CN109714234B - 用于经由差分总线传输数据的收发器单元 - Google Patents

Abstract

一种用于在设备和差分网络总线之间建立通信的发送器，包括：电流驱动装置，所述电流驱动装置通过发送器的第一传导路径和第二传导路径被连接到差分网络总线的两条传导线路中的每条传导线路；至少一个单向电流调节器，用于提取第一电流，该第一电流等于循环通过所述第一传导路径的寄生电流的已知比率，该寄生电流的方向与通过被连接到差分总线的线路中的一条线路的传导路径的驱动电流相反；用于从所述第一电流获得具有等于寄生电流的原始幅度的幅度的第二电流的装置；用于将第二电流引入被连接到差分总线的另一条线路的第二传导路径的装置。

Description

用于经由差分总线传输数据的收发器单元

技术领域

本发明涉及差分通信网络领域。更具体地，它涉及用于将总线与控制节点连接的方法和设备。

背景技术

在现代的集成技术中，经常需要多个设备(例如主设备、从设备等)之间的通信。典型的示例将包括车辆中的控制器与不同的传感器、功能性和被动系统、照明系统等之间的通信。例如，可以经由差分网络总线在两个或更多个节点或设备之间建立通信。

在汽车应用中通常使用的差分通信网络的示例是控制器区域网络(CAN)，该控制器区域网络用作通过信号复用来减少铜布线的量的方式。随着时间推移，要求已经被扩展到电磁兼容性的领域。

在图1的上图109中示出了简单的信号传输方案。在公共电压(或隐性状态)下，CAN高CANH总线和CAN低CANL总线线路都具有相同的信号电平101(例如相同的电压)。在显性状态下，在CAN高CANH传导线路和CAN低CANL传导线路之间引入预定电压差102。然后可以比较两条线CANH、CANL中的信号，并且补偿在两条线中引入的任何寄生信号。

总线线路上的电压电平应符合差分网络的规范以便保证正常的功能。此外，它们应该是非常对称的，以便经由总线线路具有低电磁辐射。然而，在汽车环境中，总线线路通常从例如可以承载高电流(或电流变化)的邻近线、经由被连接的设备的供电线路、经由其他耦合机制等获得电磁干扰。

图1中的下图110示出了连接到CAN总线112的现有技术的收发单元111。收发单元111可以集成在需要通信的设备(CAN节点)中。收发单元111的接收器Rx 113解释总线线路CANH、CANL上的电压信息，并将其转换为接收信号114，该接收信号114可以被设备进一步使用。该设备可能需要通过CAN总线112传输数据、指令或通常信号。该设备生成发送信号115，并且收发单元111的发送器Tx 116将所述信号转换为总线112的总线线路CANH、CANL上的电压电平。该信号可以由系统中的其余的被连接的设备和/或节点(未示出)的接收器进一步解释。Rcan 117表示总线阻抗。它们是例如分立的电阻器，以便给予网络明确的条件。它们通常在第一个网络连接点和最后一个网络连接点处组装，并且它们存在于总线线路CANH、CANL之间。总网络阻抗可以指定为具有总共60欧姆。

节点还可以包括控制器(诸如CPU或微控制器)以及网络控制器，该网络控制器通常是CPU或微控制器的组成部分，用于控制从指令所需的信号的供应，反之亦然。

在具有高水平的电磁噪声的环境中，网络总线可能受到噪声的影响。通常，通信网络的汽车实现被认为是这些电磁“噪声”环境中的一种环境。例如，当互连网络的线束暴露于电磁干扰时，可能发生差分互连网络中的不期望的高频电流尖峰。

这些干扰也将被传送到差分网络的被连接构件的收发单元，并将与为收发单元的发送器的一部分的元件(例如二极管)相互作用。此外，单元及其元件并不总是具有理想的行为，例如当从导通模式切换到非导通模式时。这可能导致附加的电流分量和信号的不对称性。作为结果，用于检测由发送器发送的差分信号的接收器可能检测到这些附加的电流分量并解释错误的信号条件。这可能在电磁干扰的相对宽的频率范围内发生。接收器的故障可以导致错误的系统行为。

US6154061A描述了一种具有良好对称性的总线驱动器。它示出了包括额外的晶体管的电路布置，这些额外的晶体管是用于将信号驱动到总线线路中的晶体管的缩放复制件。它们承载相同的电流，该电流递送总线的高对称性和低电磁辐射。然而，如果主输出驱动晶体管接收传入的EM干扰，则驱动信号可以被影响、降低甚至切断。

