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CN109983689B - 逆变器控制装置及电动机驱动系统 - Google Patents

逆变器控制装置及电动机驱动系统 Download PDF

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CN109983689B CN201780039447.1A CN201780039447A CN109983689B CN 109983689 B CN109983689 B CN 109983689B CN 201780039447 A CN201780039447 A CN 201780039447A CN 109983689 B CN109983689 B CN 109983689B
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Toshiba Industrial Products and Systems Corp
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Abstract

实施方式的逆变器控制装置提供实现稳定的启动的逆变器控制装置及电动机驱动系统，具备：电流检测器(3)，检测从逆变器(1)输出的电流响应值；启动时控制部(4)，具备旋转相位角推定部(45)和旋转速度推定部(46)，旋转相位角推定部基于电流响应值在静止坐标系中运算与电动机(2)的旋转相位角相当的值(θest0)旋转速度推定部在逆变器(1)的启动时使用推定旋转相位角(θest1)运算电动机(2)的初始旋转速度推定值(ωest0)；以及通常时控制部(5)，将初始旋转速度推定值(ωest0)作为初始值，在旋转坐标系中运算电动机(2)的推定旋转相位角(θest)。

Description

逆变器控制装置及电动机驱动系统
技术领域
本发明的实施方式涉及逆变器控制装置及电动机驱动系统。
背景技术
在控制电动机的逆变器装置中，为了小型轻量、低成本化、可靠性提高，提出了不使用解析器、编码器等旋转相位角传感器的无传感器控制法。
例如提出了如下方法：使用由与绕组交链的无负载磁通产生的电压信息来推定旋转相位角的方法；使用重叠高频电压而由转子凸极产生的高频电流信息的无传感器方法。
另外，在用于铁路、工业用途的逆变器装置中，从惰行运转或瞬时停电等使逆变器启动时，需要推定旋转相位角。在该情况下，提出了如下方法：在再启动时控制逆变器装置的开关模式，观测通过使绕组短路而产生的电流来推定转子位置的方法；将由磁铁感应电压产生的电流抑制控制为零，利用此时产生的特征量来推定旋转相位角的方法。
进而，作为面向PMSM(永磁同步电动机)的空运转再启动的方式，提出了如下方法：进行输出非零电压矢量的逆变器开关动作，不依赖于电动机速度而利用一个数式来推定旋转相位角的方法。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第3692085号公报
专利文献2：日本专利第3719910号公报
专利文献3：日本专利第3636340号公报
专利文献4：日本专利第3508982号公报
专利文献5：日本专利第4139934号公报
发明内容
例如在推定不使用永久磁铁的同步磁阻马达(SynRM)的旋转相位角时，由于无负载感应电压小，因此难以应用利用了无负载感应电压的旋转相位角推定。
另外，通过重叠高频电压来推定旋转相位角的方法，虽然在低速旋转时能够准确地推定旋转相位角的推定值，但其是以基波频率相对于重叠的高频电压的频率足够小为前提的，难以进行高速旋转时的旋转相位角的推定。
本发明的实施方式是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种实现稳定的启动的逆变器控制装置及电动机驱动系统。
实施方式的逆变器控制装置具备：逆变器主电路；电流检测器，检测所述逆变器主电路的输出布线的电流；启动时控制部，具备旋转相位角推定部和旋转速度推定部，该旋转相位角推定部基于由所述电流检测器检测出的电流响应值，在静止坐标系中运算与连接于所述逆变器主电路的电动机的旋转相位角相当的值，该旋转速度推定部在所述逆变器主电路的启动时，使用与所述旋转相位角相当的值来运算与所述电动机的旋转速度相当的值；以及通常时控制部，将与所述旋转速度相当的值作为初始值，在旋转坐标系中运算所述电动机的推定旋转相位角。
