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CN109729753A - 沿面放电元件驱动装置以及沿面放电元件驱动方法 - Google Patents

沿面放电元件驱动装置以及沿面放电元件驱动方法 Download PDF

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CN109729753A CN201780047409.0A CN201780047409A CN109729753A CN 109729753 A CN109729753 A CN 109729753A CN 201780047409 A CN201780047409 A CN 201780047409A CN 109729753 A CN109729753 A CN 109729753A
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Abstract

本发明提供沿面放电元件驱动装置以及沿面放电元件驱动方法。实施方式的沿面放电元件驱动装置具备电流检测部(18a、18b)、零交检测部(40a～40d)、存储部(20)以及控制部(19)。电流检测部(18a、18b)对在开关元件(12c、12d)中流动的交流电流进行检测。零交点检测部(40a～40d)对交流电流的零交点进行检测。在存储部(20)中存储用于在试运行时判定沿面放电元件(17)的异常的谐振周期的第1阈值(20a)。控制部(19)在试运行时对沿面放电元件(17)施加比在通常运转开始时施加的电压低的测试电压，根据检测到的交流电流的零交点求出交流电流的谐振周期，在求出的谐振周期超过第1阈值(20a)的情况下，抑制或者停止开关元件(12a～12d)的驱动。

Description

沿面放电元件驱动装置以及沿面放电元件驱动方法
技术领域
本发明的实施方式涉及沿面放电元件驱动装置以及沿面放电元件驱动方法。
背景技术
近年来，在风力发电装置的风车的叶片等上设置有沿面放电元件，能够实现叶片的回转力(升力)提高。用于驱动沿面放电元件的电源电路为，具备通过进行开关动作而将直流电压转换成交流电压的开关电路、谐振用电抗器以及交流电压升压用的高电压变压器，利用由谐振电抗器以及沿面放电元件的电容分量产生的谐振现象，将高频高电压施加于沿面放电元件而使其产生流光，由此对叶片赋予升力。
风力发电装置设置在野外，因此在叶片的表面上露出设置的沿面放电元件的电气性能根据设置环境而较大地变化。例如，沿面放电元件的电容分量不仅根据设置环境还根据放电时的流光的成长状态等而较大地变动。
沿面放电元件是非线性较高的放电负载，当由于性能的变化而对沿面放电元件进行驱动的一侧的电路成为过载状态时会发热，当针对该发热的冷却不足时，例如有时在电源电路等中流动过电流，或者沿面放电元件本身由于过热的影响而破损。
因此，以往，需要在电源电路一侧限制由电压和电流决定的功率，使谐振周期在一定的范围内动作。
然而，风力发电装置设置在野外，因此，当在起动时、放电中沿面放电元件由于降雨等的影响而变湿的情况下等，沿面放电元件的负载容量增大，谐振周期偏离一定的范围，电路有可能陷入过载状态，还需要应对这样的环境条件。
因此，可以考虑使用降雨检测装置等对沿面放电元件的环境状态进行检测，在检测到降雨时进行使向沿面放电元件的电力供给动作停止的控制，但为此需要另行设置降雨检测装置等设备，花费成本。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4029422号公报
发明内容
发明要解决的课题
本发明要解决的课题在于提供沿面放电元件驱动装置以及沿面放电元件驱动方法，即便由于沿面放电元件的劣化、外部环境的变化而负载容量增大，也无需设置外部环境检测用的设备，能够避免对沿面放电元件进行驱动的一侧的电路陷入过载状态。
用于解决课题的手段
