CN110224428B - 基于电流重构的三相四开关模型预测容错控制方法和装置 - Google Patents
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Abstract
本申请针对三相四开关容错变换器，提出一种基于电流重构的模型预测功率控制策略。建立容错三相并网变换器在两相静止坐标下电压状态方程，得到了功率预测表达式。当变换器发生桥臂故障且交流传感器失效时，利用电压矢量与电流关系，重构三相电流，参与容错变换器的模型预测控制。进行稳态和动态的仿真与实验，结果表明，在本发明提出的基于电流重构模型预测功率控制下，并网变换器能够实现开关桥臂与电流传感器双重故障下的容错连续运行，并具有良好的稳态和动态性能。
Description
技术领域
本申请属于电力电子变换器故障控制技术领域，尤其是涉及一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法和装置。
背景技术
近年来环境问题越来越得到人们的关注，而使用清洁新能源能有效的改善环境，随着新能源并网的需要，并网变换器得到了广泛研究。并网变换器的性能在新能源并网中起到至关重要的作用，当并网变换器出现故障就会影响到整个并网系统的运行，所以电力电子变换器的可靠性问题逐步成为研究热点，传统三相六开关并网变换器故障后重构为三相四开关(Three Phases Four Switches,TPFS)容错结构，保障并网变换器桥臂开关故障后的容错运行。
对于并网变换器的控制，传统控制方法包括线性PI控制、无差拍控制等。PI控制对并网变换器的控制性能取决于PI调节器的比例系数设计，但是比例系数却没有成熟的计算方法；无差拍控制结构简单，但对于数学模型精度要求较高。为了进一步提高并网变换器的性能，近年来，非线性控制方法如模型预测控制由于控制策略简单，良好的鲁棒性，不使用PWM波调制等优点，得到了广泛研究与应用。模型预测控制的主要特点是使用系统模型预测控制变量的未来变化。根据预先定义的最优化准则，确定最优的操作方式。
对于并网变换器来说，通常使用两个电流传感器在网侧测量两相电流，然后计算出第三相电流。模型预测控制通过三相电流与电压的关系预测出下一周期最优的开关信号，控制并网变换器运行。但是当传感器出现故障时，电流信号缺失会导致控制策略失效，使得并网变换器无法正常运行。针对电流传感器失效问题，文献：S.Bhowmik,A.van Zyl,R.Spee,et al.Sensorless current control for active rectifiers[J].IEEETransactions on Industry Applications,1997,33(3):765.提出了交流电流间接计算技术，通过电流关系推算出三相电流，参与PWM控制；文献Woo-Cheol Lee,Dong-Seok Hyun,Taeck-Kie Lee,et al.A novel control method for three-phase PWM rectifiersusing a single current sensor[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2000,15(5):861.提出了一种利用直流电流重构三相电流的策略，使用直流侧电流传感器控制三相电压源PWM整流器，但是需要改变接线方式。
发明内容
本发明要解决的技术问题是：为实现逆变器开关桥臂故障和电流传感器失效情况下的容错运行，提供一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，不需要改变接线方式和PWM调制，具有良好的稳态和动态性能。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
本发明提供一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，其特征在于，包括以下步骤，
S1：通过网侧与直流侧安装的电压传感器、电流传感器周期性采集网侧的A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec，直流侧电流idc和直流侧电压Vdc，故障相电流ibn；
S2：将故障相连接至直流电容中点，重构三相四开关结构，根据当前开关状态及电流关系，由故障相电流ibn和直流侧电流idc分别计算重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr；
S3：对于三相四开关结构的多种开关状态，依据直流侧电压Vdc电压值得到α和β坐标系下的逆变器输出电压Vα、Vβ，
根据A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电压eα和eβ，
根据重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电流iα和iβ；
S4：根据每种开关状态下的当前时刻的有功功率、无功功率的计算值，α和β相的交流电压eα和eβ，α和β的交流电流iα和iβ以及α和β相的逆变器输出电压Vα、Vβ输入预测函数式中得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值；