附图说明
图1是概略地表示第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的一个结构例的图。
图2是概略地表示第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的结构例的框图。
图3是用于说明从启动时控制部的高频电压指令生成部输出的高频电压指令的一例的图。
图4是概略地表示第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的通常时控制部的结构例的框图。
图5是用于说明从通常时控制部的高频电压指令生成部输出的重叠电压指令的一例的图。
图6是概略地表示通常时控制部的PI控制器的结构例的框图。
图7是用于说明第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的其他例子的框图。
图8是用于说明第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的通常时控制部的其他例子的框图。
图9是概略地表示第2实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的结构例的框图。
图10是概略地表示第3实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的结构例的框图。
图11是用于说明图10所示的PWM产生部的动作的一例的图。
具体实施方式
以下，参照附图对实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统进行说明。
图1是概略地表示第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的一个结构例的图。
本实施方式的电动机驱动系统是驱动电动机2的电动机驱动系统，具备电动机2和逆变器控制装置。逆变器控制装置具备逆变器1、电流检测器3、启动时控制部4、通常时控制部5、切换部6。
电动机2例如是具备定子和转子的同步磁阻马达(SynRM)。电动机2通过从逆变器1供给的三相交流电流而被驱动。
逆变器1具备直流电源(直流负载)、以及具备U相、V相、W相的各相两个开关元件的逆变器主电路(均未图示)。各相的两个开关元件串联连接在与直流电源的正极连接的直流线路和与直流电源的负极连接的直流线路之间。逆变器1的开关元件通过从切换部6接收到的门指令(gate command)而被控制。逆变器1是将U相电流iu、V相电流iv、W相电流iw向作为交流负载的电动机2输出的三相交流逆变器。另外，逆变器1也能够将由电动机2发电的电力向直流电源充电。
电流检测器3检测从逆变器1输出的三相交流电流(U相电流iu、V相电流iv、W相电流iw)中的至少两相的电流响应值(例如，U相电流iu、W相电流iw)。由电流检测器3检测出的电流响应值经由切换部6向启动时控制部4或者通常时控制部5供给。
切换部6切换从启动时控制部4输出的门指令的供给路径和从通常时控制部5输出的门指令的供给路径，向逆变器1进行供给。另外，切换部6切换由电流检测器3检测出的电流响应值iu、iw的供给路径，向启动时控制部4和通常时控制部5中的一方进行供给。
切换部6具备第1切换器61和第2切换器62。第1切换器61和第2切换器62的动作例如通过从启动时控制部4供给的通常模式变更指令而被控制。
第1切换器61具备第1输入部IN1、第2输入部IN2和第1输出部OUT1。从启动时控制部4输出的门指令被输入到第1输入部IN1。从通常时控制部5输出的门指令被输入到第2输入部IN2。第1输出部OUT1与用于向逆变器1的各相两个开关元件分别供给门指令的布线电连接。
第1切换器61在通常模式变更指令为低(L)电平时将第1输入部IN1与第1输出部OUT1电连接，在通常模式变更指令为高(H)电平时将第2输入部IN2与第1输出部OUT1电连接。
第2切换器62具备第3输入部IN3、第2输出部OUT2和第3输出部OUT3。从电流检测器3向第3输入部IN3输入电流响应值iu、iw。第2输出部OUT2与用于向后述的启动时控制部4的坐标变换部44供给电流响应值iu、iw的布线电连接。第3输出部OUT3与用于向后述的通常时控制部5的坐标变换部56供给电流响应值iu、iw的布线电连接。