US 2017/0199837描述了一种包括用于边缘控制的米勒电容器的发送器单元，该发送器允许在差分总线上生成设定点的电压特性，并且经由电流镜将其传输到总线。尽管这种发送器单元降低了总线中与线路相关的发射，但是这种改进与保护线路免受干扰无关，而是仅与在从显性状态切换到隐性状态时的在切换边缘期间的不对称性的改进相关。

因此，需要提供稳健的发送单元。

发明内容

本发明的实施例的目的是提供用于差分通信的发送器、收发器和系统，以及通过差分通信网络的信号传输方法，具有稳健的信号传输、有效屏蔽电磁(EM)干扰和传入的电磁干扰。

本发明实施例的优点是它提供补偿电流以弥补在电磁干扰暴露是可能的期间整流设备(例如电流阻塞二极管)的反向恢复电流的影响。

在第一方面，提供了一种用于在设备和差分网络总线之间建立通信的发送器。该发送器包括：

电流驱动装置，所述电流驱动装置通过发送器的第一传导路径和第二传导路径被连接到差分网络总线的两条传导线路(CANH、CANL)中的每条传导线路，

至少一个单向电流调节器，用于提取第一电流，该第一电流等于循环通过第一传导路径的寄生电流的已知比率，该寄生电流的方向与通过连接到差分总线的线路中的一条线路的传导路径的驱动电流相反，

-用于从所述第一电流获得具有与寄生电流的原始幅度相等的幅度的第二电流的装置，

-用于将第二电流引入连接到差分总线的另一条线路的第二传导路径的装置。

本发明的实施例的优点是获得了具有对导致信号不对称的任何寄生电流和EM干扰(例如，外部干扰)的良好屏蔽的发送器。

在本发明的一些实施例中，用于从所述第一电流获得第二电流的装置包括用于通过将第一电流乘以已知比率的倒数来缩放所述第一电流的装置。

在本发明的一些实施例中，发送器的至少一个传导路径包括至少一个整流设备，用于减少流向电流驱动装置的反向电流。

本发明的实施例的优点在于获得具有稳健驱动信号的发送器。进一步的优点是改进对天线干扰的屏蔽。

在本发明的一些实施例中，该至少一个单向电流调节器包括双极性结型晶体管，有利地提供直接的实现。然而，本发明不限于此。例如，在一些实施例中，该至少一个单向电流调节器包括金属氧化物半导体场效应晶体管和升压级(boost stage)，其可替代地用于克服双极性结型晶体管制造的缺点。本发明的实施例的优点在于，与其他晶体管相比，金属氧化物半导体场效应晶体管是紧凑且稳健的器件，具有对温度变化的低灵敏度。

本发明的实施例的优点在于获得简单的设置。

在本发明的一些实施例中，用于缩放所提取的电流并将所提取的电流引入传导路径的装置至少包括电流镜。在一些实施例中，电流镜可以是可调节的。

本发明实施例的优点是可以使预定的镜比率等于重建原始的寄生电流所需的比率。

本发明的实施例还提供了一种收发器，包括根据本发明第一方面的实施例的发送器。本发明的实施例的优点是可以提供紧凑的设备。

本发明的实施例还提供了一种通信系统，包括至少差分通信网络，还包括根据本发明第一方面的实施例的发送器。

本发明的实施例的优点在于可以在差分通信系统中建立稳健且对称的信号通信。

在进一步的方面，本发明包括一种用于驱动差分通信总线的方法，该差分通信总线包括连接到至少一个发送器的第一传导路径和第二传导路径中的每个传导路径的两条传导线路(CANH、CANL)。该方法包括：

-施加驱动电流通过发送器的每个传导路径，从而提供差分驱动信号，

-获得第一电流，第一电流等于循环通过第一传导路径的寄生电流的已知比率，寄生电流的方向与驱动电流相反，

-从所述第一电流获得具有与寄生电流的幅度相等的幅度的第二电流，

-将第二电流引入发送器的至少第二传导路径。

本发明的实施例的优点在于，在诸如CAN之类的差分网络中可以补偿不对称电流、在发送器和/或收发单元中的电磁干扰期间的不期望的高频电流尖峰，以及其他寄生电流。

在一些实施例中，从第一电流获得第二电流包括通过将第一电流与已知比率的倒数相乘来升高第一电流。在进一步实施例中，乘以第一电流包括将第一电流引入至少一个电流镜，电流镜具有与已知比率的倒数相等的镜比率。

