CN109728697A - 一种多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构及极槽设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构及极槽设计方法。包括定子铁芯和固定定子铁芯的铝紧固件、定子绕组、转子铁芯及转子绕组分别位于定子两侧，定子和转子绕组线圈采用轴向空间进行绕制，显著提升了磁路磁导，减小了电机直径。利用了分数槽集中绕组会产生一对主导极对数分量的特性，以空间谐波磁场极对数和滑差为自变量，构造定转子感应磁链与感应电压的函数，对于定转子不同极槽组合，存在一组定转子极槽组合中主导极谐波磁场传递的电磁功率最高。这种极槽选取方法，提高了功率密度和功率因数，进而实现电机的直驱/半直驱运行。

Description

一种多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构及极槽设计方法

技术领域

本发明涉及基于分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构及极槽选取的方法，属于电机技术领域。

背景技术

双馈风力感应发电机(绕组形式是整数槽)工艺简单、可靠且配套变流器容量小，但功率因数随极对数增加而显著降低，无法实现直驱而需采用高速齿轮，增加了传动链的复杂程度，严重影响了系统性能。再者，当功率达到一定等级后，高速齿轮的制造和维护极为困难。

在此背景下，磁场调制型永磁齿轮和基于永磁齿轮变速的低速感应电机系统，较机械齿轮，具有非接触变速传动、无摩擦损耗、低振动、低噪声、无需润滑、固有的过载保护能力和可靠性高等优点。但此类方案工艺复杂，依赖高性能永磁材料，并且磁齿轮功角失稳、自动过载保护时，转矩脉动大。

诸多学者近年来深入研究了分数槽集中绕组，旨在以少槽实现多对极，并将其应用于大型低速永磁同步发电机。相比传统的分布式绕组电机，分数槽集中绕组电机具有转矩脉动小、反电势波形正弦度高、容错能力强、转矩密度高、齿槽转矩低等优点。但是分数槽集中绕组的高自感、低互感的特性，会导致如下问题：谐波极对数磁场相对于转子高速旋转，会在永磁体内感应出涡流，产生附加涡流损耗和永磁体温升，甚至引起去磁；谐波极对数磁场与永磁体转子之间因极对数不同而呈现电磁弱耦合，虽然高自感、低互感有利于提升电机容错性能，但降低了永磁电机的功率因数和转矩密度。因此，异步感应电机直接采用此类绕组方案，将导致更低的功率因数和转矩密度，难以实现直驱。

发明内容

技术问题：针对上述问题，提出一种分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，以轴向磁场电机结构为基础，采用极槽比接近1的分数槽集中绕组，针对定子磁动势极对数频谱中的一对主导分量进行双转子交流励磁，适用于低速大转矩坏境，例如风力发电。

技术方案：

一种多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，其特征在于：包括呈环形盘状的定子和分别位于定子两侧的一个转子，转子与定子之间采用轴向磁场结构，两个转子与定子之间均存在气隙，通过选取的极槽配合，使得定子绕组在气隙产生的主导极对数谐波磁场分别与两个转子上产生的磁场耦合。

进一步地，所述定子包括定子铁芯、定子绕组和固定定子铁芯的圆环。

进一步地，所述转子包括转子绕组和转子铁芯。

进一步地，定子和两个转子均采用分数槽集中的双层绕组。

进一步地，所述定子由多个整体“工”型磁芯钢片嵌入起到固定作用的圆环中，每个“工”型硅钢片相隔一段间隙排列，即采用两侧开槽，定子绕组呈现“0”型嵌入开槽中。

进一步地，所述的两个转子均为单侧开槽，采用无轭转子铁芯，内侧面设置多个绕线槽，绕组线圈呈现“0”型嵌入绕线槽中。

一种多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构极槽设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)分数槽集中绕组的极槽选取

绕组v对极谐波的短距系数为：

选取的极槽Q为以下三种情况：

取机械角度θ为横坐标，当电机磁路为线性，即磁路不饱和并忽略齿槽效应，且不考虑铁心部分磁路上的磁动势降，把单个线圈产生的矩形磁动势分解为一系列谐波磁动势：

式中：v为谐波次数，p为绕组极对数，k_yv为绕组v对极谐波的短距系数，Q为单元电机槽数，θ为机械角度，ω为激励电流角频率，N为线圈匝数，n为线圈号，I_m为激励电流有效值，t为时间，F为单个线圈的谐波磁动势；