第2切换器62在通常模式变更指令为低(L)电平时将第3输入部IN3与第2输出部OUT2电连接，在通常模式变更指令为高(H)电平时将第3输入部IN3与第3输出部OUT3电连接。
启动时控制部4在启动逆变器1时(例如电动机2从空运转启动时)，使用将静止坐标系的高频电压指令重叠在电压指令上的高频电压指令、和向电动机2施加高频电压时从逆变器1输出的高频电流的值(电流响应值)，运算推定旋转相位角(相当于旋转相位角θ的值)θest1，使用推定旋转相位角θest1，运算初始旋转速度推定值(相当于旋转速度ω的值)ωest0。另外，如后所述，推定旋转相位角(相当于旋转相位角θ的值)θest1包含初始旋转相位角推定值θest0。
所谓启动逆变器1时是指例如通过利用者按下启动按钮而使逆变器控制装置开始逆变器1的驱动时。在进行逆变器的无传感器控制的情况下，逆变器控制装置在启动逆变器1的定时未识别出转子的旋转速度。因此，在启动逆变器1时，既有电动机2处于空运转状态时，也有电动机2的旋转停止的状态时。
另外，启动时控制部4向切换部6输出通常模式变更指令。通常模式变更指令在逆变器控制装置及电动机驱动系统通过来自外部的启动指令而启动时为低(L)电平。启动时控制部4与将初始旋转速度推定值ωest0向通常时控制部5供给的定时同步地将通常模式变更指令从低(L)电平上升为高(H)电平。
另外，启动时控制部4在逆变器主电路被停止了时(例如使用者按下停止按钮时、通过异常时的保护动作而停止时)，将通常模式变更指令从高(H)电平变为低(L)电平。
通常时控制部5将从通常时控制部5供给的初始旋转相位角推定值θest0及初始旋转速度推定值ωest0作为初始值，使用在将旋转坐标系的高频电压指令重叠于电压指令而向电动机2施加高频电压时从逆变器1输出的高频电流的值(电流响应值)，运算推定旋转相位角θest，控制电动机2的动作。
图2是概略地表示第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的结构例的框图。
启动时控制部4具备高频电压指令生成部41、坐标变换部42、44、PWM调制部43、旋转相位角推定部45及旋转速度推定部46。
高频电压指令生成部41生成αβ轴固定坐标系的高频电压指令Vαh*。
图3是用于说明从启动时控制部的高频电压指令生成部输出的高频电压指令的一例的图。
例如，如图3所示，高频电压指令Vαh*是在Vh[V]与-Vh[V]之间振动的高频电压指令。另外，关于重叠的高频信号的频率，如果是与逆变器主电路连接的电动机2的最高转速的2倍以上的频率，则成为对电动机2的旋转无贡献的信号成分，因此重叠的高频信号被设定为至少电动机2的最高转速的2倍以上。
坐标变换部42是接收从高频电压指令生成部41输出的αβ轴固定坐标系的高频电压指令Vαh*并向三相固定坐标系的电压指令vu*、vv*、vw*进行坐标变换的矢量变换单元。
PWM调制部43基于从坐标变换部42输出的电压指令(调制率指令)vu*、vv*、vw*与三角波进行比较的结果，生成并输出逆变器1的各相开关元件的门信号。
坐标变换部44是接收由电流检测器3检测出的三相固定坐标系的电流响应值iu、iw并向αβ固定坐标系的电流响应值iβ进行坐标变换的矢量变换单元。
旋转相位角推定部45根据从坐标变换部44输出的电流响应值iβ和在高频电压指令生成部41中生成的重叠电压指令(高频电压指令)Vαh*来运算电动机2的推定旋转相位角θest1。
例如，若将电动机2的电压方程式模型考虑为静止坐标系，则能够如下述数式(1)那样表示。
Figure BDA0001919489780000061
在此，
Figure BDA0001919489780000062
其中，在上述数式(1)中，piα是对iα进行微分而得到的值，piβ是对iβ进行微分而得到的值。
若从上述数式(1)中仅抽取高频成分，则仅为电流微分项，能够如下述数式(2)那样表示。
Figure BDA0001919489780000063
其中，在上述数式(2)中，下标“hf”是指高频成分。
另外，电感矩阵L00、L01、L10、L11能够如下述数式(3)那样表示。
Figure BDA0001919489780000064
