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CN110196413B - 用于雷达的啁啾线性度检测器 - Google Patents

用于雷达的啁啾线性度检测器 Download PDF

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CN110196413B
CN110196413B CN201910130818.8A CN201910130818A CN110196413B CN 110196413 B CN110196413 B CN 110196413B CN 201910130818 A CN201910130818 A CN 201910130818A CN 110196413 B CN110196413 B CN 110196413B
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Abstract

本公开涉及用于雷达的啁啾线性度检测器。提供了一种啁啾线性度检测器、集成电路和方法。所述啁啾线性检测器包括信号源频率采样电路和频率扫描线性度测量电路。所述信号源频率采样电路包括：可编程除数分频器电路，其用于从信号源接收信号源输出信号并提供分频输出信号；第一低通滤波器电路，其用于接收所述分频输出信号、减少谐波混频并提供混频器输入信号；混频器电路，其用于接收所述混频器输入信号、将所述混频器输入信号与本地振荡器信号混合并提供混频器输出信号；第二低通滤波器电路，其用于执行抗混叠滤波并提供模数转换器(ADC)输入信号；以及ADC电路，其用于将所述ADC输入信号数字化并提供数字输出信号。

Description

用于雷达的啁啾线性度检测器
技术领域
本发明描述了啁啾线性度检测器、集成电路和方法。啁啾线性度检测器、集成电路和方法提供了监测作为啁啾对雷达脉冲的频率进行扫描的方式的能力。
背景技术
在雷达应用中，电磁能量脉冲通过发射器发射，通过目标反射，通过接收器接收并被处理以提供关于目标的信息。由于非常短的雷达脉冲会具有非常少的能量，从而使所述雷达脉冲的反射非常弱且难以检测，因此雷达脉冲的持续时间足以在那个持续时间内递送足够的能量从而获得可观察到的能量的反射。然而，增加单个频率下雷达脉冲的持续时间会产生时间模糊，并且因此由于雷达脉冲开始时反射的一部分会与雷达脉冲中间或结束时反射的一部分无法区分而产生空间模糊。
为了提高时间分辨率并因此提高空间分辨率，使用了被称为啁啾雷达的调制雷达脉冲的技术。代替在其持续时间内具有相同特性的雷达脉冲，啁啾雷达的特性在雷达脉冲的传输期间有所改变。在调频连续波(FMCW)雷达中，发射的雷达信号的频率在雷达脉冲的至少一部分内连续地且通常线性地改变。FMCW雷达的扫频频率常常被称为啁啾。
FMCW雷达的啁啾提供脉冲压缩，从而从时间分辨率的角度有效地缩短雷达脉冲的持续时间，同时允许发射的雷达脉冲的实际持续时间保持长得足以为可观察到的反射提供足够的能量。有效缩短是通过发射的雷达脉冲的以各自不同的频率返回的不同部分的反射来实现的。通过在将反射与发射的雷达脉冲相关时考虑反射的频率与时间，可以更准确地确定反射的定时，从而允许更准确地确定目标的位置。此外，在多个目标返回反射的拥挤环境中，啁啾雷达提高了多个目标的反射的可观察性。因此，啁啾雷达可以提供性能优势，但是如果未正确地形成啁啾，那些优势就不复存在。此外，在未验证啁啾的情况下依赖于啁啾已经正确地形成的假设会给系统带来风险。
由于啁啾雷达依赖于其啁啾雷达脉冲或啁啾的特性来递送其改进的性能，因此无法递送具有适当特性的啁啾将会对啁啾雷达系统的性能产生不利影响。虽然啁啾雷达传统上是在假设啁啾的特性是适合的而无任何方法来不断确认这一假设的情况下操作，但是如果开发一种技术来监测啁啾雷达正在操作时的啁啾特性，则可以提高啁啾雷达的可靠性。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种啁啾线性度检测器，其包括：
频率采样电路；以及
频率扫描线性度测量电路，所述频率扫描线性度测量电路耦合到所述频率采样电路，所述频率采样电路包括：
可编程除数分频器电路，其用于从频率源接收频率源输出信号、根据可编程除数值来执行分频并提供分频输出信号；
耦合到所述可编程除数分频器电路的第一低通滤波器电路，所述第一低通滤波器电路用于接收所述分频输出信号、减少谐波混频并提供混频器输入信号；
耦合到所述第一低通滤波器电路的混频器电路，所述混频器电路用于接收所述混频器输入信号、将所述混频器输入信号与本地振荡器信号混合并提供混频器输出信号；
耦合到所述混频器电路的第二低通滤波器电路，所述第二低通滤波器电路用于接收所述混频器输出信号、执行抗混叠滤波并提供模数转换器ADC输入信号；
耦合到所述第二低通滤波器电路的ADC电路，所述ADC电路用于接收所述ADC输入信号、将所述ADC输入信号数字化并提供数字输出信号。
在一个或多个实施例中，所述频率扫描线性度测量电路包括：
耦合到所述ADC电路的数字滤波器电路，所述数字滤波器电路用于接收所述数字输出信号并检测扫频啁啾的频率。
