对称点处通过电路介质板上的过孔接地。输出同幅反向信号从端口P2、端口P3输出。

本实施例中的第三巴伦7的结构和第一巴伦5的结构相同，为MACHAND平面螺旋线巴伦，采用微带电路制作，只是在混频器中使用时，传输的是中频信号，因此第三巴伦7的尺寸比第一巴伦5的尺寸大。同时，混频单元产生的中频信号从端口P2，端口P3输入给第三巴伦7，第三巴伦7将输入的端口P2，端口P3信号合成为单端信号从端口P1输出。

本实施例中的第二巴伦6的结构如图4所示：为MACHAND平面螺旋线巴伦，采用微带电路制作，但与第一巴伦5和第三巴伦7不同，如图所示在耦合线62的左右对称点处并联射频旁路电容C2到地，以便引入外部馈电VG，同时仍能为RF信号提供射频地。C2连接点引出端口P4，端口P4与端口P2、端口P3构成直流通路，端口P4通过馈电网络连接外部直流偏置VG，VG通过端口P2、端口P3加到混频核心四个FET的栅级，为FET混频核心提供直流偏置。

本实施例中的双平衡FET混频器工作在下混频模式，但也可以工作在上混频模式。工作在上混频模式时，中频信号从混频器的中频端口输入，射频信号从混频器的射频端口输出，电路结构可以保持不变，也可以进行调整，第一巴伦5和第三巴伦7互换，降低器件寄生对混频损耗的影响。

本实施例中的双平衡FET混频器的LO-RF隔离度测试结果如图5所示，本实施例中的双平衡FET混频器变频损耗测试结果如图6所示，本实施例中的双平衡FET混频器输入端反射系数测试结果如图7所示，本实施例中的双平衡FET混频器混频损耗随LO功率变化测试结果如图8所示。

图5所示，本实例有良好的端口隔离特性，LO-RF隔离度优于35dB。图6所示，本实例有良好的混频特性，混频损耗优于11dB。图7所示，RF端反射系数良好，在36～40GHz范围内时保持在-10dB以下。图8所示，本实施例的双平衡FET混频器混频损耗对本振功率要求显著降低，本振功率1dBm即可稳定工作，同时对LO功率变化不敏感，远优于传统的二极管双平衡混频器，利于系统工作。

第二实施例

图9是本发明第二实施例的双平衡毫米波FET混频器电路结构示意图。下面结合图9对本发明进行说明。

本实施例的双平衡FET混频器包括FET环形混频核心1、射频信号输入端2、本振信号输入端3、中频信号输出端4、第一巴伦5、第二巴伦6、第三巴伦7、第一偏置电压输入端8和第二偏置电压输入端9。所述FET环形混频核心1包括第一FET管11、第二FET管12、第三FET管13和第四FET管14。所述第一FET管11的栅极与第四FET管14的栅极连接，所述第一FET管11的漏极与第二FET管12的漏极连接，所述第一FET管11的源极与第三FET管13的源极连接。所述第二FET管12的栅极与第三FET管13的栅极连接，所述第二FET管12的源极与第四FET管14的源极连接。所述第三FET管13的漏极与第四FET管14的漏极连接。

射频信号经射频信号输入端2引入至第一巴伦5，经过第一巴伦5生成两路射频差分信号，其中一路射频差分信号接入所述第一FET管11的源极与第三FET管13的源极，另一路射频差分信号接入所述第二FET管12的源极与第四FET管14的源极。

本振信号经本振信号输入端3引入第二巴伦6，经过第二巴伦6生成两路本振差分信号，其中一路本振差分信号接入所述第一FET管11的栅极与第四FET管14的栅极，另一路本振差分信号接入所述第二FET管12的栅极与第三FET管13的栅极。

所述第一FET管11的漏极与第二FET管12的漏极输出信号，与所述第三FET管13的漏极与第四FET管14的漏极输出信号，作为一对差分信号输入第三巴伦7，经过第三巴伦7后得到中频信号并传输至中频信号输出端4。

如图10所示，本实例中的第一巴伦5的结构与实例一中第一巴伦5不同，耦合线72在左右对称点并联射频旁路电容C2到地，以便引入外部馈电VD，同时仍能为RF信号提供射频地。C2连接点引出端口P4，端口P4与端口P2、端口P3构成直流通路，端口P4通过馈电网络连接外部直流偏置VG，VG通过端口P2，端口P3加到混频核心四个FET的漏级，为FET混频核心提供直流偏置。

所述第一偏置电压输入端8连接于第二巴伦6中的耦合线，第二偏置电压输入端9连接于第一巴伦5中的耦合线。通过将第一偏置电压VG引入至FET器件的栅极，可以有效的降低本振功率的需求。通过将第二偏置电压VD引入至FET器件的源极，可以有效的降低变频损耗。

本实施例中的第二巴伦6、第三巴伦7的结构与实例一中第二巴伦6、第三巴伦7相同，在此不再赘述。

如图11所示，增加第二偏置电压VD后的双平衡毫米波FET混频器的变频损耗得到改善，变频损耗优于-3dB。

第三实施例

图12是本发明第三实施例的正交混频器电路结构示意图，下面结合图12～图14对本发明进行说明。

根据图12所示本实施例的正交混频器包括射频输入端100，射频信号经射频输入端100输入至射频正交耦合器101，射频正交耦合器101输出两路信号至结构完全相同的两个双平衡FET混频器102，所述双平衡FET混频器102使用前述第一实施例至第三实施例之一所述的双平衡FET混频器。本振信号经本振信号输入端103输入至功分器104，由功分器104输出两路本振信号至所述两个相同的双平衡FET混频器102，所述两个双平衡FET混频器102输出正交中频信号至中频信号输出端105。