本发明的实施例的优点是可以提供镜比率的准确调谐，从而允许寄生电流的良好匹配。

在本发明方法的一些实施例中，施加驱动电流包括施加驱动电流通过连接到传导路径中的任何一个或两个的整流设备。

本发明的实施例的优点在于降低了干扰、降低和/或切断驱动电流(由于总线中的寄生电流)的风险。

在本方法的进一步实施例中，将第二电流引入至少第二传导路径包括在连接到至少第二传导路径的整流设备的阴极处注入电流。

本发明实施例的优点是可以降低和补偿源于整流器的放电的电流，例如来自二极管的反向恢复电流。

本发明的方法可用于补偿在1MHz和25MHz之间的频率处的电流尖峰。本发明的实施例的优点在于它可以补偿高频电流尖峰，而不需要进一步的滤波器机构。

本发明的特别和优选方面在所附独立和从属权利要求中阐述。来自从属权利要求的特征可以与独立权利要求的特征以及其他从属权利要求的特征适当地结合，而不仅仅是如在权利要求中明确阐述的。

本发明的这些以及其他方面从下文所描述的(多个)实施例中将变得显而易见并且将参考这些实施例来进行阐明。

附图说明

图1图示了已知的控制器区域网络(CAN)和现有技术的CAN收发器的电压电平。

图2图示了在DPI暴露下的现有技术的发送器的输出级。

图3图示了在非导通模式下从导通模式切换期间的二极管特性I＝f(t)。

图4图示了接收器和电压电平及其对应的输出信号。

图5图示了根据本发明实施例的在DPI暴露下的发送器，用于补偿高总线线路CANH中的寄生电流。

图6图示了根据本发明实施例的在DPI暴露下的发送器，用于补偿低总线线路CANL中的寄生电流。

图7图示了根据本发明实施例的发送器，用于补偿差分总线的两条传导线路CANH、CANL中的寄生电流。

图8图示了根据本发明的替代实施例的在DPI暴露下的发送器，用于补偿高总线线路CANH中的寄生电流。

图9图示了根据本发明的替代实施例的在DPI暴露下的发送器，用于补偿低总线线路CANL中的寄生电流。

图10图示了根据本发明实施例的发送器，用于补偿差分总线的两条传导线路CANH、CANL中的寄生电流。

图11图示了在DPI暴露下接收单元的输出Rx上的示例性干扰。

图12图示了根据本发明实施例的在没有补偿和具有补偿二极管反向恢复电流的情况下的在DPI暴露下用于正确操作的接收单元的最小显性(dominant)电压电平。

图13是示出根据本发明实施例的方法的示例性步骤的流程图。

这些附图只是示意性而非限制性的。在附图中，出于说明性目的，可将要素中的一些要素的尺寸放大且不按比例绘制。

权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。

在不同的附图中，相同的附图标记指示相同或相似的要素。

具体实施方式

将针对具体实施例并参考特定附图来描述本发明，但是本发明不限于此且仅由权利要求书来限定。所描述的附图只是示意性的，并且是非限制性的。在附图中，出于说明性目的，可将要素中的一些要素的尺寸放大且不按比例绘制。尺度和相对尺度不对应于本发明实践的实际缩减。

说明书和权利要求书中的术语第一、第二等被用于在相似的要素之间进行区分，而不一定用于在时间上、空间上、排序上或以任何其它方式描述序列。应当理解，如此使用的这些术语在合适情况下是可互换的，并且本文中描述的本发明的实施例能够以除了本文中描述或说明的之外的其他序列来操作。

此外，说明书和权利要求中的术语顶、下方等等用于描述性的目的，并且不一定用于描述相对位置。应该理解，如此使用的这些术语在合适情况下可以互换，并且本文描述的本发明的实施例能够以除了本文描述或说明的之外的其他取向来操作。

要注意，权利要求中使用的术语“包括”不应被解释为限定于其后列出的装置；它并不排除其他要素或步骤。因此，该术语被解释为指定所陈述的特征、整数、步骤或部件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤或部件，或其群组的存在或添加。因此，表述“一种包括装置A和B的设备”的范围不应当被限定于仅由部件A和B构成的设备。这意味着对于本发明，该设备的仅有的相关部件是A和B。