在此，若将数式(2)变形则成为数式(4)。
Figure BDA0001919489780000071
而且，在仅在α轴方向上重叠高频电压的情况下，vβhf为0，因此，数式(4)能够如下述数式(5)那样表示。
Figure BDA0001919489780000072
若将数式(3)代入数式(5)，则成为数式(6)。
Figure BDA0001919489780000073
若着眼于数式(6)的piβhf，则成为数式(7)。
Figure BDA0001919489780000074
根据数式(7)，若对θ求解，则成为数式(8)。
Figure BDA0001919489780000075
旋转相位角推定部45使用上述数式(8)，运算旋转相位角θ而作为推定旋转相位角θest1。其中，vαhf使用重叠电压指令Vαh*，piβhf设为通过对电流响应值iβ进行微分而得到的值。另外，将运算出初始速度的定时(将通常模式变更指令从低(L)电平上升为高(H)电平的定时)的推定旋转相位角θest1作为初始旋转相位角推定值θest0输出。
旋转速度推定部46使用从旋转相位角推定部45输出的推定旋转相位角θest1，运算初始旋转速度推定值ωest0。
旋转速度推定部46对从启动处理开始起经过规定的第1规定期间T1为止推定旋转相位角θest1零交叉的次数进行计数。接着，旋转速度推定部46在计数值成为了规定值以上时，进一步对推定旋转相位角θest1零交叉的次数进行计数，直到从启动处理开始起经过了第2规定期间T2(第2规定期间T2>第1规定期间T1)为止。
在本实施方式中，例如将与计数值进行比较的规定值设为“2”。即，旋转速度推定部46在第1规定期间T1所计数的值为规定值(例如2)以上时，进一步对在第2规定期间T2推定旋转相位角θest1零交叉的次数进行计数。
旋转速度推定部46使用从启动处理开始时(第1规定期间T1的开始时)起经过第2规定期间T2为止推定旋转相位角θest1零交叉的次数KT2，如下述那样运算初始旋转速度推定值ωest0。由于θ零交叉的次数在一个周期为2次，所以除以2。
ωest0＝2π×(KT2÷T2)÷2…数式(9)
另一方面，在第1规定期间T1内推定旋转相位角θest1零交叉的次数小于规定值(例如2次)时，旋转速度推定部46将初始旋转速度推定值ωest0设为零。例如，在逆变器1处于停止的状态下利用者按下启动按钮、逆变器1的启动处理开始时，在第1规定期间T1推定旋转相位角θest1零交叉的次数小于规定值(例如2次)，初始旋转速度推定值ωest0为零。
旋转速度推定部46如上述那样运算初始旋转速度推定值ωest0，将运算结果向通常时控制部5供给。另外，旋转速度推定部46与将初始旋转速度推定值ωest0向通常控制部5供给的定时同步地，将向切换部6的通常模式变更指令从低(L)电平上升为高(H)电平。因此，与初始旋转速度推定值ωest0被设定为通常时控制部5的PI控制器58的初始值的定时同步地切换第1切换器61和第2切换器62，电流指令值iu、iw被供给至通常时控制部5，由通常时控制部5运算出的门指令被供给至逆变器1。
在本实施方式中，使用相当于旋转相位角θ的值(推定旋转相位角θest1)来运算初始旋转速度推定值ωest0，但关于初始旋转相位角推定值θest0，由于对初始旋转速度的重要性低，所以也可以在通常时控制部5中不预设初始旋转相位角推定值θest0。在通常时控制部5中不预设初始旋转相位角推定值θest0的情况下，由于上述数式(6)的piβhf包含sin2θ的成分，因此，通过对piβhf的零交叉的次数进行计数来运算初始旋转速度推定值ωest0，能够简化运算处理。
图4是概略地表示第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的通常时控制部的结构例的框图。
通常时控制部5具备电流控制部51、高频电压重叠部52、高频电压指令生成部53、坐标变换部54、56、PWM调制部55、旋转相位角误差推定部57、PI控制器58、积分器59。
电流控制部51接收dcqc轴旋转坐标系的电流响应值idc、iqc、电流指令idc*、iqc*，以使电流响应值idc、iqc与电流指令值idc*、iqc*之差为零的方式运算并输出基波电压指令vdcf*、vqcf*。
高频电压指令生成部53生成dcqc轴旋转坐标系的重叠电压指令Vdch*。