在一个或多个实施例中，所述频率扫描线性度测量电路比较所述扫频啁啾的所述频率的关系，以测量所述扫频啁啾的线性度。
在一个或多个实施例中，当所述扫频啁啾的所述频率的所述关系的比较指示所述扫频啁啾的非线性时，所述频率扫描线性度测量电路提供警告指示。
在一个或多个实施例中，使用所述扫频啁啾的雷达被配置成当所述频率扫描线性度测量电路提供所述警告指示时忽略由所述扫频啁啾引起的雷达返回信号。
在一个或多个实施例中，所述本地振荡器信号的本地振荡器频率被配置成在所述混频器输出信号中提供非重叠谐波频带。
在一个或多个实施例中，所述可编程除数分频器电路包括：
耦合到可编程除数分频器的占空比调整电路，其用于为所述分频输出信号提供50％的占空比。
在一个或多个实施例中，所述频率采样电路是锁相环PLL频率采样电路，其中所述频率源输出信号是PLL输出信号，所述PLL输出信号是从表示所述频率源的锁相环PLL接收的。
根据本发明的第二方面，提供一种方法，其包括：
从频率源接收频率源输出信号；
根据模数转换器ADC的ADC输入频率范围来调整频率除数；
根据所述频率除数来分割所述频率源输出信号以提供分频输出信号；
使用第一低通滤波器电路来减少谐波混频以产生混频器输入信号；
将所述混频器输入信号与本地振荡器LO信号混合以提供混频器输出信号；
使用第二低通滤波器电路来执行抗混叠滤波以提供模数转换器ADC输入信号；
在ADC电路处将所述ADC输入信号数字化以提供数字输出信号。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
对所述数字输出信号进行数字滤波以检测扫频啁啾的频率。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
比较所述扫频啁啾的所述频率的关系以测量所述扫频啁啾的线性度。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
当所述扫频啁啾的所述频率的所述关系的比较指示所述扫频啁啾的非线性时，提供警告指示。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
当所述频率扫描线性度测量电路提供所述警告指示时，致使使用所述扫频啁啾的雷达忽略由所述扫频啁啾引起的雷达返回信号。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
配置所述本地振荡器信号的本地振荡器频率以在所述混频器输出信号中提供非重叠谐波频带。
在一个或多个实施例中，所述分割分所述频率源输出信号以提供分频输出信号包括：
根据可编程除数值来执行分频；以及
为所述分频输出信号提供50％的占空比。
本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。
附图说明
通过参考附图，可以更好地理解本公开，并且本公开的众多特征和优势对于本领域技术人员而言可以是显而易见的。
图1是示出根据至少一个实施例的啁啾雷达系统的框图。
图2是示出根据至少一个实施例的啁啾线性度监测器的框图。
图3是示出根据至少一个实施例的包括预定标器的啁啾线性度监测器的信号链的框图。
图4是示出根据至少一个实施例的啁啾雷达系统的波形的定时图。
图5是示出根据至少一个实施例的啁啾线性度监测器的本地振荡器(LO)信号、射频(RF)信号和中频(IF)信号的频谱内容的频域图。
图6是根据至少一个实施例的啁啾线性度监测器的用于对谐波混频现象进行建模的部分的框图。
图7是根据至少一个实施例的用于与啁啾线性度监测器一起使用的谐波环路滤波器的示意图。
图8是示出根据至少一个实施例的方法的流程图。
不同附图中相同参考符号的使用指示了类似或相同项。
具体实施方式
描述了啁啾线性度检测器、集成电路和方法。啁啾线性度检测器、集成电路和方法提供了监测作为啁啾对雷达脉冲的频率进行扫描的方式的能力。
期望系统的功能安全性能够减轻风险。实施安全机制以跟踪生成射频(RF)啁啾的锁相环(PLL)的线性度。这个线性度检测器包括分频器，随后是混频器。通过将啁啾移动到较低频率范围，可以使用低频信号来跟踪啁啾的频率斜坡质量，这可以避免较高频电路系统的典型的复杂性。这一实施方式的目标是缩小低频带(2MHz至4MHz)下的啁啾，以便能够用模数转换器(ADC)对啁啾进行采样并避免分析带中的信号出现谐波。
根据至少一个实施例，前端IC内的PLL输出啁啾。啁啾是在时间上对频率的扫描。啁啾对预期频率扫描特性如啁啾的频率扫描的线性度的依从可以大大地影响系统的性能。因此，本文所描述的技术可以允许在操作雷达系统内测量啁啾的频率扫描的特性，如啁啾线性度。
图1是示出根据至少一个实施例的啁啾雷达系统的框图。啁啾雷达系统100包括前端集成电路(IC)101、微控制器单元(MCU)102、频率参考信号源103，发射天线110和接收天线112。前端IC 101包括电源管理电路104、锁相环(PLL)105、PLL线性度监测器106、数字控制电路107、本地振荡器(LO)分配电路108、发射器电路109、接收器电路111和数字输出电路113。发射器电路109连接到发射天线110。发射器电路109向发射天线110提供待发射到一个或多个雷达目标的发射信号。接收天线112连接到接收器电路111。由接收天线112提供给接收器电路111的反射雷达返回信号。频率参考信号源103连接到前端IC 101。频率参考信号源向前端IC 101的元件如PLL 105提供频率参考信号，所述频率参考信号源可以是例如稳定的振荡器如晶体振荡器或另一种稳定的振荡器。频率参考信号可以用于生成啁啾雷达系统100内使用的其它频率。