实施方式的沿面放电元件驱动装置具有与沿面放电元件连接的开关元件。沿面放电元件驱动装置驱动开关元件而对沿面放电元件施加电压，由此从沿面放电元件产生流光。沿面放电元件驱动装置具备电流检测部、零交检测部、存储部以及控制部。电流检测部对在开关元件中流动的交流电流进行检测。零交点检测部对由电流检测部检测到的交流电流的零交点进行检测。在存储部中存储有用于在试运行时判定上述沿面放电元件的异常的谐振周期的第1阈值。控制部为，在试运行时对沿面放电元件施加比在通常运转开始时施加的电压低的测试电压，根据由零交检测部检测到的交流电流的零交点来求出交流电流的谐振周期，在所求出的谐振周期超过第1阈值的情况下，抑制或者停止开关元件的驱动。
附图说明
图1是表示第1实施方式的沿面放电元件驱动系统的电气构成(电路构成)的图。
图2是第1实施方式的沿面放电元件驱动系统中的各信号的时序图。
图3是负载容量小时的各信号的时序图。
图4是负载容量大时的各信号的时序图。
图5是表示零交点检测电路的电气构成的图。
图6是表示断开中断时的开关元件的延迟动作的时序图。
图7是表示MCU的控制动作的流程图。
图8是表示在等离子体放电中的沿面放电元件中电容分量根据流光的成长情况而改变的情况的示意图。
图9是表示施加电压与谐振周期之间的关系的图表。
图10是以与检测到的谐振周期相应的放电控制为中心进行表示的流程图。
图11是表示在试运行时以及通常运转时沿面放电元件都不存在异常，通过从外部输入放电停止指令而使放电停止了的情形(正常动作时)的谐振周期的变迁的图。
图12是表示在试运行时沿面放电元件不存在异常，在放电开始以后沿面放电元件被检测到异常的情形的谐振周期的变迁的图。
图13是表示在试运行时沿面放电元件已经产生了异常的情形下的谐振周期的变迁的图。
图14是表示第2实施方式的沿面放电元件驱动系统的电气构成(电路构成)的图。
图15是表示第2实施方式的零交点检测电路的电气构成(电路构成)的图。
图16是表示在第2实施方式的电流检测元件中流动的电流的波形的时序图。
图17是表示被输入了图16的电流的情况下的零交点检测电路的输出信号的时序图。
图18是表示其他实施方式的电气构成(电路构成)的图。
图19是表示其他实施方式的零交点检测电路的电气构成(电路构成)的图。
图20是表示在其他实施方式的电流检测元件中流动的电流的波形的时序图。
具体实施方式
以下，参照附图对实施方式进行详细说明。
(第1实施方式)
以下，参照图1至图13对第1实施方式的沿面放电元件驱动系统进行说明。图1是表示第1实施方式的沿面放电元件驱动系统的电气构成(电路构成)的图。
如图1所示，该沿面放电元件驱动系统70具有沿面放电用的电源装置2、整流电路1、降压电路6、串联谐振电路11、谐振电抗器13、具有1次侧绕组15和2次侧绕组16的高频高压变压器14、沿面放电元件17、零交点检测电路40、微计算单元19(以下称作“MCU19”)、以及存储器20等。
电源装置2输出三相交流的200V(Vac)。整流电路1具有与电源装置2连接的三相整流器3、限流电抗器4以及平滑电容器5，将三相交流的200V(Vac)转换成直流的280V(Vdc)。
与整流电路1连接的降压电路6具有开关元件7、8的串联电路，以及与开关元件8并联连接的、电抗器9与平滑电容器10的串联电路，在20V～200V的范围内对整流电路1的输出电压(200V(Vac))进行降压。
作为开关元件7、8，例如使用具备续流二极管的IGBT(Insulate Gate BipolarTransistor)等，但也可以使用MOSFET(Field Effect Transistor)等功率器件。此外，对于开关元件8也可以使用不是自消弧元件的整流器那样的半导体器件。
与降压电路6连接的串联谐振电路11具备具有开关元件12a、12b、12c、12d的例如H桥电路等开关电路12。在开关电路12的输出端子之间，经由谐振电抗器13连接有高频高压变压器14的1次侧绕组15。
即，开关电路12具有正侧的开关元件12a、12b以及负侧的开关元件12d、12c，将交流电压作为输入并将正侧的开关元件12a、12b以及负侧的开关元件12d、12c进行开关动作而生成的交流电压施加于高频高压变压器14的1次侧绕组15。
在高频高压变压器14的2次侧绕组16连接有用电容器的符号表示的沿面放电元件17(放电元件)。
沿面放电元件驱动系统70具有经由高频高压变压器14与沿面放电元件17连接的开关电路12(开关元件12a、12b、12c、12d)。MCU19对开关电路12(开关元件12a、12b、12c、12d)进行驱动而对沿面放电元件17施加电压，由此使沿面放电元件17产生流光(streamer)。