图5是用于说明从通常时控制部的高频电压指令生成部输出的重叠电压指令的一例的图。
如图5所示，重叠电压指令Vdch*例如是在Vh[V]与-Vh[V]之间振动的高频电压指令。
高频电压重叠部52对基波电压指令值vdcf*、vqcf*加上重叠电压指令Vdch*，生成电压指令vdc*、vqc*。
坐标变换部54是使用推定旋转相位角θest、将dcqc轴旋转坐标系的电压指令vdc*、vqc*向三相固定坐标系的电压指令vu*、vv*、vw*进行坐标变换的矢量变换单元。
PWM调制部55基于从坐标变换部54输出的电压指令(调制率指令)vu*、vv*、vw*与三角波进行比较的结果，生成并输出逆变器1的各相开关元件的门信号。
坐标变换部56是接收推定旋转相位角θest和由电流检测器3检测出的电流响应值iu、iw、使用推定旋转相位角θest将三相固定坐标系的电流响应值iu、iw向dcpc轴旋转坐标系的电流响应值idc、iqc进行坐标变换的矢量变换单元。
例如，若将电动机2的电压方程式模型考虑为旋转坐标系，则能够如下述数式(10)那样表示。
Figure BDA0001919489780000091
在此，
Figure BDA0001919489780000092
若从上述数式(10)中仅抽取高频成分，则只有电流微分项，能够如下述数式(11)那样表示。
Figure BDA0001919489780000101
在此，若将数式(11)变形，则成为数式(12)。
Figure BDA0001919489780000102
而且，在仅在d轴方向上重叠高频电压的情况下，vqhf为0，因此，数式(12)能够如下述数式(13)那样表示。
Figure BDA0001919489780000103
若着眼于上述数式(13)的piqhf，则成为数式(14)。
Figure BDA0001919489780000104
根据上述数式(14)，若对Δθ求解，则成为数式(15)。
Figure BDA0001919489780000105
旋转相位角推定部57使用上述数式(15)，运算并输出电动机2的旋转相位角与在旋转坐标系的坐标变换中使用的推定旋转相位角θest之间的误差(旋转相位角误差)Δθest。其中，从高频电压指令生成部53输出的vdhf使用重叠电压指令Vdch*，piqhf是通过对从坐标变换部56输出的电流响应值iqc进行微分而得到的。
PI控制器58接收旋转相位角误差Δθest和初始旋转速度推定值ωest0，输出将初始旋转速度推定值ωest0作为初始值以使旋转相位角误差Δθest成为零方式运算出的推定旋转速度ωest。
图6是概略地表示通常时控制部的PI控制器的结构例的框图。PI控制器58是PLL(Phase Locked Loop，锁相环路)电路。
PI控制器58具备比例增益乘法器581、积分增益乘法器582、积分器583及加法器584。
比例增益乘法器581接收旋转相位角误差Δθest，乘以比例增益Kp并向加法器584输出。
积分增益乘法器582接收旋转相位角误差Δθest，乘以积分增益Ki并向积分器583输出。
积分器583将初始值设为从启动时控制部4供给的初始旋转速度推定值ωest0，对积分增益乘法器582的输出值进行积分并向加法器584输出。
加法器584将比例增益乘法器581的输出值与积分器583的输出值相加，输出推定旋转速度ωest。
即，如下运算推定旋转速度ωest。
ωest=(Kp+Ki/s)·△θest…数式(16)
在此，输入到积分器583的初始值是由启动时控制部4运算出的初始旋转速度推定值ωest0。
积分器59对从PI控制器58输出的推定旋转速度ωest进行积分，运算推定旋转相位角θest。积分器59的初始值是由启动时控制部4运算出的初始旋转相位角推定值θest0。由积分器59运算出的推定旋转相位角θest被供给至坐标变换部54、56。
在此，在高速旋转时的启动中，在旋转坐标系中推定旋转相位角、旋转速度的情况下，若将旋转速度的初始值设为0(零)，则由于向PI控制器58输入的旋转相位角误差Δθest是旋转的，因此，如果相对于旋转速度而言PI控制器58的响应速度不够充分地高速，那么控制将无法追随旋转相位角误差Δθest的变化，无法准确地运算推定旋转速度ωest。