贯穿本说明书对“一个实施例”或“实施例”的引用意指结合该实施例描述的特定的特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，短语“在一个实施例中”或“在实施例中”贯穿本说明书在各个地方的出现并不一定全部引用同一实施例，而是可以引用同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，如从本公开中将对本领域普通技术人员显而易见的，特定的特征、结构或特性可以用任何合适的方式进行组合。

类似地，应当领会，在本发明的示例性实施例的描述中，出于精简本公开并辅助对各个发明性方面中的一者或多者的理解的目的，本发明的各个特征有时被一起编组在单个实施例、附图或其描述中。然而，这种公开的方法不应被解释为反映所要求保护的本发明需要比每项权利要求中所明确记载的更多特征的意图。相反，如所附权利要求所反映，发明性方面存在于比单个前述公开的实施例的全部特征更少的特征。因此，具体实施方式之后所附的权利要求由此被明确纳入该具体实施方式中，其中每一项权利要求本身代表本发明的单独实施例。

此外，尽管本文中所描述的一些实施例包括其他实施例中所包括的一些特征但没有其他实施例中包括的其他特征，但是不同实施例的特征的组合旨在落在本发明的范围内，并且形成如将由本领域技术人员所理解的不同实施例。例如，在所附的权利要求书中，所要求保护的实施例中的任何实施例均可以任何组合来使用。

在本文中所提供的描述中，阐述了众多具体细节。然而应理解，在没有这些具体细节的情况下也可实践本发明的实施例。在其他实例中，公知的方法、结构和技术未被详细示出以免混淆对本描述的理解。

在参考“差分总线”的本发明的实施例中，参考的是包括第一传导线路和第二传导线路的总线，其可以是印刷在电路、线或任何其它合适的用于传送诸如电流之类的信号的装置中的传导路径，使得获得差分通信。差分总线是差分通信网络的主要信号路径。这种网络的示例是控制器区域网络(CAN)，其中第一传导线路和第二传导线路被称为CANH和CANL，如参考图1的上图109在背景技术部分中所解释的。尽管本发明描述了CAN中的实现，但是它不限于CAN，并且它可以应用于任何合适的差分通信网络。

在参考“收发器”或“收发单元”的本发明的实施例中，参考的是包括信号接收装置(或简称接收器)和信号发送装置(或发送器)的单元或设备。接收器将接收到的网络信息提供给与其连接的设备，并且发送器将来自被连接的设备的信息提供给网络。

图2示出了现有技术的发送器200的输出级，所述发送器200包括用于在总线中引入信号的驱动装置。该单元的第一传导路径201包括第一导电类型的连接到第一参考电势203(例如VDD电源)的第一驱动晶体管T1，该第一参考电势可经由第一二极管D1向总线线路CANH提供显性电平。该单元的第二传导路径205包括第二晶体管T2，第二晶体管T2可以具有与第一晶体管T1相反的第二导电类型，且连接到不同于第一晶体管T1的第二参考电势207(例如接地(GND))，该第二参考电势可以经由第二二极管D2向总线线路CANL提供显性电平。这些晶体管T1、T2可以是发送器200的驱动单元的一部分，由例如包含在CPU中的CAN控制器控制。

如果两个晶体管T1、T2都关闭，则网络处于隐性模式。

如果总线线路CANH上的电压高于电源电压VDD，则第一二极管D1切断电流。另一方面，如果总线线路CANL上的电压低于GND电平，则第二二极管D2切断电流。因此，两个二极管D1、D2都表现为阻塞二极管。

为了以系统性的和指定的方式向设备或具有被连接设备的网络提供用于测试和分析目的的电磁干扰，可以使用本领域中称为直接功率注入(Direct Power Injection；DPI)的技术，如图2中所示。DPI单元210可以包括电压源Vdpi，用于提供具有可调谐频率和幅度的电压。电压源Vdpi通过经由包括电容器C1和C2的电容器组212的电容耦合向网络提供电磁干扰。