如图8所示，沿面放电元件17为，在放电电极17a与感应电极17b之间配置电介质17c而构成，电容分量Cp根据从放电电极17a产生的流光17d的产生状况而变化。另外，在图8中，符号Cin表示放电电极17a与感应电极17b之间的静电电容。
在开关电路12的负侧臂即开关元件12d、12c与负侧电源线之间，分别插入有电流检测元件18a、18b(电流检测部)。电流检测元件18a、18b对在负侧的开关元件12d、12c中流动的谐振电流进行检测。
零交点检测电路40a、40b根据由与零交点检测电路40a、40b分别连接的电流检测元件18a、18b检测到的谐振电流(交流电流)来检测零交点(下降沿)，并在该定时向MCU19输出中断信号(零交信号)。关于零交点检测电路40a、40b的详细构成，将在图5的说明中后述。
在存储器20中存储有第1阈值20a以及第2阈值20b。第1阈值20a是与假定了如下情况的负载容量对应的谐振周期的阈值，该情况为：在沿面放电元件17的放电部位由于降雨等而变湿的状态下，在试运行时施加了比在通常运转开始时施加的电压低的测试电压。即，第1阈值20a是用于在试运行时判定沿面放电元件17的异常的谐振周期的阈值。
换言之，第1阈值20a被设定为超过将沿面放电元件17放置于干燥空气中的情况下的非放电时的谐振周期的值。例如，如果施加测试电压(2kVpp等)的非放电时的谐振周期为15μsec左右，则第1阈值20a成为超过该值的17μsec等。
第2阈值20b是与假定了在放电中由于降雨等而沿面放电元件17的放电部位变湿时施加了高电压的情况的负载容量对应的谐振周期，且是用于在放电中(通常运转时)判定沿面放电元件17的异常的谐振周期的阈值。
换言之，第2阈值20b被设定为超过施加了将沿面放电元件17放置于干燥空气中的情况下的通常运转时的电压的情况下的谐振周期的值。例如，如果施加了通常运转时的电压(15～18kVpp等)的情况下的谐振周期为19μsec等，则第2阈值20b为超过该值的20μsec等。
MCU19基于由零交点检测电路40a、40b检测到的零交点对开关元件7、8以及开关电路12输出驱动信号，使其进行开关动作，经由高频高压变压器14对沿面放电元件17施加放电电压。
通过开关电路12的开关动作而产生沿面放电元件17与谐振电抗器13的谐振现象。MCU19基于由电流检测元件18a、18b检测到的谐振电流的零交点对开关元件12a～12d进行驱动控制。
详细地说，MCU19作为控制部发挥功能，该控制部具有：在试运行时，对沿面放电元件17施加比在通常运转开始时施加的电压低的测试电压，根据由零交点检测电路40a、40b检测到的电流的零交点求出交流电流的谐振周期的功能；将所求出的谐振周期与存储器20的第1阈值20a进行比较的功能；以及，作为比较的结果，在谐振周期超过第1阈值20a的情况下，抑制或者停止开关元件12a～12d的驱动的功能。
MCU19为，在试运行时，当在抑制或者停止了开关元件12a～12d的驱动之后，重新求出的谐振周期降低到第1阈值20a以下的情况下，对开关元件12a～12d进行驱动，以便对沿面放电元件17施加用于通常运转的电压。
MCU19为，在试运行后，当在使通常运转中施加的电压逐渐增加的过程中求出的谐振周期超过第2阈值20b的情况下，抑制或者停止开关元件12a～12d的驱动。
MCU19具有异常检测计数器19a。异常检测计数器19a对产生了谐振周期超过上述第1阈值20a或者第2阈值20b中的任一个那样的异常的次数进行计数。
MCU19为，在由异常检测计数器19a计数了的异常检测次数低于规定次数(例如432次等)的情况下，在停止了开关元件12a～12d的驱动(振荡动作)之后，隔开一定的待机期间而再次进行试运行(施加测试电压)。
另外，在超过第2阈值20b那样的异常检测次数低于规定次数(例如432次等)的情况下，成为通常运转中的异常检测，因此在停止了开关元件12a～12d的驱动(振荡动作)之后，隔开一定的待机期间而施加高电压而不是测试电压。
接着，参照图2至图7对第1实施方式的沿面放电元件驱动系统70的作用进行说明。