S5：依次把每种开关状态所计算得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值和有功功率、无功功率的参考值带入代价函数式中，得到代价函数最小值所对应的开关状态，以该开关状态对变换器进行容错控制。
进一步地，本发明的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，S2和S3步骤中，三相四开关结构为依次连接的直流电源、第一电容C1、第二电容C2，B相与第一电容C1和第二电容C2的串联点b连接，与第一电容C1、第二电容C2与第一上桥臂开关电路、第一下桥臂开关电路以及第三上桥臂开关电路、第三下桥臂开关电路相并联，A相与第一上桥臂开关电路与第一下桥臂开关电路的串联点a连接，C相与第三上桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路的串联点c连接；多种开关状态为4种。
进一步地，本发明的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，4种开关状态分别为：
开关状态V1(0 0)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路导通，第一上桥臂开关电路和第三上桥臂开关电路截止，直流侧电流idc和故障相电流ib相等，C相电流ic(k+1)采用k时刻的重构电流ic(k)，A相电流为-idc-ic；
开关状态V2(01)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路导通配合第三上桥臂开关电路导通，A相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出C相电流为idc-ibn；
开关状态V3(10)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路导通配合第三下桥臂开关电路导通，直流侧电流idc和C相电流ic相反，C相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出A相电流为idc-ibn；
开关状态V4(11)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路与第三上桥臂开关电路导通，第一下桥臂开关电路和第三下桥臂开关电路截止，所以直流侧电流idc为零，采样故障相电流ibn和C相k时刻重构电流ic(k)重构出A相电流为-ibn-ic。
进一步地，本发明的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，S3步骤中，
开关状态V1(0 0)时：Vα＝-Vdc/6、
开关状态V2(0 1)时：Vα＝-Vdc/2、
开关状态V3(1 0)时：Vα＝Vdc/2、
开关状态V4(1 1)时：Vα＝Vdc/6、
5.根据权利要求1-4任一项所述的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，其特征在于，S5步骤中，所述代价函数式为：gi＝|P*-P(k+1)|+|Q*-Q(k+1)|，式中：P(k+1)，Q(k+1)分别为预测函数的有功功率、无功功率，P*和Q*分别为给定的有功功率、无功功率的参考值。
本发明还提供一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制装置，包括：
数据采集模块：用于通过网侧与直流侧安装的电压传感器、电流传感器周期性采集网侧的A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec，直流侧电流idc和直流侧电压Vdc，故障相电流ibn；
电流重构模块：用于将故障相连接至直流电容中点，重构三相四开关结构，根据当前开关状态及电流关系，由故障相电流ibn和直流侧电流idc分别计算重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr；
坐标变换模块：用于对于三相四开关结构的多种开关状态，依据直流侧电压Vdc电压值得到α和β坐标系下的逆变器输出电压Vα、Vβ，根据A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电压eα和eβ，根据重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电流iα和iβ；
预测模块：用于将每种开关状态下的当前时刻的有功功率、无功功率的计算值，α和β相的交流电压eα和eβ，α和β相的交流电流iα和iβ以及α和β相的直流侧电压Vα、Vβ输入预测函数式中得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值；
控制模块：用于依次把每种开关状态所计算得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值和有功功率、无功功率的参考值带入代价函数式中，得到代价函数最小值所对应的开关状态，以该开关状态对变换器进行容错控制。