图3示出了作为对于从导通阶段(I＝Io)切换到非导通阶段(I＝0)的二极管的时间的函数的电流I的图。由于二极管的寄生结电容，在切换时，电流不会立即从I＝Io下降到I＝0，并且存在反向恢复时间Trr，其中非线性电流Irr流动，这使得寄生结电容放电。在DPI暴露期间(例如，如图2所示)，低总线线路CANL线路可能运行在GND电平下，而高总线线路CANH可能上升到高于VDD电平上，如前所解释。这些现象可能不会在一个时刻和相同时刻发生，使得在给定时间在二极管上可能存在不同的电压。因为二极管不立即切断电流，所以非线性电流Irr分量可能存在在一个二极管中，而不存在在另一个二极管中。这在电磁干扰的暴露期间在差分总线线路CANH和CANL上生成不对称负载。这可以被认为是在不对称负载的形成中的主要影响。可以认为总线的所有或大多数其他负载具有对称性质，例如参见图4的上图400的负载。

将参考图4解释噪声的影响。图4的上图400示出了包括用于改进针对噪声的稳定性的装置的示例性接收器。接收器可以集成在收发单元中。接收器的该示例性实现包括将总线112的传导线路CANH、CANL连接到比较器403的两个传导路径401、402。接收器还包括在两个路径401、402之间的分压器404。

在给定的示例中，30k欧姆的总输入阻抗(R1+R2+R3+R4)远大于Rcan 117的CAN总线网络阻抗。例如，在包括每个为120欧姆的两个终端电阻器的典型网络中，网络阻抗Rcan117是60欧姆，所以电流主要流经Rcan 117。在正常操作模式中，分压器404的中点受到VDD/2的电压的激励。VDD为5V时，因此中点设置为2.5V。这改进了传导线路CANH、CANL上的隐性电平101的稳定性，如图1的上图所示。

此外，图4示出了差分比较器403，其经由R1连接到CANH，并且经由R4和偏移电压源V偏移1和V偏移2连接到CANL。切换阈值电平可以是不同的，这取决于是否存在从显性模式到隐性模式或从隐性系统到显性系统的切换，如图4底部的图所示。这些图图示了时间t函数的电压V。这些图中的第一个(上图)表示对于显性电平和隐性电平的在CANH和CANL处的电压电平。第二个图示出了在比较器403输入端(输入inh、inl)上的电压。由于在图4的图400中表示的电路之间中的电阻分压器，所以这些电压低于CANH和CANL上的电压。第三个最下的图表示数字化信号。在正常操作中，启用V偏移1以便确保在CANH-CANL上的从显性模式到隐性模式的例如0.64V的差分切换阈值电平。可以使用V偏移2的可切换偏移电压，以便确保在CANH-CANL上的从隐性模式到显性模式的0.76V的差分切换阈值电平，如图4的下图410所示。这两个阈值用于在差分比较器上设置预定的滞后，这改进了抵抗由于噪声引起的信号变化的屏蔽。

然而，如先前所解释，如果在暴露于电磁干扰期间以非对称方式加载传导线路CANH和CANL，则接收器可能在这些错误的电压电平上触发，并且可能在差分比较器403的输出Rx上提供错误的信息。这种行为在图11中被列举说明，图11示出了在从显性电平到隐性电平的转变期间触发的电压电平。

本发明涉及降低从发送设备发送到接收设备(两个设备都连接到同一网络)的信号中的外部电磁噪声和干扰的影响的设备和方法，所述外部电磁噪声和干扰引起寄生电流、尖峰和瞬态电流(特别是在差分通信网络中引入不对称的那些电流)。本发明可以应用于CAN信令传递，例如高速CAN信令传递，但不限于此。

本发明提供从连接到总线的传导线路的传导路径中的至少一个传导路径提取第一电流。第一电流与循环通过该传导路径的寄生电流成比例(具有已知比率，例如已知分数)。从第一电流获得具有与寄生电流的原始幅度相等的幅度的第二电流。至此，第一电流可以乘以已知比率的倒数，从而获得等于传导路径的寄生电流的第二电流。该第二电流用于通过在另一个传导路径中引入第二电流来补偿第一传导路径的寄生电流。因此，两个传导路径都受到相同电流的影响，从而改进了对称性。

寄生电流可以包括在与由发送器提供的驱动电流相反的方向上流动的电流。这可以包括由于EM干扰、天线效应等引起的寄生电流和/或电流尖峰。它还可能包括可以降低或改变总线的传导线路的信号电平的任何电流，例如在信号注入期间与预期的电流方向相反的电流。