如图2所示，以在被设定为沿面放电频率的开关频率的50％占空比接通的方式，输出开关元件12a、12b的驱动信号。MCU19为，当使开关元件12a、12c同时接通时，在经由电流检测元件18b检测到经由谐振电抗器13以及高频高压变压器14流动的谐振电流的零交点(下降沿检测点)的定时，断开(关断)开关元件12c。
此外，同样地，MCU19为，当使开关元件12b、12d同时接通时，在检测到谐振电流的零交点的定时，断开开关元件12d。上述谐振电流的谐振周期为，由于比开关元件12a、12b的开关频率高速，因此比MCU19的控制周期快。
此处，谐振周期根据沿面放电元件17本身的杂散电容、以及与在放电时产生的流光的成长状态等相应的电容分量而变化。尤其是在沿面放电元件17被设置在室外的情况下，例如，由于雨等环境原因、灰尘、尘埃碰撞沿面放电元件17而杂散电容变化。
图3、图4表示产生了负载变动时的高频高压变压器14的2次侧电压以及电流波形，可知电流的谐振周期以及零交点根据负载的大小而变化。在如此产生负载变动的沿面放电元件17中，如果不对谐振电流的零交点进行检测而生成开关元件12c、12d的断开指令，则无法维持正常的谐振动作。
例如，如图4所示，在负载容量较大时，谐振周期成为开关周期的1/2倍，但在如此负载容量较大的状态下，有可能引起开关电路12的开关元件12a-12d间、开关元件12b-12c间的短路状态。
因此，在对谐振电流的零交点进行检测而谐振周期接近开关周期的1/2倍的情况下，使开关周期降低，并与图3那样负载容量较小时同样地生成电流零期间t0，由此能够安全地动作。
如此，在对负载变动较大的沿面放电元件17进行驱动的沿面放电元件驱动系统70中，如果不基于电流的零交点对串联谐振电路11进行控制，则不仅能够动作的范围被限制，而且成为使电路元件的可靠性降低的原因。
为了与负载环境相应而稳定地生成驱动信号，需要对谐振电流的零交点进行检测而生成用于使开关元件12c(12d)断开的中断信号，在本实施方式中，使用图5所示的零交点检测电路40a(40b)。
在图5的例子中，对作为电流检测元件18a(18b)而使用了分流电阻18a(18b)的情况下的零交点检测电路40a(40b)进行说明。零交点检测电路40a与零交点检测电路40b的电路构成相同，因此仅对零交点检测电路40a进行说明，零交点检测电路40b仅通过括号进行记载。
如图5所示，零交点检测电路40a具有差动放大电路21、数字转换电路27、绝缘器(Digital Isolator)36、以及低通滤波器39等。
经由分流电阻18a向零交点检测电路40a输入的电流为微弱的信号，因此差动放大电路21将经由分流电阻18a输入的信号放大而使SN比提高。差动放大电路21具备放大器22。
放大器22的非反相输入端子经由电阻元件23与分流电阻18a的一端(开关元件12c的发射极)连接，并且经由电阻元件24被上拉。放大器22的反相输入端子经由电阻元件25与分流电阻18a的另一端(接地)连接，并且经由电阻元件26与放大器22的输出端子连接。
数字转换电路27将由差动放大电路21放大后的信号转换成以电流的零交点为基准的数字信号。该数字转换电路27具备比较器28。该比较器28的非反相输入端子经由电阻元件29与差动放大电路21的输出端子连接，并且经由电容器30接地。
比较器28的反相输入端子与对直流电源电压进行分压的电阻元件31、32的串联电路的共通连接点连接，并且经由电容器33接地。比较器28的输出端子经由电阻元件34被上拉，并且经由电容器35接地。
数字转换电路27被赋予滞后特性，以便在不流动通常电流时能够输出高电平的信号，数字转换电路27使比较器28的比较信号变化直至电流值成为负极性为止。通过如此地构成数字转换电路27，由此在谐振电流的零交点输出信号从高电平变化为低电平、即下降。
绝缘器(Digital Isolator)36用于在对数字转换电路27的输出信号进行传输的基础上将主电路与控制电路进行绝缘。向MCU19输入的零交信号例如是数10kHz～100kHz的信号，因此该绝缘器36使用能够进行高速转换的数字隔离器。
低通滤波器39是包括电阻元件37和电容器38的电路，将经由绝缘器(DigitalIsolator)36输入的数字转换电路27的输出信号向MCU19输入。