每一相绕组的谐波磁动势叠加：

式中k_qv为绕组分布系数，F_一相为一相合成磁动势。

此时绕组系数k_wv为，其中k_wv代表绕组系数：

k_wv＝k_yv*k_qv (5)

此时k_yv、k_qv、k_wv都是随着v增大，并且呈周期和对称变化，其中，以式中k为正整数，谐波绕组系数的绝对值最大；在匝数、电流一定的情况下，各次谐波的磁动势幅值与绕组系数呈正相关，所以分数槽集中绕组存在一对主导极对数(p₁、p₂)谐波磁动势最大；

对于定子槽和两个转子槽中的极槽配合都在式(2)中所包含的极槽配合中选取；

2)定子绕组极槽的选取

依据式(2)，定子槽绕组的极槽配合从三种情况中任意选择其中一种，确定此极槽配合的主导极对数p₃、p₄；

3)其中一个转子极槽选取

选取转子槽，利用绕组函数，以空间谐波磁场极对数和滑差为自变量，构造二维的定转子磁感应强度的工作区间，在该区间内分别确定定转子感应磁链的幅值和频率、定转子感应电动势的幅值；

当转子侧中分数槽集中绕组主导极对数为p₅、p₆，必须满足式(6)：

{p₅、p₆}∩{p₃、p₄}＝1 (6)

4)另一个转子极槽选取

另一个转子侧绕组的选择方式与其中一个转子相同；

当另一个转子侧绕组的主导极对数为{p₇、p₈}时，必须满足式(7)，

{p₇、p₈}∩{p₃、p₄}＝1且{p₇、p₈}∩{p₅、p₆}＝0 (7)

由以上步骤1)－4)知，必须同时满足式(2)、(6)、(7)，此时选出的定子和两个转子为实际所选用。

进一步地，三种极槽下的分布系数为：

式中:设α₀＝2π/Q，INT₁和INT₂分别为数值[k/2]和[(k+1)/2]取整。

进一步地，步骤3)中，由式(4)，推导出各次谐波的三相合成磁动势：

不考虑齿槽效应对磁场的影响，引入转差率，得到不同滑差下的磁感应强度

其中l_ag气隙长度，s为转差率，μ₀真空磁导率，f(θ)为三相合成磁动势，B(θ)为气隙磁密相对运动的径向分量。

由绕组函数与绕组所产生的磁动势波形相同，故把绕组函数傅里叶分解得到：

故由将式(10)和(11)代入(12)，得式(13)：

由式(13)知除v＝1或3k-1的谐波以外，各次谐波磁动势在转子侧产生的磁链幅值：

将式(13)带入式(14)，得式(15)

由式(16)知除v＝1或3k-1的谐波以外，其余各次谐波磁动势在转子侧产生的感应电压幅值：

式中，Q_s分别为电机定子和转子槽数；m电机相数；ψ_rA-v转子开路v次谐波在A相产生的磁链；B_S(θ)是定子产生的气隙磁密相对运动的径向分量；N_rA(θ)定子和转子A相绕组函数；r绕组半径；l_ef定子铁芯；N_SA、n_rA定、转子绕组匝数；k_s-wv、k_r-wv分别为定子绕组和转子绕组激励下某次谐波磁动势的绕组系数；s转差率；E_rA-v转子开路v次谐波在A相产生的感应电动势，|ψ_rA-v|为各谐波磁链幅值，|E_rA-v|为各谐波感应电压幅值。

本发明所达到的有益效果：

本发明公开了一种分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构及特定极槽选取的方法。此类电机包括定子铁芯和固定定子铁芯的铝紧固件、定子绕组、转子铁芯及转子绕组分别位于定子两侧，定子和转子绕组线圈采用轴向空间进行绕制，显著减小槽面积并增加了轴向导磁面积，提高功率因数。特定极槽选取方法是基于多频对极磁场耦合原理，引入绕组函数，以空间谐波磁场极对数和滑差为自变量，构造二维的定转子感应磁链和感应电压的工作区间，在该区间内分别研究定转子感应磁链的幅值和频率、定转子感应电动势的幅值。选取特定极槽，提高了分数槽集中绕组产生的谐波极对数磁场在空间内的耦合程度，提高了电磁功率，功率因数和转矩密度。与常规的双馈感应发电机相比，本发明在保留传统双馈感应风力发电机结构简单、成本低的优点，采用了分数槽集中绕组，利用产生一对主导极对数分量，通过选取定子、转子极对数组合，有效提高了分数槽集中绕组产生的谐波极对数磁场在空间内的耦合程度，提高了电磁功率，功率因数和转矩密度，无须采用齿轮箱就可以而实现双馈电机的直驱/半直驱运行。

附图说明

图1分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构三维结构图。

图2定子铁芯组成图。

图3分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构工作原理图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实例对本发明作进一步详细说明.