本实例中，正交耦合器选择为微带兰格耦合器，也可以选择共面波导兰格耦合器、微带或共面波导结构的分支线电桥。如图13所示，器件制作在100um厚的GaAs衬底上，衬底上层有两层金属。射频信号从端口P1进入，从端口P2，端口P3端口输出。电阻R1为50欧姆隔离端口电阻，通过过孔接到介质背面地。

本实例中，功率分配器为单节微带功分器(也可以选择为多节微带功分器、单节或多节共面波导功分器)，如图14所示。器件制作在100um厚的GaAs衬底上，射频信号从端口P1进入，从端口P2，端口P3输出。R2为20～200欧姆隔离电阻，通过过孔接到介质背面地。

本实例中，射频信号后的射频正交耦合器101也可改成功分器104，对应的，本振信号后的功分器104需改成射频正交耦合器101，如此构成的混频器仍能够实现IQ输出特性。

本IQ混频器IQ输出的幅度特性如图所示15，幅度不平衡度优于0.5dB，输出的相位特性如图16所示，相位不平衡度优于4°，同时对本振功率要求较低，本振功率在4dBm即可工作，远小于一般二极管IQ混频器16dBm的本振功率要求。IQ混频器输入反射系数曲线如图17所示。可见本发明的IQ混频器有着良好的工作特性。

以上所述，仅为本发明的具体实施案例，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术的技术人员在本发明所述的技术规范内，对本发明的修改或替换，都应在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种双平衡FET混频器，其特征在于，所述双平衡FET混频器包括FET环形混频核心、射频平面巴伦、本振平面巴伦和中频平面巴伦，所述FET环形混频核心由第一FET管、第二FET管、第三FET管和第四FET管相互连接而成；所述第一FET管的栅极与第四FET管的栅极连接，所述第一FET管的漏极与第二FET管的漏极连接，所述第一FET管的源极与第三FET管的源极连接，所述第二FET管的栅极与第三FET管的栅极连接，所述第二FET管的源极与第四FET管的源极连接，所述第三FET管的漏极与第四FET管的漏极连接；所述射频平面巴伦、本振平面巴伦和中频平面巴伦均采用具有左右对称结构的MACHAND巴伦；

所述中频平面巴伦具有左右对称结构的MACHAND平面螺旋线巴伦；所述第一FET管11的漏极与第二FET管12的漏极连接点与所述第三FET管13的漏极与第四FET管14的漏极连接点形成一对差分信号端，并连接中频平面巴伦；所述差分信号端连接中频平面巴伦的耦合线，在所述中频平面巴伦的主传输线连接中频信号端；所述中频平面巴伦的耦合线的左右对称点处设置为接地；

所述本振平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND耦合线巴伦，并且在对称结构的耦合线末端有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VG引入到所述对称结构的耦合线末端处；直流偏置电压VG通过本振平面巴伦的耦合线引入到四个FET器件的栅级，四个FET器件的栅压外接直流偏置电压VG，通过调节直流偏置电压VG来控制第一FET管、第二FET管、第三FET管和第四FET管的偏置状态。

2.根据权利要求1所述的双平衡FET混频器，其特征在于，所述双平衡FET混频器还包括直流偏置电压VD；VD通过所述射频平面巴伦引入到所述FET环形混频核心中四个FET器件的漏级。

3.根据权利要求2所述的双平衡FET混频器，其特征在于，所述射频平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND平面螺旋线巴伦，并且在连接左右对称结构的耦合线处设置有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VD通过所述射频平面巴伦连接左右对称结构的耦合线处引入到四个FET器件的漏级。

4.根据权利要求2所述的双平衡FET混频器，其特征在于，所述射频平面巴伦为具有左右对称结构的MACHAND耦合线巴伦，并且在对称结构的耦合线末端有并联射频旁路电容到地，同时直流偏置电压VD通过所述射频平面巴伦耦合线并联射频旁路电容处引入到四个FET器件的漏级。

5.一种毫米波IQ混频器，其特征在于，其包括一个射频正交耦合器，一个同相功率分配器以及两个双平衡FET混频器组成；本振信号经过功率分配器一分为二，等幅同相输出，分配到两个双平衡FET混频器本振输入口；射频信号经过正交耦合器后等幅正交的分配到两个双平衡FET混频器的射频输入口；最终输出两路等幅中频信号，所述两路中频信号的相位差为90°；所述两个双平衡FET混频器均采用权利要求1～4之一所述的双平衡FET混频器。

6.一种毫米波IQ混频器，其特征在于，其包括一个射频正交耦合器，一个同相功率分配器以及两个双平衡FET混频器组成；本振信号经过正交耦合器后等幅正交的分配到两个双平衡FET混频器的本振输入口；射频信号经过功率分配器一分为二，等幅同相输出，分配到两个双平衡FET混频器射频输入口；最终输出两路等幅中频信号，所述两路中频信号的相位差为90°；所述两个双平衡FET混频器均采用权利要求1～4之一所述的双平衡FET混频器。

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