电源管理电路104管理对前端IC 101的电路的电力施加。通过管理对发射器电路109的电力施加，电源管理电路104可以控制由发射器电路109经由发射天线110辐射的输出功率。PLL 105可以基于频率参考信号来合成啁啾雷达系统100内使用的频率。PLL 105可以经由互连123向LO分配电路108提供LO频率。LO分配电路108可以经由互连127向发射器电路109提供LO频率，如发射器LO频率。LO分配电路108可以向接收器电路111提供LO频率，如接收器LO频率。接收器电路111可以经由互连129向数字输出电路113提供接收的信号。
MCU 102是包括微控制器核的电路。微控制器核可以用于实施原始雷达数据处理119。MCU 102另外包括控制界面114、一个或多个接收器115、116、117和118以及通信链路电路120，所述通信链路电路120可以例如提供到车辆如汽车或其它车辆的通信链路。控制界面114经由控制互连126连接到前端IC 101的数字控制电路107。数字输出电路113经由数字接收互连130向MCU 102的接收器115提供数字接收信号。PLL 105经由PLL输出互连124向PLL线性度监测器106提供PLL输出。PLL线性度监测器106经由频率检测互连125向MCU 102提供频率检测输出。
接收器115例如使用MCU 102的微控制器核来提供接收信号以用于原始雷达数据处理119。来自原始雷达数据处理的经处理的雷达数据经由互连131提供给通信链路电路120。
图2是示出根据至少一个实施例的啁啾线性度监测器的框图。啁啾线性度监测器200包括PLL线性度监测器106，所述PLL线性度监测器106经由PLL输出互连124从PLL 105接收PLL输出信号，所述PLL输出互连124连接到分频器电路201。虽然关于经由PLL输出互连124来自PLL 105的PLL输出信号描述了PLL线性度监测器106，但是应当理解，除了PLL之外，可以通过其它类型的信号源来实施啁啾线性度监测器200。分频器电路201经由分频输出208向低通滤波器(LPF)电路202提供分频输出信号。重要的是，分频器电路201是可编程的以允许编程所述分频器电路201用于执行分频的除数的值。分频器电路201的可编程性允许在PLL输出互连处精确缩放PLL输出信号的扫频范围，以适合ADC 206的模数转换器(ADC)频率范围。LPF电路202接收分频输出信号，通过滤除谐波频谱内容来减少谐波混频并在将混频器输入209处将混频器输入信号提供给混频器203。本地振荡器(LO)204经由混频器LO输入210向混频器203提供LO信号。混频器203将混频器输出211处的混频器输出信号提供给LPF电路205。LPF电路205接收混频器输出信号，执行抗混叠滤波并将ADC输入212处的ADC输入信号提供给ADC 206。ADC电路206接收ADC输入信号，将ADC输入信号数字化并将ADC输出213处的数字输出信号提供给数字滤波器207。数字滤波器207接收数字输出信号并检测扫频啁啾的频率。数字滤波器207在频率检测输出214处提供频率检测输出信号。
根据至少一个实施例，较高频率(例如，大约80GHz)并且具有较宽带宽(例如，2GHz)的啁啾被缩放到可由ADC检测到的频率范围中(例如，在基带处或附近)。即使有精心选择的频率规划，谐波混频也是一个问题。因此，在用于频率下转换的混频器的输入处添加低阶(例如，1阶或2阶)滤波器，以防止谐波混频产物干扰期望的下转换信号。通过保持信号在频谱上充分分离，可以在基带中(例如，在PLL线性度监测器电路内)对谐波进行滤波。可以确立基本频带与LO基本频率之间的第一频率差的第一最小值以及2次谐波频带与LO2次谐波频率之间的第二频率差的第二最小值，以确保解调器的正确操作。
图3是示出根据至少一个实施例的啁啾线性度监测器的信号链的框图。作为一个例子，啁啾线性度监测器可以实施为PLL线性度监测器。信号链300通过分频将较高频率(例如，约40GHz)缩放到较低频率(例如，约40MHz)，然后向混频器316施加较低频率以及接近但略微不同于较低频率的本地振荡器(LO)频率。混频器316将信号混合以产生与ADC的输入兼容的在ADC频率范围(例如，2MHz至4MHz)内的混频产物。因此，即使较高频率信号的频率太高以致于ADC无法直接采样，ADC也可以获得对较高频率信号的扫频的准确表示。信号链300包括实例化为信号源311的压控振荡器(VCO)301、实例化为分频器312的预定标器302、实例化为分频器303的分频器313、实例化为可编程分频器314的可编程分频器304、实例化为2分频分频器315的占空比调整电路305、以及混频器316。图1的PLL 105可以例如包括VCO 301。信号调节块321包括实例化为可编程分频器314的可编程分频器304和实例化为2分频分频器315的占空比调整电路305。