进一步，本发明的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，电流重构模块和坐标变换模块中，三相四开关结构为依次连接的直流电源、第一电容C1、第二电容C2，B相与第一电容C1和第二电容C2的串联点b连接，与第一电容C1、第二电容C2与第一上桥臂开关电路、第一下桥臂开关电路以及第三上桥臂开关电路、第三下桥臂开关电路相并联，A相与第一上桥臂开关电路与第一下桥臂开关电路的串联点a连接，C相与第三上桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路的串联点c连接；多种开关状态为4种。
进一步，本发明的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，4种开关状态分别为：
开关状态V1(0 0)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路导通，第一上桥臂开关电路和第三上桥臂开关电路截止，直流侧电流idc和故障相电流ib相等，C相电流ic(k+1)采用k时刻的重构电流ic(k)，A相电流为-idc-ic；
开关状态V2(0 1)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路导通配合第三上桥臂开关电路导通，A相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出C相电流为idc-ibn；
开关状态V3(1 0)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路导通配合第三下桥臂开关电路导通，直流侧电流idc和C相电流ic相反，C相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出A相电流为idc-ibn；
开关状态V4(1 1)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路与第三上桥臂开关电路导通，第一下桥臂开关电路和第三下桥臂开关电路截止，所以直流侧电流idc为零，采样故障相电流ibn和C相k时刻重构电流ic(k)重构出A相电流为-ibn-ic。
进一步，本发明的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，坐标变换模块中，
开关状态V1(0 0)时：Vα＝-Vdc/6、
开关状态V2(0 1)时：Vα＝-Vdc/2、
开关状态V3(1 0)时：Vα＝Vdc/2、
开关状态V4(11)时：Vα＝Vdc/6、
进一步，本发明的基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，控制模块中，所述代价函数式为：
gi＝|P*-P(k+1)|+|Q*-Q(k+1)|，式中：P(k+1)，Q(k+1)分别为预测函数的有功功率、无功功率，P*和Q*分别为给定的有功功率、无功功率的参考值。
本发明的有益效果是：
本申请针对三相四开关容错变换器，提出一种基于电流重构的模型预测功率控制策略。建立容错三相并网变换器在两相静止坐标下电压状态方程，得到了功率预测表达式。当变换器发生桥臂故障且交流传感器失效时，利用电压矢量与电流关系，重构三相电流，参与容错变换器的模型预测控制。进行稳态和动态的仿真与实验，结果表明，在本发明提出的基于电流重构模型预测功率控制下，并网变换器能够实现开关桥臂与电流传感器双重故障下的容错连续运行，并具有良好的稳态和动态性能。
附图说明
下面结合附图和实施例对本申请的技术方案进一步说明。
图1为并网变换器容错结构；
图2为重构三相四开关结构；
图3为B相故障下三相四开关空间矢量；
图4为三相四开关变换器C相传感器故障；
图5a、图5b、图5c、图5d分别为四种开关状态下的容错结构；
图6为基于电流重构的模型预测容错控制结构；
图7a和7b分别为A相和C相网侧电流与重构电流；
图8a和8b分别为网侧三相输出电流和三相重构电流；
图9为B相故障时动态仿真结果；
图10为三相四开关容错变换器实验平台；
图11a和11b分别为A相和C相网侧电流与重构电流；
图12为B相故障时稳态实验结果；
图13为B相故障时动态实验结果。
具体实施方式
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请的技术方案。
实施例
本实施例提供一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，包括以下步骤：
S1：通过网侧与直流侧安装的电压传感器、电流传感器周期性采集网侧的A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec，直流侧电流idc和直流侧电压Vdc，故障相电流ibn；
S2：将故障相连接至直流电容中点，重构三相四开关结构，根据当前开关状态及电流关系，由故障相电流ibn和直流侧电流idc分别计算重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr；
S3：对于三相四开关结构的多种开关状态，依据直流侧电压Vdc电压值得到α和β坐标系下的逆变器输出电压Vα、Vβ，