即，零交点检测电路40a、40b的输出信号的下降沿成为对于MCU19的中断信号(零交信号)。
MCU19在从零交点检测电路40a、40b输入的中断信号的下降沿(断开中断)，对开关电路12的开关元件12c、12d输出断开指令(驱动信号)。
在开关电路12中，通过被输入断开指令(断开中断)，由此在延迟若干之后开关元件12c、12d断开(参照图6)。此时，需要在谐振电流成为负极性的期间断开，因此开关元件12c、12d的栅极负载设定为能够以最小负载断开的常数。
此处，参照图7的流程图对MCU19控制串联谐振电路11的动作进行说明。图7是表示MCU19控制串联谐振电路11的动作的流程图。
MCU19为，首先，当使开关元件12a、12c同时接通时(图7的步骤S1)，维持同时接通状态直至被输入开关元件12c的断开中断为止(步骤S2：否)。
然后，当被输入开关元件12c的断开中断时(步骤S2：是)，MCU19使开关元件12c断开(步骤S3)。在开关元件12a接通之后，使其接通状态持续从开关周期的1/2减去了为了防止短路而设定的空载时间的期间(步骤S4、S5)。
在经过了空载时间之后(步骤S6)，MCU19使开关元件12b、12d同时接通(步骤S7)。
之后，与开关元件12a、12c的情况同样，当被输入开关元件12d的断开中断信号时(步骤S8：是)，MCU19使开关元件12d断开(步骤S9)，并使开关元件12b的接通状态持续从开关周期的1/2减去了空载时间的期间(步骤S10、S11)。
在经过了空载时间之后(步骤S12)，MCU19确认有无运转停止指令的输入(步骤S13)。
该确认的结果，如果不存在运转停止指令的输入(步骤S13：否)，则MCU19返回到步骤S1的处理，如果存在放电停止指令的输入(步骤S13：是)，则结束动作。
接着，参照图8～图11对基于检测到的谐振周期的高效率控制动作进行说明。
如图8所示，沿面放电元件17为，随着所施加的电压的上升而流光17d向流光17e成长，与流光的成长相应而电容分量Cp从小向大增加。
向沿面放电元件17施加的施加电压与谐振周期具有图9所示那样的对应关系，在使施加电压逐渐增加，并在某个电压(在该例子中为11kVpp)产生了流光以后，随着与施加电压的增加相伴随的流光的成长而谐振周期逐渐增加，因此当施加电压确定时，谐振周期也被唯一地确定。
另一方面，与对沿面放电元件17施加的电压无关，由于水滴、灰尘的附着等环境原因，沿面放电元件17的电容分量也增加。由于环境原因而引起的电容分量的增加，比由于流光的成长而引起的容量增加大，且会引起谐振电流的增加以及与其相伴随的损失的增加，因此期望进行避免。
此处，当对沿面放电元件17施加的电压确定时，谐振周期确定，因此能够通过设定与施加电压相应的阈值来检测由于环境原因而引起的电容分量增大。
具体而言，控制部为，对于施加低电压时以及施加高电压时分别将谐振电流的谐振周期与预先设定的阈值进行比较，在谐振周期超过阈值的情况下，使放电停止或者对放电开始指令进行复位，由此抑制损失的增大。
此处，如上所述，谐振周期与对沿面放电元件17施加的电压相应地变化，因此优选在存储器20中至少预先设定不产生流光的施加低电压时、产生流光的施加高电压时的两种以上的谐振周期的阈值。
在本实施方式中，将在施加低电压时参照的阈值设为第1阈值20a，将在施加高电压时参照的阈值设为第2阈值20b。
图10是表示MCU19的控制动作的流程图，图11～图13是表示执行了上述流程时的谐振周期的变动变迁的图。
图11表示在测试开始时以及通常运转中都不存在异常，从外部输入放电停止指令而停止的情形的谐振周期的变迁。
图12表示在测试开始时不存在异常，在通常运转中检测到异常而使放电停止的情形的谐振周期的变迁。
图13表示在测试开始时检测到异常，在待机一定时间之后，再次进行测试动作，并在变得检测不到异常时转移到通常运转，保持该状态持续进行运转，从外部输入放电停止指令而停止的情形的谐振周期的变迁。
MCU19为，当从外部输入放电开始指令时(图10的步骤S21)，对沿面放电元件17施加例如数kV(2kV左右)的不产生流光的低电压(以下称作“测试电压”)(步骤S22)，在检测到谐振电流的周期之后，与第1阈值20a进行比较(步骤S23)。