信号源311在VCO输出331处提供VCO输出信号。VCO输出331连接到分频器312的输入。分频器312在预定标器输出332处提供预定标器输出信号。预定标器输出连接到分频器313的输入。分频器313在分频器输出333处提供分频器输出信号。分频器输出333连接到可编程分频器314的输入。可编程分频器314在可编程分频器输出334处提供可编程分频器输出信号。可编程分频器输出334连接到占空比调整电路315的输入。占空比调整电路315在混频器输入335处提供混频器输入信号。混频器输入335连接到混频器316的输入。在混频器LO输入336处提供LO信号，如ADC PLL输出信号。混频器LO输入336连接到混频器316。混频器316在混频器输出337处提供混频器输出信号。混频器LO输入336可以设置有与图2的混频器LO输入210处的LO信号相同的LO信号，所述LO信号可以是与图5的LO输入538处的LO信号相同的LO信号。
根据至少一个实施例，VCO 301可以例如在是雷达频率的一半的频率下操作。例如，对于在大约80千兆赫(GHz)下操作的雷达系统，VCO 301可以具有大约40GHz的频率。例如，预定标器302可以是四分频分频器，以在预定标器输出332处提供大约10GHz的信号。分频器313可以是例如固定分频器，如四分频分频器，以在分频器输出333处提供大约2.5GHz的信号。可编程分频器314可以是例如除数可在例如16与63之间编程的可编程分频器314。例如，如果为除数选择大约32的值，则可编程分频器314可以提供大约80MHz的可编程分频器输出。占空比调整电路315可以提供是其输入的一半的混频器输入信号，从而根据示例性值提供大约40MHz的混频器输入信号。如ADC PLL等LO频率源可以提供大约40MHz的另一频率，但被偏移几MHz以允许混频器在混频器输出337处提供大约2.05MHz至3.08MHz的混频产物。可以用其它频率和细节来实践其它实施例。
PDIV(314)元件允许微调除法因数以几乎匹配ADC PLL频率的除法因数，其方式为使得混频器的输出在2MHz与3.8MHz之间，这是ADC兼容的频率范围。由于ADC在示例性情况下以每秒10兆样本(MSps)运行，因此满足了奈奎斯特判据(例如，采样频率应当是输入信号的频率的至少两倍)。
通过使用可编程分频器，可以实现基带中期望的频率范围关系。可以根据调制频率来设定分割比(以及因此除数)。分频器可以使用预定标器和低至2.5GHz的固定除数分频器。例如，操作RF(例如，雷达)频率可以通过预定标器和固定除数分频器分割到中等低频如2.5GHz，然后可编程分频器可以被编程为在可编程分频器的除数范围(例如，16至63)内的适当除数(例如，32)。根据可编程分频器的编程除数进行分频后，可以使用二分频分频器将所得信号的占空比调整为50％导通和50％关断。
作为例子，具有2.5GHz输入频率的可编程分频器可以被实施为动态CMOS装置。通过在可编程分频器的输出处使用二分频分频器获得50％的占空比，获得了谐波抑制(因为50％以外的占空比可以预期在与非50％占空比的导通时间和关断时间相关的频率下产生频谱能量)。
二分频分频器的输出可以向下混频到低频范围(在基带处或附近)，以允许在ADC的带宽能力内进行采样。例如，分频器输出处的目标IF频率范围可以在2MHz至4MHz的范围内。
根据操作RF频率(例如，雷达频率)，可以选择将可编程除数值以覆盖可以扫描啁啾信号的频率范围(例如，在2GHz RF频带内)。选定的除数可以产生不同的正IF值和负IF值。
图4是示出根据至少一个实施例的啁啾雷达系统的波形的定时图。波形图400以二维绘制，其中水平轴代表时间并且竖直轴代表频率。波形403在第一频率(F1)401与第二频率(F2)402之间变化。
在时间407处，波形403处于第二频率402，在所述第二频率402下，所述波形403保持持续时间408，直到时间409。在时间409处，波形403的频率经过时间410开始减小，并且此后直到持续时间411之后，有效数据404的周期在时间412处开始。有效数据404的周期持续到时间414，但是波形403的频率经过时间415额外持续减小了持续时间416，直到时间417。在时间417处，波形403处于第一频率401，在所述第一频率401下，所述波形403保持持续时间418，直到时间419。从时间419到时间421，对于持续时间420，波形403的频率从第一频率401迅速增大到第二频率402。
在时间421处，波形403处于第二频率402，在所述第二频率402下，所述波形403保持不变，直到时间422。在时间422处，波形403的频率经过时间423开始减小，并且此后直到持续时间424之后，有效数据405的周期在时间425处开始。有效数据405的周期持续到时间426，但是波形403的频率经过时间427额外持续减小了持续时间428，直到时间429。在时间429处，波形403处于第一频率401，在所述第一频率401下，所述波形403保持不变，直到时间430。从时间430到时间431，波形403的频率从第一频率401迅速增大到第二频率402。