根据A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系的交流电压eα和eβ，
变换公式为：
根据重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系的交流电流iα和iβ；
变换公式为：
四种开关状态分别如图5a～5d。
开关状态V1(0 0)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路导通，第一上桥臂开关电路和第三上桥臂开关电路截止，直流侧电流idc和故障相电流ib相等，C相电流ic(k+1)采用k时刻的重构电流ic(k)，A相电流为-idc-ic；
开关状态V2(0 1)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路导通配合第三上桥臂开关电路导通，A相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出C相电流为idc-ibn；
开关状态V3(1 0)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路导通配合第三下桥臂开关电路导通，直流侧电流idc和C相电流ic相反，C相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出A相电流为idc-ibn；
开关状态V4(1 1)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路与第三上桥臂开关电路导通，第一下桥臂开关电路和第三下桥臂开关电路截止，所以直流侧电流idc为零，采样故障相电流ibn和C相k时刻重构电流ic(k)重构出A相电流为-ibn-ic。
表重构后的三相电流iar、ibr、icr的计算公式为：
表.三相四开关电压的变换结果：
S4：根据每种开关状态下的当前时刻的有功功率、无功功率的计算值，α和β相的交流电压eα和eβ，α和β的交流电流iα和iβ以及α和β相的逆变器输出电压Vα、Vβ输入预测函数式中得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值；
所述预测函数式为：
式中P(k)、Q(k)表示当前时刻的有功功率、无功功率的计算值，Ts表示采样周期，L为滤波电感值，R表示线路的电阻值，iα(k)、iβ(k)、eα(k)、eβ(k)为当前时刻的α和β相的交流电流和网侧电压，Vα(k)、Vβ(k)为当前时刻的α和β相的交流电压；
S5：依次把每种开关状态所计算得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值和有功功率、无功功率的参考值带入代价函数式中，得到代价函数最小值所对应的开关状态，以该开关状态对变换器进行容错控制；
代价函数式为：gi＝|P*-P(k+1)|+|Q*-Q(k+1)|，式中：P(k+1)，Q(k+1)分别为预测函数的有功功率、无功功率，P*和Q*分别为给定的有功功率、无功功率的参考值。
传统电力电子并网变换器具有三相六开关(TPSS)结构，考虑开关器件在电流冲击或尖峰电压下会出现故障，为维持桥臂故障下的容错运行，本申请建立并网变换器容错拓扑结构如图1。
三相六开关结构为依次连接的直流电源、第一电容C1、第二电容C2，A相与第一上桥臂开关电路与第一下桥臂开关电路的串联点a连接，B相与第二上桥臂开关电路与第二下桥臂开关电路的串联点b连接，C相与第三上桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路的串联点c连接。
三相输出线路通过控制开关连接至直流侧电容中点，各个桥臂串联熔断器F。当某相开关器件发生故障时，熔断器断开相应支路，控制开关接通故障相至直流电容侧中点，由电容电压构成虚拟桥臂，维持运行。假设并网变换器B相桥臂开关电路状态故障下，重构的三相四开关(TPFS)结构如图2，B相输出连接至直流电容中点，通过控制剩余A、C相的桥臂开关电路状态对变换器进行容错控制。
对于并网变换器的容错结构，当B相开关桥臂故障时，根据重构的TPFS结构如图2，A、C两相的开关状态信号Si(i＝a,c)控制如下：
A、C两相开关有(0 0)、(0 1)、(1 0)、(1 1)四种开关状态，B相桥臂通过控制开关连接至直流电容侧中点，得到并网变换器相电压与开关状态的关系。
由图2的TPFS结构和基尔霍夫电压定律可得到三相四开关表达式如下：
式中im、Vmn、em分别为m相电流、相电压和电网电压，L、R表示滤波电感和线路电阻。
经过坐标变换得到α、β两相静止坐标下的状态方程：
将式(2)离散化得到下一采样时刻的电流表达式：
式中Ts表示采样周期。
根据瞬时功率理论，有功功率、无功功率：
将式(3)带入上式(4)里，利用采样的上一时刻功率值计算得到下一时刻预测功率值如下：
本实施例还提供一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制装置，包括：
数据采集模块：用于通过网侧与直流侧安装的电压传感器、电流传感器周期性采集网侧的A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec，直流侧电流idc和直流侧电压Vdc，故障相电流ibn；