此处，在沿面放电元件17不存在异常且不存在由于水滴的附着而引起的电容分量的增加的状态下，谐振电流的周期成为第1阈值20a以下(步骤S23：是)，因此能够判断为电极状态正常，在该情况下，MCU19使异常检测计数器(cnt)复位(步骤S24)，而转移到通常运转模式，对沿面放电元件17施加产生流光的高电压，由此开始等离子体放电(步骤S25)，并按照图7所示的流程图进行向沿面放电元件17供给放电点弧电压的供给动作。
在放电中，MCU19始终检测谐振电流的谐振周期，并与第2阈值20b进行比较(步骤S26)。作为该比较的结果，如果沿面放电元件17不存在异常且不存在由于水滴的附着等引起的电容分量的增加，则持续进行通常运转。
然后，在接收到来自上位装置、外部的停止开关等的放电停止指令时(步骤S27：是)，MCU19向使系统的动作停止的停止模式转移(步骤S28)。这一系列的谐振周期的变动变迁在图11中表示。
此外，在步骤S26中，作为将谐振电流的谐振周期与第2阈值20b进行比较的结果，在谐振周期超过第2阈值20b的情况下(步骤S26：是)(图12的符号50的部位)，MCU19判定为谐振周期异常，使基于开关电路12的振荡动作停止(步骤S29)，并且使异常检测计数器19a增量(cnt＝cnt+1)(步骤S30)。
另一方面，在由于降雨等环境原因而在试运行时电容分量已经增加的图13的情形中，当通过输入放电开始指令而施加测试电压，并将在谐振电压检测期间检测到的谐振周期与第1阈值20a进行比较时(步骤S23)，谐振周期有时会超过第1阈值20a。
在该情况下(步骤S23：否)，MCU19判定为由环境原因引起的谐振周期异常，使基于开关电路12的振荡动作停止(步骤S29)，并且使内部的异常检测计数器19a增量(cnt＝cnt+1)(步骤S30)。
然后，如果异常检测计数器19a的计数值(异常检测次数)小于预先设定的阈值“432”(步骤S31：否)，则MCU19判定为由环境原因引起的暂时异常，而转移到待机模式(步骤S32)，并待机预先设定的规定时间(例如10分钟)(步骤S33)。
在经过了上述规定时间(10分钟)之后，MCU19转移到步骤S22而再次施加测试电压。在步骤S23中，如果谐振周期还为第1阈值20a以下，则再次执行步骤S29～S33的处理。
在将该动作持续了规定次数(例如432次计数、相当于3天(规定期间))以上的情况下(步骤S31：是)，MCU19判定为不是由环境原因引起的异常，而是放电元件故障(异常)(步骤S34)，并转移到系统的停止模式(步骤S28)，使系统的动作本身停止。
在上述控制中使用的谐振周期，也可以使用由电流检测部18a、18b的某一方检测到的谐振周期、或者在规定时间由电流检测部18a、18b检测到的谐振周期的平均值中的某一个。
如以上那样，根据第1实施方式，在通过初始动作施加了测试电压时，对在配置于负侧开关元件12d、12c的发射极与负侧电源线之间的电流检测元件18a、18b中流动的谐振电流的零交点进行检测，并基于该零交点求出谐振周期，在所求出的谐振周期超过预先设定的第1阈值20a的情况下使电力供给停止，由此能够预先避免由于由水滴附着于沿面放电元件17那样的环境原因引起的沿面放电元件17的电容分量增加而电路变得过载。
之后，当谐振周期降低到第1阈值20a以下时，MCU19作为环境原因对沿面放电元件17的影响消失，而重新开始暂时停止了的向沿面放电元件17的电力供给，因此不会成为保持停止的状态，能够提高运转效率。
此外，MCU19为，当电容分量增加持续规定期间时，判定为沿面放电元件17本身异常，不进行向沿面放电元件17的电力供给的待机而使该系统本身的动作停止，因此能够进行沿面放电元件17的修理、更换。
而且，MCU19为，通过在放电开始前施加测试电压，由此对电容分量的异常状态进行检测，使开关电路12的振荡动作中止，因此能够将电容分量增加而在沿面放电元件17中流动过大电流的情况防患于未然。
(第2实施方式)
图14至图17表示第2实施方式，对于与第1实施方式相同的构成要素赋予相同的符号并省略其说明，对不同的部分进行说明。
如图14所示，第2实施方式的沿面放电元件驱动系统71为如下的电路构成：在谐振电抗器13的一端以及高频高压变压器14的一次侧绕组15连接配置一个电流检测元件18，并且在该电流检测元件18连接了两个零交点检测电路40c、40d。