在时间431处，波形403处于第二频率402，在所述第二频率402下，所述波形403保持不变，直到时间432。在时间432处，波形403的频率经过时间433开始减小，并且此后直到持续时间434之后，有效数据406的周期在时间435处开始。有效数据406的周期持续到时间436，但是波形403的频率经过时间437额外持续减小了持续时间438，直到时间439。在时间439处，波形403处于第一频率401，在所述第一频率401下，所述波形403保持短暂时间，之后波形403的频率从第一频率401迅速增大到第二频率402，从而在时间440处达到第二频率402。
波形403表示来自PLL的PLL输出。第一频率401和第二频率402表示啁啾的开始频率和结束频率。在啁啾的有源部分期间(当数据有效时)的频率斜坡的变化率可以用于获得对频率改变的用以实施啁啾的特性(例如，线性度)的测量。
图5是示出根据至少一个实施例的啁啾线性度监测器的本地振荡器(LO)信号、射频(RF)信号和中频(IF)信号的频谱内容的频域图。频率规划500包括：LO信号的频域图，其中频率绘制在水平轴502上并且振幅绘制在竖直轴503上；RF信号的频域图，其中频率绘制在水平轴504上并且振幅绘制在竖直轴505上；以及IF信号的频域图，其中频率绘制在水平轴506上并且振幅绘制在竖直轴507上。LO信号被提供给混频器501的LO输入538。RF信号被提供给混频器501的RF输入539。混频器501的混合产物设置在混频器501的IF输出540处。LO输入538可以设置有与图2的混频器LO输入210处的LO信号相同的LO信号，所述LO信号可以是与图3的LO输入336处的LO信号相同的LO信号。
在LO信号的频域图上，描绘了LO基本频率508、LO2次谐波频率509和LO3次谐波频率510。在RF信号的频域图上，描绘了基本频带511、2次谐波频带512和3次谐波频带513。基本频带511从下频率526延伸到上频率527。二次谐波频带512从下频率528延伸到上频率529。三次谐波频带513从下频率530延伸到上频率531。基本频带511开始于与LO基本频率523相差频率差517。二次谐波频带512开始于与LO2次谐波频率524相差频率差518。三次谐波频带513开始于与LO3次谐波频率525相差频率差519。
在IF信号的频域图上，描绘了下转换的基本频带514、下转换的2次谐波频带515和下转换的3次谐波频带516。下转换的基本频带514从下频率532延伸到上频率533。下转换的2次谐波频带515从下频率534延伸到上频率535。下转换的3次谐波频带516从下频率536延伸到上频率537。下转换的基本频带514开始于与直流(DC)(零赫兹)频率相差频率差520。下转换的2次谐波频带515开始于与DC(零赫兹)频率相差频率差521。下转换的3次谐波频带516开始于与DC(零赫兹)频率相差频率差52。
图5中示出的图的信号是混频器的端口处存在的信号。图显示了RF信号与本地振荡器(LO)信号之间可能发生的谐波混频现象。由于频率规划，只有直接谐波混频可能在大约直流(DC)(零赫兹)附近产生混频产物。交叉混频产物将远离DC(≥40MHz)，因此交叉混频产物将通过抗混叠滤波器滤除。
为了选择可以在基带下对其谐波混频产物进行滤波的频率，根据以下方程式来选择值：
对于2次谐波，
2F最小≥F最大
在基带频率下恢复的信号的带宽可以表达如下：
BW最大基带≈1MHz
用于从约38GHz到约40MHz的分割比可以通过约1000来近似。38GHz下的最大带宽等于1GHz(在约76GHz下的最大带宽为2GHz的情况下)。因此，这样导致40MHz下的带宽等于约1MHz。
因此可以获得以下关系：
F最大＝F最小+BW最大基带→2F最小≥F最大+BW最大基带
→F最小≥BW最大基带
→F最小≥1MHz
根据卡森规则(Carson's Rule)，FMCW信号的过量带宽为25％。出于滤波考虑，可以提供25％的额外裕度。可以包括此类量以达到以下关系：
→F最小≥2BW最大基带
→F最小≥2MHz
F最大理论上可以达到例如5MHz。但是，在实践中，其可能局限于4MHz，以避免抗混叠滤波器在转角频率下衰减。此类限制产生了以下表达式：
→F最小–F最大＝[2MHz-4MHz]
图6是根据至少一个实施例的啁啾线性度监测器的用于对谐波混频现象进行建模的部分的框图。同样，图6的元件如杂散CW信号源602在实用实施方式中不需要明确地实例化，但是在配置实用实施方式的性能时可以通过符号的形式进行理解。PLL线性度监测器106的一部分600包括主连续波(CW)信号源601、杂散CW信号源602、组合器203、Σ-Δ(ΣΔ)模数转换器(ADC)206和数字滤波器207。主CW信号源601经由主CW信号源输出603连接到组合器203。杂散CW信号源经由杂散CW信号源输出604连接到组合器203。组合器203将其组合器输出605提供给ΣΔ ADC 206。ΣΔADC 206接收时钟信号如240-MHz时钟信号以驱动其数据转换操作序列。ΣΔ ADC 206将其数字化输出信号213提供给数字滤波器207。数字滤波器207提供频率检测输出214。
