CN110323813B - 一种基于保性能控制的电动汽车充电桩前级pwm整流器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明面向电动汽车充电桩的前级整流后直流电压跟踪控制问题，使用电网三相瞬时电压、直流侧电感电流、直流电压、负载电流的测量值，设计直流电压跟踪误差的上、下界函数，引入误差映射函数，将受限的直流电压跟踪误差映射为不受限的中间变量；采用非线性控制器设计方法，发明一种基于保性能控制的电动汽车充电桩前级PWM整流器控制策略，保证前级PWM整流器直流侧的直流电压快速跟踪其设定值，且所有时刻的直流电压跟踪误差不超出上下界函数，稳定直流电压，提高公共连接点电能质量及直流侧电能质量。

Description

一种基于保性能控制的电动汽车充电桩前级PWM整流器控制 方法

技术领域

本发明涉及一种基于保性能控制的电动汽车充电桩前级PWM整流器控制策略，用于电动汽车充电桩的前级整流控制，以降低整流后直流侧电压波动，提升直流侧与公共连接点的电能质量。

背景技术

电动汽车数量增长迅速，充电需求随之增加。由于电动汽车的充电功率大、充电电流谐波含量高，会造成充电桩前级整流后直流侧电压的波动及公共连接点电能质量的下降，在电动汽车充电规模化的场景下，给传统电网带来了巨大挑战。

目前电动汽车充电桩前级PWM整流器控制的相关研究众多，主要使用串级PI控制、模糊控制、自适应控制、神经网络控制、模型预测控制、滑模控制等控制方法，实现直流侧的电压、电流跟踪控制及公共连接点处的谐波抑制。目前研究较少考虑在直流侧电压受限的场景下，为直流侧电压的跟踪误差提供严格的保证。

保性能控制是一种能有效应对输出受限系统跟踪控制及性能保障问题的控制器设计方法，使用误差映射函数将受限的输出跟踪误差映射为不受限的中间变量，并使用李雅普诺夫方法设计非线性控制器，保障原系统的输出在任意时刻均不越限。本发明使用保性能控制方法，设计电动汽车充电桩前级PWM整流器控制策略，保证直流电压跟踪误差在任意时刻均不越限，进而抑制直流电压波动，提升直流侧与公共连接点的电能质量。

发明内容

本发明面向电动汽车充电桩的前级整流后直流电压跟踪控制问题，使用电网三相瞬时电压、直流侧电感电流、直流电压、负载电流的测量值，应用误差映射函数与非线性控制器设计方法，发明一种基于保性能控制的电动汽车充电桩前级PWM整流器控制策略。该方法包括以下步骤：

步骤1、测量电网瞬时三相电压，得到三相电压测量值；测量直流侧电感电流、直流电压、负载电流，得到对应的测量值；使用三相静止/两相旋转(3s/2r)变换方法，将所述三相电压测量值转换为dq坐标系下的d轴电压分量、q轴电压分量；设定直流电压跟踪误差上界函数、直流电压跟踪误差下界函数。

步骤2、求取直流电压跟踪误差，依据所述直流电压跟踪误差和所述直流电压跟踪误差上下界函数，使用误差映射函数将所述直流电压跟踪误差转化为中间变量；

步骤3、使用所述控制策略，计算d轴PWM开关周期导通比与q轴PWM开关周期导通比；

步骤4、使用两相静止/三相旋转(2r/3s)变换方法，将所述d轴PWM开关周期导通比与q轴PWM开关周期导通比转化为三相PWM开关周期导通比。

流程补充说明：

所述电动汽车充电桩前级PWM整流器为电流型三相PWM整流器，其拓扑结构如图1所示：

所述步骤1中3s/2r变换方法为：

其中，U_d表示dq坐标系下的d轴电压分量，U_q表示dq坐标系下的q轴电压分量，ωt表示电网A相电压的相位角，u_a表示电网A相电压的测量值，u_b表示电网B相电压的测量值，u_c表示电网C相电压的测量值。

所述步骤1中3s/2r变换的定向方法采用电压定向。

所述步骤1中直流电压跟踪误差上界函数、直流电压跟踪误差下界函数应根据负载需求设定，可以是常值函数或时变函数。

所述步骤2中直流电压跟踪误差为：

其中，e₁表示直流电压跟踪误差，U_dc表示所述步骤1中直流电压，表示直流电压的设定值。

所述步骤2中误差映射函数为：

其中，s表示中间变量，表示所述步骤1中直流电压跟踪误差上界函数，/>表示所述步骤1中直流电压跟踪误差下界函数。

所述步骤3中控制策略为：

d_q＝0

其中，d_d表示d轴PWM开关周期导通比，d_q表示q轴PWM开关周期导通比，L表示直流侧滤波电感的电感量，C表示直流侧滤波电容的电容量，t表示时间，i_dc表示所述步骤1中直流侧电感电流，表示所述步骤1中直流侧电感电流的设定值，e₂表示所述步骤1中直流侧电感电流的跟踪误差，i_o表示所述步骤1中负载电流，k₁、k₂、ρ表示控制器参数，P、R表示辅助变量。

所述步骤4中2r/3s变换方法为：

其中，d_a表示A相PWM开关周期导通比，d_b表示B相PWM开关周期导通比，d_c表示C相PWM开关周期导通比。

发明效果

利用基于保性能控制的电动汽车充电桩前级PWM整流器控制策略，可以保证前级PWM整流器直流侧的直流电压快速跟踪其设定值，且所有时刻的直流电压跟踪误差不超出上下界函数，稳定直流电压，提高公共连接点电能质量及直流侧电能质量。