另一方面，根据本实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统，在启动时控制部4中，在静止坐标系中运算旋转相位角推定值，根据在规定期间旋转相位角推定值零交叉的次数来运算概略的初始旋转速度推定值ωest0，因此即使在控制响应较慢时也能够更准确地运算初始旋转速度推定值ωest0。
进而，在初始旋转速度推定值ωest0与实际的旋转速度大致一致的状态下，在旋转坐标系中运算推定旋转相位角θest和推定旋转速度ωest时，由于向PI控制器58输入的旋转相位角误差Δθest的旋转速度以实际旋转速度与初始旋转速度推定值ωest0之差来进行旋转，因此，不将PI控制器58的PI控制器的响应设为高速就能够准确地运算推定旋转速度。
如上所述，在本实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统中，即使在不能进行高速的运算处理的情况下，也能够在高速旋转时实现稳定的启动。即，根据本实施方式，能够提供实现稳定的启动的逆变器控制装置及电动机驱动系统。
在上述实施方式中，旋转速度推定部46根据到规定期间T1为止推定旋转相位角θest1是否进行两次以上零交叉，来判断电动机2是否在旋转。由此，在电动机2处于停止状态或极低速旋转的状态下，在规定期间T1运算初始旋转速度推定值ωest0的启动程序结束，因此能够缩短启动时所需的时间。
另外，在上述的实施方式中，旋转速度推定部46基于推定旋转相位角θest1在规定期间T1、T2中零交叉的次数来运算初始旋转速度推定值ωest0，但例如也可以根据推定旋转相位角θest1零交叉规定次数的期间(从推定旋转相位角θest1为零(第1次)的定时起至下次为零(第2次)为止的期间)运算初始旋转速度推定值ωest0。或者，也可以根据推定旋转相位角θest1的动作来运算初始旋转速度推定值ωest0。总之，通过使用在静止坐标系中运算出的旋转相位角推定值来运算旋转速度推定值，从而旋转速度推定值与实际的旋转速度大致相等。因此，通过利用在静止坐标系中运算出的旋转速度推定值来作为在旋转坐标系中进行无传感器控制时的初始值，能够实现稳定的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动。
另外，在上述实施方式中，对采用同步磁阻马达作为电动机2的例子进行了说明，但在采用磁铁磁通较小的永磁同步电动机作为电动机2时，也能够得到与上述实施方式相同的效果。
另外，在上述实施方式中，在静止坐标系中推定旋转相位角时，利用重叠高频电压的方式。在重叠高频电压的方式中，在启动时，仅赋予高频电压，因此仅流过高频电流，能够不产生转矩地启动。
另外，在上述的实施方式中，使用重叠高频电压而产生的高频电流来推定旋转相位角，但即使采用根据赋予高频电流指令而进行了控制时的施加高频电压来推定旋转相位角的方式，也能够得到与上述实施方式相同的效果。
图7是用于说明上述第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的其他例子的框图。
在该例子中，启动时控制部4A中代替上述的高频电压指令生成部41而具备高频电流指令生成部41′和电流控制部47。另外，在以下的说明中，对与上述的第1实施方式相同的结构标注相同的附图标记并省略说明。
高频电流指令生成部41′生成高频电流指令iαh*、iβh*并向电流控制部47输出。
电流控制部47以使高频电流指令iαh*、iβh*与电流响应值iα、iβ之差为零的方式生成并输出高频电压指令vαh*、vβh*。
旋转相位角推定部45根据从坐标变换部44输出的电流响应值iα、iβ、和从电流控制部47输出的高频电压指令vαh*、vβh*来运算推定旋转相位角θest10。
旋转相位角推定部45将上述的电压高频成分用于旋转相位角的运算。首先，电动机2的静止坐标系的电压方程式模型如数式(17)所示。
Figure BDA0001919489780000131
在此，
Figure BDA0001919489780000132
根据上述数式(17)，若仅抽取高频成分，则仅为电流微分项，能够如下述数式(18)那样表示。
Figure BDA0001919489780000133
另外，电感矩阵L00、L01、L10、L11如下述数式(19)所示。
Figure BDA0001919489780000134