电流重构模块：用于将故障相连接至直流电容中点，重构三相四开关结构，根据当前开关状态及电流关系，由故障相电流ibn和直流侧电流idc分别计算重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr；
坐标变换模块：用于对于三相四开关结构的多种开关状态，依据直流侧电压Vdc电压值得到α和β坐标系下的逆变器输出电压Vα、Vβ，根据A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电压eα和eβ，根据重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电流iα和iβ；
预测模块：用于将每种开关状态下的当前时刻的有功功率、无功功率的计算值，α和β坐标系的交流电压eα和eβ，α和β相的交流电流iα和iβ以及α和β相的直流侧电压Vα、Vβ输入预测函数式中得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值；
控制模块：用于依次把每种开关状态所计算得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值和有功功率、无功功率的参考值带入代价函数式中，得到代价函数最小值所对应的开关状态，以该开关状态对变换器进行容错控制。
三相四开关结构为依次连接的直流电源、第一电容C1、第二电容C2，B相与第一电容C1和第二电容C2的串联点b连接，与第一电容C1、第二电容C2与第一上桥臂开关电路、第一下桥臂开关电路以及第三上桥臂开关电路、第三下桥臂开关电路相并联，A相与第一上桥臂开关电路与第一下桥臂开关电路的串联点a连接，C相与第三上桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路的串联点c连接，多种开关状态为4种。
4种开关状态分别为：
开关状态V1(00)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路导通，第一上桥臂开关电路和第三上桥臂开关电路截止，直流侧电流idc和故障相电流ib相等，C相电流ic(k+1)采用k时刻的重构电流ic(k)，A相电流为-idc-ic；
开关状态V2(0 1)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路导通配合第三上桥臂开关电路导通，A相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出C相电流为idc-ibn；
开关状态V3(1 0)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路导通配合第三下桥臂开关电路导通，直流侧电流idc和C相电流ic相反，C相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出A相电流为idc-ibn；
开关状态V4(1 1)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路与第三上桥臂开关电路导通，第一下桥臂开关电路和第三下桥臂开关电路截止，所以直流侧电流idc为零，采样故障相电流ibn和C相k时刻重构电流ic(k)重构出A相电流为-ibn-ic。
坐标变换模块中，
开关状态V1(0 0)时：Vα＝-Vdc/6、
开关状态V2(0 1)时：Vα＝-Vdc/2、
开关状态V3(1 0)时：Vα＝Vdc/2、
开关状态V4(1 1)时：Vα＝Vdc/6、
控制模块中，所述代价函数式为：gi＝|P*-P(k+1)|+|Q*-Q(k+1)|，式中：P(k+1)，Q(k+1)分别为预测函数的有功功率、无功功率，P*和Q*分别为给定的有功功率、无功功率的参考值。
效果实验例
为了验证所提出基于电流重构模型预测控制容错变换器的有效性，在MATLAB/Simulink环境下进行了仿真，系统参数如下表所示。
表.仿真与实验参数
稳态仿真
图7a和图7b为变换器在B相故障的情况下，给定功率Pref＝1kW，Qref＝0Var，重构电流iar、icr与电网侧输出电流ia、ic及其差值wa、wc的仿真波形。其中图7a中的ia是A相输出侧的电流，iar是通过重构算法得到的A相重构电流，从图中可以看出，A相电流重构效果良好，与实际电流基本重合，重构电流与输出电流的差值wa幅值不超过0.3A，重构电流iar接近ia，图7b中C相重构电流icr与实际电流ic基本重合，其误差wc幅值低于0.5A。
图8a和图8b为变换器在B相故障的情况下，给定功率Pref＝1kW，Qref＝0Var的稳态仿真波形，其中图8a是容错变换器电网侧输出电流ia、ib、ic的仿真波形，图8b是容错变换器三相重构电流iar、ibr、icr的仿真波形，结果表明，并网电流重构效果良好，电流THD为1.94％。重构电流与输出电流相比，THD略有上升，电流THD为2.04％，重构电流的控制效果良好。
动态仿真
为验证容错变换器的动态性能，如图9所示，给定初始功率Pref＝1200W，Qref＝0Var，0.5s时改变给定有功功率Pref＝800W。当Pref＝1200W时，并网电流波形良好，THD为1.6％，0.5s时有功功率Pref跳变至800W，电流快速稳定，THD为2.4％。输出功率变化平稳。仿真结果表明，并网变换器动态性能良好，验证了控制策略的有效性。