附图内容

图1是电流型三相PWM整流器的拓扑结构。

图2是直流侧的直流电压设定值及实际值。

图3是直流侧的直流电压跟踪误差及上下界函数。

图4是d轴PWM开关周期导通比。

图5是公共连接点三相电压的总谐波失真(THD)。

具体实施方式

下面结合具体实施例说明算法计算流程：

步骤1、测量电网瞬时三相电压，得到三相电压测量值；测量直流侧电感电流、直流电压、负载电流；使用3s/2r变换方法，将所述三相电压测量值转换为dq坐标系下的d轴电压分量、q轴电压分量；设定直流电压跟踪误差上界函数、直流电压跟踪误差下界函数。

步骤2、求取直流电压跟踪误差，依据所述直流电压跟踪误差和所述直流电压跟踪误差上下界函数，使用误差映射函数将所述直流电压跟踪误差转化为中间变量；

步骤3、使用所述控制策略，计算d轴PWM开关周期导通比与q轴PWM开关周期导通比；

步骤4、使用2r/3s变换方法，将所述d轴PWM开关周期导通比与q轴PWM开关周期导通比转化为三相PWM开关周期导通比。

流程补充说明：

所述电动汽车充电桩前级PWM整流器为电流型三相PWM整流器，其拓扑结构如图1所示：

所述步骤1中3s/2r变换方法为：

其中，U_d表示dq坐标系下的d轴电压分量，U_q表示dq坐标系下的q轴电压分量，ωt表示电网A相电压的相位角，u_a表示电网A相电压的测量值，u_b表示电网B相电压的测量值，u_c表示电网C相电压的测量值。

所述步骤1中3s/2r变换的定向方法采用电压定向。

所述步骤1中直流电压跟踪误差上界函数在本例中为：

所述步骤2中直流电压跟踪误差为：

其中，e₁表示直流电压跟踪误差，U_dc表示所述步骤1中直流电压，表示直流电压的设定值。

所述步骤2中误差映射函数为：

其中，s表示中间变量，表示所述步骤1中直流电压跟踪误差上界函数，/>表示所述步骤1中直流电压跟踪误差下界函数。

所述步骤3中控制策略为：

d_q＝0

其中，d_d表示d轴PWM开关周期导通比，d_q表示q轴PWM开关周期导通比，L表示直流侧滤波电感的电感量，C表示直流侧滤波电容的电容量，t表示时间，i_dc表示所述步骤1中直流侧电感电流，表示所述步骤1中直流侧电感电流的设定值，e₂表示所述步骤1中直流侧电感电流的跟踪误差，i_o表示所述步骤1中负载电流，k₁、k₂、ρ表示控制器参数，P、R表示辅助变量。

所述控制器参数在本例中的取值为：

k₁＝10

k₂＝10

ρ＝10

所述步骤4中2r/3s变换方法为：

其中，d_a表示A相PWM开关周期导通比，d_b表示B相PWM开关周期导通比，d_c表示C相PWM开关周期导通比。

Claims (1)

1.一种基于保性能控制的电动汽车充电桩前级PWM整流器控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤1、测量电网瞬时三相电压，得到三相电压测量值；测量直流侧电感电流、直流电压、负载电流；使用3s/2r变换方法，将所述三相电压测量值转换为dq坐标系下的d轴电压分量、q轴电压分量；设定直流电压跟踪误差上界函数、直流电压跟踪误差下界函数；

步骤2、求取直流电压跟踪误差，依据所述直流电压跟踪误差和所述直流电压跟踪误差上下界函数，使用误差映射函数将所述直流电压跟踪误差转化为中间变量；

步骤3、使用所述控制策略，计算d轴PWM开关周期导通比与q轴PWM开关周期导通比；

步骤4、使用2r/3s变换方法，将所述d轴PWM开关周期导通比与q轴PWM开关周期导通比转化为三相PWM开关周期导通比；

流程补充说明：

所述电动汽车充电桩前级PWM整流器为电流型三相PWM整流器：

所述步骤1中3s/2r变换方法为：

其中，U_d表示dq坐标系下的d轴电压分量，U_q表示dq坐标系下的q轴电压分量，ωt表示电网A相电压的相位角，u_a表示电网A相电压的测量值，u_b表示电网B相电压的测量值，u_c表示电网C相电压的测量值；

所述步骤1中3s/2r变换的定向方法采用电压定向；

所述步骤1中直流电压跟踪误差上界函数、直流电压跟踪误差下界函数应根据负载需求设定，可以是常值函数或时变函数；

所述步骤2中直流电压跟踪误差为：

其中，e₁表示直流电压跟踪误差，U_dc表示所述步骤1中直流电压，表示直流电压的设定值；

所述步骤2中误差映射函数为：

其中，s表示中间变量，表示所述步骤1中直流电压跟踪误差上界函数，/>表示所述步骤1中直流电压跟踪误差下界函数；

所述步骤3中控制策略为：

d_q＝0

其中，d_d表示d轴PWM开关周期导通比，d_q表示q轴PWM开关周期导通比，L表示直流侧滤波电感的电感量，C表示直流侧滤波电容的电容量，t表示时间，i_dc表示所述步骤1中直流侧电感电流，表示所述步骤1中直流侧电感电流的设定值，e₂表示所述步骤1中直流侧电感电流的跟踪误差，i_o表示所述步骤1中负载电流，k₁、k₂、ρ表示控制器参数，P、R表示辅助变量；

所述步骤4中2r/3s变换方法为：

其中，d_a表示A相PWM开关周期导通比，d_b表示B相PWM开关周期导通比，d_c表示C相PWM开关周期导通比。