在此，例如，如果仅对β轴电流赋予高频电流指令，则α轴高频电压指令成为sin2θ的成分，能够运算旋转相位角θ。或者，如果仅对α轴电流赋予高频电流指令，则β轴高频电压指令成为sin2θ的成分，同样能够运算旋转相位角θ。
图8是用于说明上述第1实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的通常时控制部的其他例子的框图。
在该例子中，通常时控制部5A中代替高频电压指令生成部53而具备高频电流指令生成部53′，代替高频电压重叠部52而具备高频电流指令重叠部52′。
高频电流指令生成部53′生成高频电流的指令idch*、iqch*，并向高频电流指令重叠部52′输出。
高频电流指令重叠部52′对从外部供给的基波电流指令idcf*、iqcf*加上高频电流指令idch*、iqch*，运算电流指令idc*、iqc*，并向电流控制部51输出。
电流控制部51接收电流指令idc*、iqc*和电流响应值idc、iqc，以使电流指令idc*、iqc*与电流响应值idc、iqc之差成为零的方式运算电压指令idc*、iqc*，向坐标变换部54输出。
旋转相位角误差推定部57根据电流响应值idc、iqc及电压指令vdc*、vqc*运算旋转相位角误差推定値Δθest。
如上所述，即使采用根据赋予高频电流指令进行了控制时的施加高频电压来推定旋转相位角的方式，也能够得到与上述实施方式相同的效果。
接着，参照附图对第2实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统进行说明。另外，在以下的说明中，对与上述的第1实施方式相同的结构标注相同的附图标记并省略说明。
图9是概略地表示第2实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的结构例的框图。
在本实施方式中，启动时控制部4B与通常时控制部5共用PWM调制部55、坐标变换部54、56、旋转相位角误差推定部57、高频电压重叠部52及高频电压指令生成部53。
即，启动时控制部4B具备高频电压指令生成部53、高频电压重叠部52、坐标变换部54、56、PWM调制部55、旋转相位角误差推定部57、旋转速度推定部46。
在本实施方式中，通过将坐标变换部54、56中使用的推定旋转相位角θest设为零，从而在启动时控制部4B中使用通常时控制部5的坐标变换部54、56。
另外，在本实施方式中，通过将向高频电压重叠部52输入的基波电压指令vdcf*、vqcf*设为零，从而在启动时控制部4B中使用通常时控制部5的高频电压重叠部52。
进而，通过将推定旋转相位角θest设为零，从而在启动时控制部4B中将由旋转相位角误差推定部57运算出的推定旋转相位角误差Δθest作为推定旋转相位角θest。
本实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统除了上述以外的结构与上述的第1实施方式相同，能够得到与上述第1实施方式相同的效果。
并且，如上所述，通过由启动时控制部4B和通常时控制部5共用结构，能够减少逆变器1及电动机2的控制用的结构，能够简化逆变器控制装置及电动机驱动系统的结构。
接着，参照附图对第3实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统进行说明。
图10是概略地表示第3实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统的启动时控制部的结构例的框图。
在本实施方式中，启动时控制部4C具备冗余的PWM产生部48、坐标变换部44、旋转相位角推定部45、旋转速度推定部46。
冗余的PWM产生部48生成并输出电压指令vu*、vv*、vw*，并且基于电压指令vu*、vv*、vw*向逆变器1输出门指令。
图11是用于说明图10所示的PWM产生部的动作的一例的图。图11概略地表示逆变器1能够输出的αβ轴固定坐标系的8种电压矢量。
在电动机2中，在电流为零时，与速度无关，反向电压为零。在进行一般的PWM调制的情况下，在使电流指令为零时，选择V0或V7的零电压矢量作为逆变器的输出电压矢量。此时，由于输出电压矢量与反向电压之差为零，因此不会产生高次谐波电流。