效果实验验证
为了验证提出的基于电流重构模型预测控制容错变换器的有效性，搭建了一套三相并网变换器实验平台，实验设备主要包括：可调直流电源APL-II、可编程交流电源AMETEKMX-30和由TMS320F28335控制的变换器硬件试验台，如图10所示。实验参数如上表3所示。
稳态实验
在B相故障情况下，图11a和图11b给出基于电流重构容错并网变换器模型预测控制下重构的电流与电网输出电流的关系，图11a中的ia是A相输出侧的电流，iar是通过重构算法得到的A相重构电流，图中表明，A相电流重构效果良好，重构电流与采样电流基本重合，重构电流iar接近ia。图11b中C相重构电流icr接近并网电流ic，重构电流与实际输出电流误差较小，表明重构电流接近实际电流，验证了电流重构方法的有效性。
给定有功功率Pref＝1kW，无功功率Qref＝0Var时，容错变换器处于稳态工作情况，三相并网电流与输出功率实验波形如图12所示。图中电网侧输出电流ia、ib、ic正弦度良好，电流THD为3.5％，满足并网要求，输出功率平稳，能够保证容错状态下系统的连续运行，验证了所提出的基于电流重构模型预测方法的良好稳态效果。
动态实验
为了进一步验证本发明所提方法的动态性能，进行如下动态实验。改变其参考有功功率，给定初始功率Pref＝1200W，Qref＝0Var，跳变至有功功率Pref＝800W。Pref＝1200W时，实验波形如图13所示。三相并网电流正弦度良好，无冲击与严重畸变，THD由2.9％升至6.4％，有功功率与无功功率快速跟踪参考值。实验结果表明，容错变换器动态性能良好，进一步验证了控制策略的有效性。
本申请针对三相四开关容错变换器，提出一种基于电流重构的模型预测功率控制策略。建立容错三相并网变换器在αβ两相静止坐标下电压状态方程，得到了功率预测表达式。当变换器发生桥臂故障且交流传感器失效时，利用电压矢量与电流关系，重构三相电流，参与容错变换器的模型预测控制。进行稳态和动态的仿真与实验，结果表明，在本发明提出的基于电流重构模型预测功率控制下，并网变换器能够实现开关桥臂与电流传感器双重故障下的容错连续运行，并具有良好的稳态和动态性能。
以上述依据本申请的理想实施例为启示，通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项申请技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。本项申请的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利要求范围来确定其技术性范围。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
Claims (2)
1.一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制方法，其特征在于，包括以下步骤，
S1：通过网侧与直流侧安装的电压传感器、电流传感器周期性采集网侧的A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec，直流侧电流idc和直流侧电压Vdc，故障相电流ibn；
S2：将故障相连接至直流电容中点，重构三相四开关结构，根据当前开关状态及电流关系，由故障相电流ibn和直流侧电流idc分别计算重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr；
S3：对于三相四开关结构的多种开关状态，依据直流侧电压Vdc电压值得到α和β坐标系下的逆变器输出电压Vα、Vβ，
根据A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电压eα和eβ，
根据重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电流iα和iβ；
S4：根据每种开关状态下的当前时刻的有功功率、无功功率的计算值，α和β相的交流电压eα和eβ，α和β相的交流电流iα和iβ以及α和β相的逆变器输出电压Vα、Vβ输入预测函数式中得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值；
S5：依次把每种开关状态所计算得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值和有功功率、无功功率的参考值带入代价函数式中，得到代价函数最小值所对应的开关状态，以该开关状态对变换器进行容错控制；
所述S2和S3步骤中，三相四开关结构为依次连接的直流电源、第一电容C1、第二电容C2，B相与第一电容C1和第二电容C2的串联点b连接，与第一电容C1、第二电容C2与第一上桥臂开关电路、第一下桥臂开关电路以及第三上桥臂开关电路、第三下桥臂开关电路相并联，A相与第一上桥臂开关电路与第一下桥臂开关电路的串联点a连接，C相与第三上桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路的串联点c连接；多种开关状态为4种；
所述4种开关状态分别为：