接着，参照图2、图14～图17对第2实施方式的构成、作用进行说明。另外，MCU19进行的控制内容与图7所示的控制内容相同。
在第2实施方式中，与图2所示的第1实施方式的时序图的例子同样，基于在串联谐振电路11中流动的谐振电流的零交点对开关元件12c、12d进行开关控制。但是，在该第2实施方式的情况下，由于在开关元件12a、12c接通时产生的谐振电流的零交点与在开关元件12b、12d接通时产生的谐振电流的零交点混合存在，因此通过一个电流检测元件18利用相互独立的电路对各个零交点进行检测。
图15是表示与通过开关元件12c、12d进行开关驱动而在电流检测元件18中流动的电流方向对应地设置的两个零交点检测电路40c、40d的内部构成的图。
如图15所示，零交点检测电路40c、40d是基本上与第1实施方式的零交点检测电路40a相同的电路构成，但是在该第2实施方式中，电流检测元件18与零交点检测电路40c侧的差动放大电路21c之间的连接与第1实施方式相同，而电流检测元件18与零交点检测电路40d侧的差动放大电路21d之间的连接，反相输入端子、非反相输入端子成为相反。
如此，通过将各个放大电路21c、21d的输入信号进行替换，由此能够在开关元件12c、12d各自中流动的谐振电流的零交点，生成相同波形(下降沿)的断开中断信号。
图16是第2实施方式的各信号的时序图，图17是从零交点检测电路40c、40d输出的信号的时序图。
在该第2实施方式中，如图16所示，在电流检测元件18中流动如下那样的电流：在每一个周期产生零伏期间，并在下一个周期电流波形进行正负反相。
如此，当在电流检测元件18中流动的电流被输入零交点检测电路40c时，如图17所示，零交点检测电路40c的输出信号为，在电流检测元件18中流动了负极性的电流时从高电平变化为低电平，当电流值成为零时从低电平恢复到高电平。
另一方面，零交点检测电路40d的输出信号为，在电流检测元件18中流动了正极性的电流时从高电平变化为低电平，当电流值成为零时从低电平恢复到高电平。
即使在基于开关元件12d侧的零交检测的断开中断时，也是在延迟了空载时间量之后产生基于零交点检测电路40c的输出信号的断开中断。
但是，此时，开关元件12a以及开关元件12c均断开，因此即便产生基于零交点检测电路40c的断开中断也不存在问题。对于零交点检测电路40d侧也同样。
此处，在通过沿面放电元件17进行放电的期间，有时由于对沿面放电元件17施加的电压极性不同而容量发生变化。
因此，如图17所示，在从开关元件12a～12d的接通定时起到零交点检测电路40c、40d的输出信号(开关元件12c、12d的断开中断信号)的上升沿为止的期间，使定时器动作，对时间t1、t2进行检测而设为谐振周期。
具体而言，MCU19对开关元件12a的上升沿进行检测而使内部的定时器动作，之后，对零交检测电路40c的输出信号的上升沿进行检测而使定时器停止，将此期间的时间设为谐振周期。
另外，零交检测电路信号40c的输出信号的下降沿用于生成开关元件12c的断开信号。用于高效率控制的谐振周期优选使用时间t1、t2中时间较长的一方，在该例子中，作为谐振周期例如使用时间t1。
如以上那样，根据第2实施方式，在成为了在高频高压变压器14的一次侧绕组连接一个电流检测元件18，在该电流检测元件18连接两个零交点检测电路40c、40d，在开关元件12a～12d中流动的谐振电流混合存在的状态下进行零交点检测的电路构成的情况下，也根据基于在电流检测元件18中流动的谐振电流检测到的零交点来求出谐振周期，并利用两个阈值(第1阈值20a以及第2阈值20b)对该谐振周期进行比较判定而控制开关电路12，由此，即便由于降雨等外部环境的变化而负载容量增大，也能够避免电路陷入过载状态。此外，与第1实施方式相同，能够高效地控制开关电路12。
(其他实施方式)
另外，在图10所示的控制流程图中，在步骤S33中将等待时间设定为10分钟，但等待时间并不限定于10分钟，可以根据系统的设置环境等适当变更。此外，关于步骤S31中的计数数值的阈值“432”，设定为相当于3天的计数值即“432”这样的值，但并不限定于此，也可以适当变更。