可以根据图6所示的配置来考虑谐波混频信号电平对频率测量的影响。在此类分析中可以考虑非调制CW信号。可以考虑例如如下三种不同的杂散偏移：1kHz(与想要的信号重叠)、1MHz(中间)和2MHz(要求中限定的最大偏移)。
可以观察到，在杂散信号的某个水平之下，受ADC性能的限制，测量准确度饱和。杂散信号的影响随着频率偏移而增加。实际上，在测量CW时会显示以下内容：
f测量≈fcw+α.f拍，其中f拍＝(fcw-f杂散)/2
在最坏的情况下(例如，2MHz偏移)，在-55dBc的杂散水平下达到饱和。之后，杂散信号开始通过解调器的滤波器滤除。
调制频率信号的杂散效应与CW情况区别于两个方面。谐波混频信号散布在n倍的原始频带上，并且因此，其功率密度减小10*log(n)，其中n是RF谐波次数。考虑到FMCW调制，谐波混频信号周期性地出现并且出现较短时间(比IF信号快n倍)。
可以考虑最坏的情况来得出滤波要求。例如，对于10xRF-9xLO，可以考虑约-46dBc(对于CW)的固有电平。1阶滤波器已经提供了最佳测量准确度。其它限制因素变得比那个滤波水平重要(例如，ADC噪声等)。因此，谐波混频产物应保持在-55dBc以下，并且基于观察，此类实践将允许获得最大测量准确度。
图7是根据至少一个实施例的用于与啁啾线性度监测器一起使用的谐波环路滤波器的示意图。谐波环路滤波器图700描绘了谐波环路滤波器701。谐波环路滤波器701包括分频器输出节点702、电阻器703、电容器704、电阻器705、电容器706和混频器输入节点707。分频器输出节点702连接到电阻器703的第一端。电阻器703的第二端连接到节点711。节点711连接到电容器704的第一端和电阻器705的第一端。电阻器705的第二端连接到电容器706的第一端和混频器输入节点707。电容器704的第二端和电容器706的第二端连接到接地电位712。
如图7所示，实际上可以使用二阶滤波器来避免使用电平移位器并将给定阶(例如，10阶)以上的所有谐波置于指定限制(例如，-55dBc)之下。因此，使用简单的易于实用的电路，可以提供针对谐波混频的期望抗扰。
图8是示出根据至少一个实施例的方法的流程图。方法800开始于框801。方法800从框801持续到框802。在框802处，啁啾线性度监测器配置可编程除数分频器以在混频器输出信号中提供非重叠谐波频带。方法800从框802持续到框803。在框803处，啁啾线性度监测器接收信号源输出信号，如来自锁相环(PLL)的PLL输出信号。方法800从框803持续到框804。在框804处，啁啾线性度监测器分割信号源输出信号的频率以提供分频输出信号。方法800从框804持续到框805。在框805处，啁啾线性度监测器使用第一低通滤波器电路来减少谐波混频以产生混频器输入信号。
方法800从框805持续到框806。在框806处，啁啾线性度监测器将混频器输入信号与本地振荡器(LO)信号混合以提供混频器输出信号。方法800从框806持续到框807。在框807处，啁啾线性度监测器使用第二低通滤波器电路来执行抗混叠滤波以提供模数转换器(ADC)输入信号。方法800从框807持续到框808。在框808处，啁啾线性度监测器在ADC电路处将ADC输入信号数字化以提供数字输出信号。方法800从框808持续到框809。在框809处，啁啾线性度监测器对数字输出信号进行数字滤波以检测扫频啁啾的频率。方法800从框809持续到框810。在框810处，啁啾线性度监测器比较扫频啁啾的频率的关系以测量扫频啁啾的线性度。方法800从框810持续到框811。在框811处，当扫频啁啾的频率的关系的比较指示扫频啁啾的非线性时，啁啾线性监测器提供警告指示。方法800从框811持续到框812。在框812处，当频率扫描线性度量测量电路提供警告指示时，啁啾线性度监测器致使使用扫频啁啾的雷达忽略由扫频啁啾引起的雷达返回信号。方法800从框812持续到框813，在所述框813处，方法800结束。
根据至少一个实施例，方法800包括：使用可编程除数分频器根据可编程除数值来执行分频。根据至少一个实施例，方法800包括：使用耦合到可编程除数分频器的占空比调整电路为分频输出信号提供50％的占空比。
根据至少一个实施例，一种啁啾线性度检测器包括频率采样电路和频率扫描线性度测量电路。所述频率扫描线性度测量电路耦合到所述频率采样电路。所述频率采样电路包括分频器电路，所述分频器电路用于从频率源接收频率源输出信号并提供分频输出信号。所述频率采样电路另外包括耦合到所述分频器电路的第一低通滤波器电路。提供所述第一低通滤波器电路以用于接收所述分频输出信号，减少谐波混频并提供混频器输入信号。所述频率采样电路另外包括耦合到所述第一低通滤波器电路的混频器电路。提供所述混频器电路以用于接收所述混频器输入信号，将所述混频器输入信号与本地振荡器信号混合并提供混频器输出信号。所述频率采样电路另外包括耦合到所述混频器电路的第二低通滤波器电路。提供所述第二低通滤波器电路以用于接收所述混频器输出信号，执行抗混叠滤波并提供模数转换器(ADC)输入信号。所述频率采样电路另外包括耦合到所述第二低通滤波器电路的ADC电路。提供所述ADC电路以用于接收所述ADC输入信号，将所述ADC输入信号数字化并提供数字输出信号。