开关状态V1(00)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路导通，第一上桥臂开关电路和第三上桥臂开关电路截止，直流侧电流idc和故障相电流ib相等，C相电流ic(k+1)采用k时刻的重构电流ic(k)，A相电流为-idc-ic；
开关状态V2(01)，重构三相四开关结构中第一下桥臂开关电路导通配合第三上桥臂开关电路导通，A相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出C相电流为idc-ibn；
开关状态V3(10)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路导通配合第三下桥臂开关电路导通，直流侧电流idc和C相电流ic相反，C相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出A相电流为idc-ibn；
开关状态V4(11)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路与第三上桥臂开关电路导通，第一下桥臂开关电路和第三下桥臂开关电路截止，所以直流侧电流idc为零，采样故障相电流ibn和C相k时刻重构电流ic(k)重构出A相电流为-ibn-ic；
所述S3步骤中，
开关状态V1(00)时：Vα＝-Vdc/6、Vβ＝√3Vdc/6；
开关状态V2(01)时：Vα＝-Vdc/2、Vβ＝-√3Vdc/6；
开关状态V3(10)时：Vα＝Vdc/2、Vβ＝√3Vdc/6；
开关状态V4(11)时：Vα＝Vdc/6、Vβ＝-√3Vdc/6；
所述S5步骤中，所述代价函数式为：gi＝|P*-P(k+1)|+|Q*-Q(k+1)|，式中：P(k+1)，Q(k+1)分别为预测函数的有功功率、无功功率，P*和Q*分别为给定的有功功率、无功功率的参考值；TPFS结构和基尔霍夫电压定律可得到三相四开关表达式如下：
式中im、Vmn、em分别为m相电流、相电压和电网电压，L、R表示滤波电感和线路电阻；
经过坐标变换得到a、b两相静止坐标下的状态方程：
将式(2)离散化得到下一采样时刻的电流表达式：
式中Ts表示采样周期。
2.一种基于电流重构的三相四开关变换器模型预测容错控制装置，其特征在于，包括：
数据采集模块：用于通过网侧与直流侧安装的电压传感器、电流传感器周期性采集网侧的A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec，直流侧电流idc和直流侧电压Vdc，故障相电流ibn；
电流重构模块：用于将故障相连接至直流电容中点，重构三相四开关结构，根据当前开关状态及电流关系，由故障相电流ibn和直流侧电流idc分别计算重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr；
坐标变换模块：用于对于三相四开关结构的多种开关状态，依据直流侧电压Vdc电压值得到α和β坐标系下的逆变器输出电压Vα、Vβ，根据A相交流电压ea、B相交流电压eb、C相交流电压ec进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电压eα和eβ，根据重构后的A相电流iar、B相电流ibr、C相电流icr进行Clark坐标变换以得到α和β坐标系下的交流电流iα和iβ；
预测模块：用于将每种开关状态下的当前时刻的有功功率、无功功率的计算值，α和β相的交流电压eα和eβ，α和β相的交流电流iα和iβ以及α和β相的直流侧电压Vα、Vβ输入预测函数式中得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值；
控制模块：用于依次把每种开关状态所计算得到下一时刻的有功功率、无功功率的数值和有功功率、无功功率的参考值带入代价函数式中，得到代价函数最小值所对应的开关状态，以该开关状态对变换器进行容错控制；
所述电流重构模块和坐标变换模块中，三相四开关结构为依次连接的直流电源、第一电容C1、第二电容C2，B相与第一电容C1和第二电容C2的串联点b连接，与第一电容C1、第二电容C2与第一上桥臂开关电路、第一下桥臂开关电路以及第三上桥臂开关电路、第三下桥臂开关电路相并联，A相与第一上桥臂开关电路与第一下桥臂开关电路的串联点a连接，C相与第三上桥臂开关电路与第三下桥臂开关电路的串联点c连接；多种开关状态为4种；
所述4种开关状态分别为：
开关状态V3(10)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路导通配合第三下桥臂开关电路导通，直流侧电流idc和C相电流ic相反，C相电流为-idc，根据采样的故障相电流ibn重构出A相电流为idc-ibn；
开关状态V4(11)，重构三相四开关结构中第一上桥臂开关电路与第三上桥臂开关电路导通，第一下桥臂开关电路和第三下桥臂开关电路截止，所以直流侧电流idc为零，采样故障相电流ibn和C相k时刻重构电流ic(k)重构出A相电流为-ibn-ic；
所述坐标变换模块中，
开关状态V1(00)时：Vα＝-Vdc/6、Vβ＝√3Vdc/6；
开关状态V2(01)时：Vα＝-Vdc/2、Vβ＝-√3Vdc/6；
开关状态V3(10)时：Vα＝Vdc/2、Vβ＝√3Vdc/6；