关于电流检测元件18的连接位置，并不限定于上述第1实施方式、第2实施方式的位置，能够进行各种变形。
例如，也可以如图18所示那样，在开关元件12c、12d的共通连接点即两者的发射极与平滑电容器10的负侧端子之间连接电流检测元件18，并在该电流检测元件18连接零交点检测电路40e。
如图19所示，该情况下的零交点检测电路40e的电路构成成为与零交点检测电路40a(参照图5)相同的电路构成，因此省略电路的说明。
在该情况下，如图20所示，由电流检测元件18检测到的信号成为在每一个周期产生零伏期间的波形，因此能够生成通过一个零交点检测电路40e和MCU19对开关元件12c、12d进行驱动的信号。此外，控制动作与第1实施方式相同。
根据以上说明了的至少一个实施方式，即便由于沿面放电元件17的劣化、外部环境的变化而负载容量增大，也无需设置外部环境检测用的设备(例如降雨检测装置等)，就能够避免电路陷入过载状态。
在上述实施方式中，在试运行时(测试通电时)，施加比通常运转时低的电压，但也可以将从试运行到通常运转的顺序设为一系列的流程，在该情况下，与称为试运行相比其成为起动。
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意图对发明的范围进行限定。这些新的实施方式能够以其他各种方式加以实施，在不脱离发明主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，并且包含于专利请求范围所记载的发明和与其等同的范围中。
此外，上述实施方式所示的MCU19的功能要素、电路的各构成要素，可以通过安装于通用的计算机的硬盘装置等存储设备的程序来实现，此外，也可以将上述程序存储于计算机能够读取的电子介质(electronic media)，使计算机从电子介质读取程序，由此计算机实现本发明的功能。作为电子介质，例如包含CD-ROM等存储介质、闪存器、可移动介质(Removable media)等。并且，也可以在经由网络连接的不同的计算机分散存储构成要素，在使各构成要素发挥功能的计算机间进行通信，由此实现本发明。

Claims (5)

1.一种沿面放电元件驱动装置，具备：
开关元件，与沿面放电元件连接；
电流检测部，对在上述开关元件中流动的交流电流进行检测；
零交检测部，对由上述电流检测部检测到的交流电流的零交点进行检测；
存储部，存储用于在试运行时判定上述沿面放电元件的异常的谐振周期的第1阈值；以及
控制部，在试运行时，对上述沿面放电元件施加比在通常运转开始时施加的电压低的测试电压，根据由上述零交检测部检测到的上述交流电流的零交点求出上述交流电流的谐振周期，在所求出的上述谐振周期超过上述第1阈值的情况下，抑制或者停止上述开关元件的驱动。
2.如权利要求1所述的沿面放电元件驱动装置，其中，
上述控制部为，在试运行时，在抑制或者停止了上述开关元件的驱动之后，在重新求出的上述谐振周期降低到上述第1阈值以下的情况下，对上述开关元件进行驱动，以便对上述沿面放电元件施加用于通常运转的电压。
3.如权利要求1所述的沿面放电元件驱动装置，其中，
在上述存储部中存储用于在放电中判定上述沿面放电元件的异常的谐振周期的第2阈值，
上述控制部为，在放电中，在所求出的上述谐振周期超过上述第2阈值的情况下，抑制或者停止上述开关元件的驱动。
4.如权利要求1所述的沿面放电元件驱动装置，其中，
上述控制部为，对上述谐振周期超过上述第1阈值的次数进行计数，在上述次数低于规定次数的情况下，在停止了上述开关元件的驱动之后，隔开一定的待机期间而再次进行试运行。
5.一种沿面放电元件驱动方法，是具有与沿面放电元件连接的开关元件的沿面放电元件驱动装置中的沿面放电元件驱动方法，其中，
预先存储用于在试运行时判定上述沿面放电元件的异常的谐振周期的第1阈值，
对在上述开关元件中流动的交流电流进行检测，
对所检测到的交流电流的零交点进行检测，
在试运行时，对上述沿面放电元件施加比在通常运转开始时施加的电压低的测试电压，根据所检测到的上述交流电流的零交点求出上述交流电流的谐振周期，
在所求出的上述谐振周期超过上述第1阈值的情况下，抑制或者停止上述开关元件的驱动。
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