如图1和图2所示，分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，包括由定子铁芯1、定子绕组2和固定定子铁芯的铝制铁环3组成的定子，由1#转子绕组4、1#转子铁芯5组成的其中一个转子，和由2#转子绕组6和2#转子铁芯7组成的另一个转子。

定子和两个转子均呈环形盘状，采用轴向磁场结构，两个转子位于定子两侧，两个转子与定子之间均存在气隙，选取适当的极槽配合，使得定子绕组在气隙产生的主导极对数谐波磁场分别于两个转子上产生的磁场耦合，实现电机的低速大转矩运行。

定子和两个转子均采用分数槽集中绕组，双层绕组。

定子由许多整体“工”型磁芯钢片嵌入起到固定作用的环状物组成，环状物为铝制圆环，每个“工”型硅钢片相隔一段间隙排列，即采用两侧开槽，绕组呈现“0”型嵌入其中，如图2所示。

两个转子均为单侧开槽，采用无轭铁芯设计，内侧面设置多个绕线槽，绕组线圈呈现“0”型嵌入，如图2所示。

一种低速大转矩分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构的设计方法，包括以下步骤：

1)分数槽集中绕组的极槽选取绕组v对极谐波的短距系数为：

选取的极槽Q为以下三种情况：

取机械角度θ为横坐标，当电机磁路为线性，即磁路不饱和并忽略齿槽效应，且不考虑铁心部分磁路上的磁动势降，把单个线圈产生的矩形磁动势分解为一系列谐波磁动势：

式中：v为谐波次数，p为绕组极对数，k_yv为绕组v对极谐波的短距系数，Q为单元电机槽数θ为机械角度，ω为激励电流角频率，N为线圈匝数，n为线圈号，I_m为激励电流有效值，t为时间，F为谐波磁动势；

每一相绕组的谐波磁动势叠加：

式中k_qv为绕组分布系数；

三种极槽下的分布系数：

式中:k为正整数，INT₁和INT₂分别为数值[k/2]和[(k+1)/2]取整。

此时绕组系数k_wv为：

k_wv＝k_yv*k_qv (6)

此时k_yv、k_qv、k_wv都是随着v增大，并且呈周期和对称变化。其中以谐波绕组系数的绝对值最大；在匝数、电流一定的情况下，各次谐波的磁动势幅值与绕组系数呈正相关，所以分数槽集中绕组存在一对主导极对数(p₁、p₂)谐波磁动势最大；

2)定子绕组极槽的选取

依据式(2)，可知定子槽绕组的极槽配合有三种选法，任意选择其中一种，通过式(2)可知此极槽配合的主导极对数为p₃、p₄。

3)1#转子极槽选取

本发明基于多频对极磁场耦合的原理。转子槽的选取依据定子侧产生的谐波磁动势与转子侧产生的感应电流影响电磁功率的传递的原理。选择的范围也是式(2)中的三种情况。利用绕组函数，以空间谐波磁场极对数和滑差为自变量，构造二维的定转子磁感应工作区间。在该区间内分别研究定转子感应磁链的幅值和频率、定转子感应电动势的幅值。

由式(4)，推导出各次谐波的三相合成磁动势：

不考虑齿槽效应对磁场的影响，引入转差率，得到不同滑差下的磁感应强度

其中l_ag气隙长度，μ₀真空磁导率，s为转差率，f(θ)为三相合成磁动势，B(θ)为气隙磁密相对运动的径向分量。

由绕组函数与绕组所产生的磁动势波形相同，故把绕组函数傅里叶分解得到：

故由将式(10)和(11)代入(12)，得式(13)：

由式(13)知除v＝1或3k-1的谐波以外，各次谐波磁动势在转子侧产生的磁链幅值：

将式(13)带入式(14)，得式(15)