根据至少一个实施例，所述频率扫描线性度测量电路包括耦合到所述ADC电路的数字滤波器电路。提供所述数字滤波器电路以用于接收所述数字输出信号并检测扫频啁啾的频率。根据至少一个实施例，所述频率扫描线性度测量电路比较所述扫频啁啾的所述频率的关系以测量所述扫频啁啾的线性度。根据至少一个实施例，当所述扫频啁啾的所述频率的所述关系的比较指示所述扫频啁啾的非线性时，所述频率扫描线性度测量电路提供警告指示。根据至少一个实施例，使用所述扫频啁啾的雷达被配置成当所述频率扫描线性度测量电路提供所述警告指示时忽略由所述扫频啁啾引起的雷达返回信号。根据至少一个实施例，所述本地振荡器信号的本地振荡器频率被配置成在所述混频器输出信号中提供非重叠谐波频带。根据至少一个实施例，提供可编程除数分频器以用于根据可编程除数值来执行分频，并且将占空比调整电路耦合到所述可编程除数分频器以用于为所述分频输出信号提供50％的占空比。根据至少一个实施例，所述频率源输出信号是从作为所述频率源的锁相环(PLL)接收的PLL输出信号。所述频率源输出信号是PLL输出信号，所述PLL输出信号是从表示所述频率源的锁相环(PLL)接收的。
根据至少一个实施例，一种方法包括：从频率源接收频率源输出信号；根据模数转换器(ADC)的ADC输入频率范围来调整频率除数；根据所述频率除数来分割所述频率源输出信号以提供分频输出信号；使用第一低通滤波器电路来减少谐波混频以产生混频器输入信号；将所述混频器输入信号与本地振荡器(LO)信号混合以提供混频器输出信号；使用第二低通滤波器电路来执行抗混叠滤波以提供模数转换器(ADC)输入信号；在ADC电路处将所述ADC输入信号数字化以提供数字输出信号。根据至少一个实施例，所述方法另外包括：对所述数字输出信号进行数字滤波以检测扫频啁啾的频率。根据至少一个实施例，所述方法另外包括：比较所述扫频啁啾的所述频率的关系以测量所述扫频啁啾的线性度。根据至少一个实施例，所述方法另外包括：当所述扫频啁啾的所述频率的所述关系的比较指示所述扫频啁啾的非线性时，提供警告指示。根据至少一个实施例，所述方法另外包括：当所述频率扫描线性度测量电路提供所述警告指示时，致使使用所述扫频啁啾的雷达忽略由所述扫频啁啾引起的雷达返回信号。根据至少一个实施例，所述方法另外包括：配置所述本地振荡器信号的本地振荡器频率以在所述混频器输出信号中提供非重叠谐波频带。根据至少一个实施例，所述分割所述频率源输出信号以提供分频输出信号包括：根据可编程除数值来执行分频；以及为所述分频输出信号提供50％的占空比。根据至少一个实施例，所述频率源输出信号是从作为所述频率源的锁相环(PLL)接收的PLL输出信号。所述频率源输出信号是PLL输出信号，所述PLL输出信号是从表示所述频率源的锁相环(PLL)接收的。
根据至少一个实施例，一种集成电路包括锁相环(PLL)频率采样电路和频率扫描线性度测量电路。所述频率扫描线性度测量电路耦合到所述PLL频率采样电路。所述PLL频率采样电路包括分频器电路，所述分频器电路用于从PLL接收PLL输出信号并提供分频输出信号。所述PLL频率采样电路另外包括耦合到所述分频器电路的第一低通滤波器电路。提供所述第一低通滤波器电路以用于接收所述分频输出信号，减少谐波混频并提供混频器输入信号。所述PLL频率采样电路另外包括耦合到所述第一低通滤波器电路的混频器电路。提供所述混频器电路以用于接收所述混频器输入信号，将所述混频器输入信号与本地振荡器信号混合并提供混频器输出信号。所述PLL频率采样电路另外包括耦合到所述混频器电路的第二低通滤波器电路。提供所述第二低通滤波器电路以用于接收所述混频器输出信号，执行抗混叠滤波并提供模数转换器(ADC)输入信号。所述PLL频率采样电路另外包括耦合到所述第二低通滤波器电路的ADC电路。提供所述ADC电路以用于接收所述ADC输入信号，将所述ADC输入信号数字化并提供数字输出信号。
根据至少一个实施例，所述频率扫描线性度测量电路包括耦合到所述ADC电路的数字滤波器电路。提供所述数字滤波器电路以用于接收所述数字输出信号并检测扫频啁啾的频率。根据至少一个实施例，所述频率扫描线性度测量电路比较所述扫频啁啾的所述频率的关系以测量所述扫频啁啾的线性度。根据至少一个实施例，当所述扫频啁啾的所述频率的所述关系的比较指示所述扫频啁啾的非线性时，所述频率扫描线性度测量电路提供警告指示。根据至少一个实施例，使用所述扫频啁啾的雷达被配置成当所述频率扫描线性度测量电路提供所述警告指示时忽略由所述扫频啁啾引起的雷达返回信号。根据至少一个实施例，所述本地振荡器信号的本地振荡器频率被配置成在所述混频器输出信号中提供非重叠谐波频带。
尽管以上描述指的是可以获得如发射频率等操作频率的用于提供可控振荡信号的信号源被实施为PLL的例子，但是应了解，可以采用其它形式的信号源来代替PLL 105。可以如本文中关于PLL所描述的那样监测此类信号源的扫描频率。