开关状态V4(11)时：Vα＝Vdc/6、Vβ＝-√3Vdc/6；
所述控制模块中，所述代价函数式为：gi＝|P*-P(k+1)|+|Q*-Q(k+1)|，式中：P(k+1)，Q(k+1)分别为预测函数的有功功率、无功功率，P*和Q*分别为给定的有功功率、无功功率的参考值；
TPFS结构和基尔霍夫电压定律可得到三相四开关表达式如下：
式中im、Vmn、em分别为m相电流、相电压和电网电压，L、R表示滤波电感和线路电阻；
经过坐标变换得到a、b两相静止坐标下的状态方程：
将式(2)离散化得到下一采样时刻的电流表达式：
式中Ts表示采样周期。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110224428A CN110224428A (zh) | 2019-09-10 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| CN201910424991.9A Active CN110224428B (zh) | 2019-05-21 | 2019-05-21 | 基于电流重构的三相四开关模型预测容错控制方法和装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110224428B (zh) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111564984A (zh) * | 2020-05-29 | 2020-08-21 | 郑州轻工业大学 | 无权重因子三相四开关变换器电容均压模型预测控制方法 |
| CN112290785A (zh) * | 2020-11-13 | 2021-01-29 | 上海寰晟电力能源科技有限公司 | 一种三相变换器容错机制控制电路及控制方法 |
| CN113037151B (zh) * | 2021-03-18 | 2023-04-14 | 恒大恒驰新能源汽车研究院(上海)有限公司 | 电机控制电路、方法及汽车 |
| CN113271028B (zh) * | 2021-06-03 | 2022-05-17 | 山东大学 | 三电平逆变器故障后重构拓扑中点平衡的预测控制方法 |
| CN113659861B (zh) * | 2021-07-29 | 2023-06-16 | 西安理工大学 | 一种用于优化并网逆变器反馈电流采样的电流重构方法 |
| CN114257109B (zh) * | 2021-12-21 | 2023-07-14 | 郑州轻工业大学 | 一种npc变换器电流传感器故障模型预测控制方法 |
| CN118393328B (zh) * | 2024-06-27 | 2024-09-03 | 锦浪科技股份有限公司 | 故障判断方法、装置及一种逆变器电路 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101789709A (zh) * | 2010-01-13 | 2010-07-28 | 哈尔滨工业大学 | 四开关三相逆变器的正弦波脉宽调制方法 |
| CN106787662A (zh) * | 2017-03-15 | 2017-05-31 | 郑州轻工业学院 | 一种双向ac/dc变换器故障容错模型及其控制方法 |
| US20180278496A1 (en) * | 2017-03-23 | 2018-09-27 | Cisco Technology, Inc. | Predicting Application And Network Performance |
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Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101789709A (zh) * | 2010-01-13 | 2010-07-28 | 哈尔滨工业大学 | 四开关三相逆变器的正弦波脉宽调制方法 |
| CN106787662A (zh) * | 2017-03-15 | 2017-05-31 | 郑州轻工业学院 | 一种双向ac/dc变换器故障容错模型及其控制方法 |
| US20180278496A1 (en) * | 2017-03-23 | 2018-09-27 | Cisco Technology, Inc. | Predicting Application And Network Performance |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
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| CN110224428A (zh) | 2019-09-10 |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| CP03 | Change of name, title or address | ||
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