由式(16)知除v＝1或3k-1的谐波以外，其余各次谐波磁动势在转子侧产生的感应电压幅值：

式中，Q_s分别为电机定子和转子槽数；m电机相数；ψ_rA-v转子开路v次谐波在A相产生的磁链；B_S(θ)是定子产生的气隙磁密相对运动的径向分量；N_rA(θ)定子和转子A相绕组函数；r绕组半径；l_ef定子铁芯；N_SA、n_rA定、转子绕组匝数；k_s-wv、k_r-wv分别为定子绕组和转子绕组激励下某次谐波磁动势的绕组系数；s转差率；E_rA-v转子开路v次谐波在A相产生的感应电动势，|ψ_rA-v|为各谐波磁链幅值，|E_rA-v|为各谐波感应电压幅值。

由式(11)到(15)可知磁链幅值与匝数、定子铁芯长度、气隙长度、定转子极槽、定转子各次谐波磁场下的绕组系数相关；感应电压幅值除此以外还与转差率相关。其中当匝数、定子铁芯长度、气隙长度、定转子极槽和转差率一定的情况下，磁链幅值与感应电压幅值的大小与各次谐波磁动势绕组系数呈正相关。

当转子侧中分数槽集中绕组主导极对数为p₅、p₆。需满足：

{p₅、p₆}∩{p₃、p₄}＝1 (18)

4)2#转子极槽选取

由式(11)到(15)可知，2#转子侧绕组的选择方式与1#转子相同。但是由于两个转子分布在定子两侧，1#转子绕组中的感应电压与感应磁链会受到2#转子绕组的影响。当2#转子侧绕组的主导极对数为{p₇、p₈}时，需满足：

{p₇、p₈}∩{p₃、p₄}＝1且{p₇、p₈}∩{p₅、p₆}＝0 (19)

由于1#转子与2#转子绕组主导极对数不同，其磁动势频谱分布也不相同，互感较小，对电机影响不大。

利用式(14)－(16)选取定子槽为14极15槽，1#转子为14极18槽，2#转子为22极24槽。简述电机工作原理即磁链耦合原理。

本发明的工作原理如图3：分数槽集中绕组的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构工作原理由图的二维局部展开图说明。定子三相绕组与电网相连，1#转子与2#转子三相绕组分别通过变流器实现交流励磁。定、转子电流激励产生的磁通，均经过1#转子轭、1#转子绕组、1#转子侧气隙、定子绕组、2#转子侧气隙、2#转子绕组、2#转子轭形成回路。

磁链耦合原理：定子激励下在气隙内产生一对主导极对数谐波磁场以及高次谐波，1#转子与2#转子在励磁后分别产生7、8与11、13极对数谐波磁场，1#和2#转子的谐波频谱特性差异性较大，互感可忽略。定子绕组单元电机的主导极对数磁场为7和11对极，1#转子与定子绕组之间的互感主要通过7对极磁场匝链，2#转子与定子绕组之间的互感主要通过11对极磁场匝链。通过双转子协调交流激励，实现定子电流的有功无功解耦控制。

Claims (9)

1.一种多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，其特征在于：包括呈环形盘状的定子和分别位于定子两侧的一个转子，转子与定子之间采用轴向磁场结构，两个转子与定子之间均存在气隙，通过选取的极槽配合，使得定子绕组在气隙产生的主导极对数谐波磁场分别与两个转子上产生的磁场耦合。

2.根据权利要求1所述的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，其特征在于：所述定子包括定子铁芯、定子绕组和固定定子铁芯的圆环。

3.根据权利要求1所述的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，其特征在于：所述转子包括转子绕组和转子铁芯。

4.根据权利要求1所述的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，其特征在于：定子和两个转子均采用分数槽集中的双层绕组。

5.根据权利要求1所述的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，其特征在于：所述定子由多个整体“工”型磁芯钢片嵌入起到固定作用的圆环中，每个“工”型硅钢片相隔一段间隙排列，即采用两侧开槽，定子绕组呈现“0”型嵌入开槽中。

6.根据权利要求1所述的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构，其特征在于：所述的两个转子均为单侧开槽，采用无轭转子铁芯，内侧面设置多个绕线槽，绕组线圈呈现“0”型嵌入绕线槽中。