尽管关于在啁啾的持续时间内以恒定速率发生的频率扫描描述了可以根据本公开进行监测的啁啾的频率扫描特性，但是应了解，频率扫描特性可以以不同的速率发生，如在啁啾的持续时间内的递增速率或递减速率。因此，作为例子，可以利用如线性啁啾、指数啁啾、符合其它单调递增或单调递减曲线的啁啾和编码啁啾等啁啾来实践实施方式。应理解，频率扫描线性度测量电路可以根据此类特性来配置以提供对啁啾与此类特性的一致性的测量。还应了解，所有啁啾不需要完全相同并且不需要符合相同的特性。作为例子，较短持续时间、较低分辨率的啁啾可以结合较长持续时间、较高分辨率的啁啾使用，例如以优化获取的空间信息的获取速度和精度。作为另一个例子，可以使用不同的速率和特性来扩展可以获取目标的有用范围。当产生了不同啁啾时，啁啾线性度检测器可以被配置成适用于此类不同的速率和特性。
已经参考具体实施例描述了本公开的概念。然而，本领域普通技术人员应了解，在不脱离如下面的权利要求书阐明的本公开范围的情况下，可以做出各种修改和改变。具体地说，频率、除数、带宽等可以使用不同的值来实施。因此，应当在说明性而非限制性的意义上看待说明书和附图，并且所有此类修改均旨在包括在本公开的范围内。
上文中已经关于具体实施例描述了益处、其它优点和问题的解决方案。然而，益处、优点、问题的解决方案以及可能使任何益处、优点或解决方案发生或变得更加显著的任何特征均不应被解释为是任何或全部权利要求的关键的、必需的或基本的特征。

Claims (7)

1.一种啁啾线性度检测器，其特征在于，其包括：
频率采样电路（100）；以及
PLL线性度监测器（106），所述PLL线性度监测器（106）耦合到所述频率采样电路（100），所述PLL线性度监测器（106）包括：
可编程除数分频器电路（201），其用于从锁相环PLL作为频率源（105）接收频率源输出信号、根据可编程除数值来执行分频并提供分频输出信号（208）；
耦合到所述可编程除数分频器电路（201）的第一低通滤波器电路（202），所述第一低通滤波器电路（202）用于接收所述分频输出信号（208）、减少谐波混频并提供混频器输入信号（209）；
耦合到所述第一低通滤波器电路（202）的混频器电路（203），所述混频器电路（203）用于接收所述混频器输入信号（209）、将所述混频器输入信号（209）与本地振荡器信号（210）混合并提供混频器输出信号（211）；
耦合到所述混频器电路（203）的第二低通滤波器电路（205），所述第二低通滤波器电路（205）用于接收所述混频器输出信号（211）、执行抗混叠滤波并提供模数转换器ADC输入信号（212）；
耦合到所述第二低通滤波器电路（205）的ADC电路（206），所述ADC电路（206）用于接收所述ADC输入信号（212）、将所述ADC输入信号（212）数字化并提供数字输出信号（213）；
耦合到所述ADC电路（206）的数字滤波器电路（207），所述数字滤波器电路（207）用于接收所述数字输出信号（213）并检测扫频啁啾的频率；
所述PLL线性度监测器（106）比较所述扫频啁啾的所述频率的关系，以测量所述扫频啁啾的线性度。
2.根据权利要求1所述的啁啾线性度检测器，其特征在于，当所述扫频啁啾的所述频率的所述关系的比较指示所述扫频啁啾的非线性时，所述PLL线性度监测器（106）提供警告指示。
3.根据权利要求2所述的啁啾线性度检测器，其特征在于，使用所述扫频啁啾的雷达被配置成当所述PLL线性度监测器（106）提供所述警告指示时忽略由所述扫频啁啾引起的雷达返回信号。
4.根据在前的任一项权利要求所述的啁啾线性度检测器，其特征在于，所述本地振荡器信号（210）的本地振荡器频率被配置成在所述混频器输出信号（211）中提供非重叠谐波频带。
5.根据权利要求1-3中任一项所述的啁啾线性度检测器，其特征在于，所述可编程除数分频器电路（201）包括：
耦合到可编程除数分频器的占空比调整电路（305，315），其用于为所述分频输出信号（208）提供50%的占空比。
6.根据权利要求1-3中任一项所述的啁啾线性度检测器，其特征在于，所述频率采样电路（100）是锁相环PLL频率采样电路（100），其中所述频率源输出信号是PLL输出信号，所述PLL输出信号是从表示所述频率源（105）的锁相环PLL接收的。
7.一种方法，其特征在于，其包括：
从频率源（105）接收（802）频率源输出信号；
根据ADC电路（206）的ADC输入频率范围来调整频率除数；
根据所述频率除数来分割（804）所述频率源输出信号以提供分频输出信号（208）；
使用第一低通滤波器电路（202）来减少（805）谐波混频以产生混频器输入信号（209）；
将所述混频器输入信号（209）与本地振荡器信号（210）混合（806）以提供混频器输出信号（211）；
使用第二低通滤波器电路（205）来执行（807）抗混叠滤波以提供模数转换器ADC输入信号（212）；
在ADC电路（206）处将所述ADC输入信号（212）数字化（808）以提供数字输出信号（213）；
对所述数字输出信号（213）进行数字滤波（809）并检测扫频啁啾的频率；
比较所述扫频啁啾的所述频率的关系，以测量所述扫频啁啾的线性度。
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