另一方面，冗余的PWM产生部48例如以在短时间内使作为非零电压矢量的V1和V6交替地反复的方式生成门指令。此时，尽管使逆变器1输出的电压矢量的平均为零，但通过非零电压矢量产生高次谐波电流而作为电动机2的响应。通过产生高次谐波电流，能够通过电动机2的转子的凸极性来运算推定旋转相位角θest1。
即，冗余的PWM产生部48例如将与非零电压矢量V1对应的电压指令vu*、vv*、vw*、与非零电压矢量V6对应的电压指令vu*、vv*、vw*交替地向坐标变换部44输出。
坐标变换部44将从冗余的PWM产生部48供给的三相固定坐标系的电压指令vu*、vv*、vw*变换为αβ轴固定坐标系的电压指令vα*、vβ*，向旋转相位角推定部45输出。另外，αβ轴固定坐标系的电压指令vα*、vβ*是与在上述的第1实施方式中从高频电压指令生成部41输出的重叠电压指令(高频电压指令)相当的值。
坐标变换部44接收由电流检测器3检测出的三相固定坐标系的电流响应值iu、iw，变换成αβ轴固定坐标系的电流响应值iα、iβ，并向旋转相位角推定部45输出。
本实施方式的逆变器控制装置及电动机驱动系统除了上述结构以外，与上述的第1实施方式相同，能够得到与上述第1实施方式相同的效果。
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围或主旨中，并且包含在权利要求书所记载的发明及其均等的范围内。
在上述第1至第3实施方式中，逆变器控制装置既可以由硬件构成，也可以由软件构成，也可以组合硬件和软件而构成。例如，逆变器控制装置也可以包括一个或多个处理器和存储器，通过软件实现在各结构中执行的运算。无论在哪种情况下，都能够得到与上述的第1至第3实施方式相同的效果。

Claims (7)

1.一种逆变器控制装置，其中，具备：
逆变器主电路；
电流检测器，检测所述逆变器主电路的输出布线的电流；
启动时控制部，具备旋转相位角推定部和旋转速度推定部，该旋转相位角推定部基于由所述电流检测器检测出的电流响应值，在静止坐标系中运算与连接于所述逆变器主电路的电动机的旋转相位角相当的值，该旋转速度推定部在所述逆变器主电路的启动时，使用与所述旋转相位角相当的值来运算与所述电动机的旋转速度相当的值；以及
通常时控制部，将与所述旋转速度相当的值作为初始值，在旋转坐标系中运算所述电动机的推定旋转相位角，
进而，所述启动时控制部的所述旋转速度推定部对与所述旋转相位角相当的值在第1规定期间内零交叉的次数进行计数，在计数值小于规定值时，将与所述旋转速度相当的值设为零，在所述计数值为所述规定值以上时，基于对与所述旋转相位角相当的值在比所述第1规定期间长的第2规定期间内零交叉的次数进行计数而得的值、以及所述第2规定期间，运算与所述旋转速度相当的值。
2.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述逆变器控制装置还具备：
高频电压指令生成部，生成静止坐标系的高频电压指令。
3.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述逆变器控制装置还具备：
高频电流指令生成部，生成向所述电动机供给的静止坐标系的高频电流指令；以及
电流控制部，基于所述高频电流指令和所述电流响应值来运算高频电压指令。
4.根据权利要求3所述的逆变器控制装置，其中，
所述旋转相位角推定部基于所述高频电流指令和所述高频电压指令，代替基于所述电流响应值，运算与所述电动机的所述旋转相位角相当的值。
5.根据权利要求1所述的逆变器控制装置，其中，
所述逆变器控制装置还具备：
PWM产生部，产生对所述逆变器主电路的门指令、以及基于所述门指令的高频电压指令，该门指令使得从所述逆变器主电路输出高次谐波电流。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的逆变器控制装置，其中，
所述通常时控制部具备矢量变换部，该矢量变换部基于旋转坐标系的推定旋转相位角进行三相固定坐标与旋转坐标之间的矢量变换，
所述矢量变换部在所述逆变器主电路的启动时将所述旋转坐标系的推定旋转相位角设为零，进行静止坐标系的矢量变换。
7.一种电动机驱动系统，其中，具备：
权利要求1至6中任一项所述的逆变器控制装置；以及
作为所述电动机的同步磁阻马达。
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