7.一种多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构极槽设计方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)分数槽集中绕组的极槽选取

绕组v对极谐波的短距系数为：

选取的极槽Q为以下三种情况：

取机械角度θ为横坐标，当电机磁路为线性，即磁路不饱和并忽略齿槽效应，且不考虑铁心部分磁路上的磁动势降，把单个线圈产生的矩形磁动势分解为一系列谐波磁动势：

式中：v为谐波次数，p为绕组极对数，k_yv为绕组v对极谐波的短距系数，Q为单元电机槽数，θ为机械角度，ω为激励电流角频率，N为线圈匝数，n为线圈号，I_m为激励电流有效值，t为时间，F为单个线圈的谐波磁动势；

每一相绕组的谐波磁动势叠加：

式中k_qv为绕组分布系数，F_一相为一相合成磁动势。

此时绕组系数k_wv为，其中k_wv代表绕组系数：

k_wv＝k_yv*k_qv (5)

此时k_yv、k_qv、k_wv都是随着v增大，并且呈周期和对称变化，其中，以式中k为正整数，谐波绕组系数的绝对值最大；在匝数、电流一定的情况下，各次谐波的磁动势幅值与绕组系数呈正相关，所以分数槽集中绕组存在一对主导极对数(p₁、p₂)谐波磁动势最大；

对于定子槽和两个转子槽中的极槽配合都在式(2)中所包含的极槽配合中选取；

2)定子绕组极槽的选取

依据式(2)，定子槽绕组的极槽配合从三种情况中任意选择其中一种，确定此极槽配合的主导极对数p₃、p₄；

3)其中一个转子极槽选取

选取转子槽，利用绕组函数，以空间谐波磁场极对数和滑差为自变量，构造二维的定转子磁感应强度的工作区间，在该区间内分别确定定转子感应磁链的幅值和频率、定转子感应电动势的幅值；

当转子侧中分数槽集中绕组主导极对数为p₅、p₆，必须满足式(6)：

{p₅、p₆}∩{p₃、p₄}＝1 (6)

4)另一个转子极槽选取

另一个转子侧绕组的选择方式与其中一个转子相同；

当另一个转子侧绕组的主导极对数为{p₇、p₈}时，必须满足式(7)，

{p₇、p₈}∩{p₃、p₄}＝1且{p₇、p₈}∩{p₅、p₆}＝0 (7)

由以上步骤1)－4)知，必须同时满足式(2)、(6)、(7)，此时选出的定子和两个转子为实际所选用。

8.根据权利要求7所述的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构极槽设计方法，其特征在于，

三种极槽下的分布系数为：

式中:设α₀＝2π/Q，INT₁和INT₂分别为数值[k/2]和[(k+1)/2]取整。

9.根据权利要求7所述的多频对极磁场耦合直驱双馈电机结构极槽设计方法，其特征在于，

步骤3)中，由式(4)，推导出各次谐波的三相合成磁动势：

不考虑齿槽效应对磁场的影响，引入转差率，得到不同滑差下的磁感应强度

其中l_ag气隙长度，s为转差率，μ₀真空磁导率，f(θ)为三相合成磁动势，B(θ)

为气隙磁密相对运动的径向分量。

由绕组函数与绕组所产生的磁动势波形相同，故把绕组函数傅里叶分解得到：

故由将式(10)和(11)代入(12)，得式(13)：

由式(13)知除v＝1或3k-1的谐波以外，各次谐波磁动势在转子侧产生的磁链幅值：

将式(13)带入式(14)，得式(15)

由式(16)知除v＝1或3k-1的谐波以外，其余各次谐波磁动势在转子侧产生的感应电压幅值：

式中，Q_s分别为电机定子和转子槽数；m电机相数；ψ_rA-v转子开路v次谐波在A相产生的磁链；B_S(θ)是定子产生的气隙磁密相对运动的径向分量；N_rA(θ)定子和转子A相绕组函数；r绕组半径；l_ef定子铁芯；N_SA、n_rA定、转子绕组匝数；k_s-wv、k_r-wv分别为定子绕组和转子绕组激励下某次谐波磁动势的绕组系数；s转差率；E_rA-v转子开路v次谐波在A相产生的感应电动势，|ψ_rA-v|为各谐波磁链幅值，|E_rA-v|为各谐波感应电压幅值。