在第一方面，本发明涉及通过降低或消除这种寄生电流的影响来改进经由总线传输的信号对称性的用于差分通信网络(例如，用于CAN)的发送器(例如，包括在收发单元中)。

发送器包括连接到总线的每条传导线路的驱动装置，在总线和驱动装置之间存在传导路径。在本发明的实施例中，电流调节器连接到驱动装置中的至少一个。电流调节器适用于允许电流在一个方向上流动，但不在相反方向上流动，从而获得“单向电流调节器”。所述电流调节器可以包括晶体管、开关等。在特别简单的实施例中，下面参考图5和图6进行解释，电流调节器包括双极性结型晶体管(BJT)，其具有施加到基极的恒定电压。

在本发明的实施例中，整流设备被包括在发送器的驱动装置(例如，驱动晶体管)和至总线的传导线路的连接之间(因此，在发送器的传导线路中)。例如，整流设备可以是二极管、连接二极管的晶体管等，用作阻塞二极管。当驱动电流从电源进到GND时，(多个)整流设备可以适用于降低进入电源的电流和/或来自GND的电流。

特别地，在本发明的实施例中，二极管D1、D2作为整流设备连接在CAN总线的每条传导线路CANH、CANL和用于产生差分发送信号的发送器的每个晶体管T1、T2之间。连接到CANH的传导路径中的二极管D1的正向可以减少朝向相应的晶体管T1的电流，从而与驱动电流的方向相反，而在连接到CANL的路径中，情况是相反的，并且二极管D2的正向可以减少离开晶体管T2的电流。然而，并非所有与驱动电流相反的电流总是被阻塞，并且可以出现通过整流设备的瞬态电流，如前所解释。

在本发明的实施例中，在发送器的一个传导路径中在与整流设备D1、D2的正向的相反方向上循环的瞬态电流可以被重新引入另一个传导路径中，从而改进循环通过差分网络总线的连接到发送器的每个传导路径的线路的信号的对称性。

图5示出了根据本发明一些实施例的示例性发送器50，包括用于补偿寄生电流的装置。图5的发送器50可以集成在收发器中。发送器包括类比于图2的发送器的特征的特征，诸如包括第一晶体管T1的第一传导路径501，该第一晶体管T1的漏极经由整流二极管D1连接到CANH。它还包括第二传导路径502，包括相应的晶体管T2，其漏极经由二极管D2连接到CANL。

在隐性状态期间，驱动晶体管T1和T2为关闭，并且没有电流经由这些器件流动。

在显性状态期间，电流经由驱动晶体管T1、整流二极管D1和CAN阻抗117从VDD流到CAN总线的相应高传导线路CANH，以及经由另一个驱动晶体管T2、整流二极管D2和阻抗117从GND流到低CAN线路CANL。只要在高CAN总线线路CANH上不发生电压升高(例如通过干扰)，整流二极管D1和驱动晶体管T1之间的电压就不会足够地高到使电流调节器T51进入导通。如参考图3所解释的，由于二极管中的充电/放电现象的延迟，可以出现总线线路CANH和CANL的不对称的负载。例如，由于存在具有与输出电流I_出相比的相反取向的寄生电流，信号可以变得不对称。例如，寄生电流可以是在一个整流二极管(例如，在上面的二极管D1中)而不是在另一个二极管中的反向恢复电流Irr，这取决于在电磁干扰的暴露期间是否高CAN线路CANH的电压移动到VDD之上或者低CAN线路CANL的电压同时地移动到GND之下，这是常见的事件。该效应主要地在显性状态期间或在状态之间的过渡中(例如，从显性状态到隐性状态，和/或反之亦然，参见图11)出现。

图5的CAN总线示出了用于引入电磁干扰213以用于测试其效果的DPI单元210。当然，这样的DPI单元只需要被提供用于测试目的；在现实生活情景中，由于例如承载大电流或电流变化的相邻导线、或经由被连接设备的供电线路、或经由任何其他的耦合机制，电磁干扰213将“自己”发生。在图示的实施例中，经由DPI单元210施加的电磁干扰213可能例如升高高CAN线路CANH的电压电势。整流二极管D1可能从导通状态切换到非导通状态，例如根据图3所示的图。电流分量Irr可以流向电源VDD并升高D1的阳极电压。电流分量使D1的结电容放电，并对T1的电容充电。在D1和T1的源极之间的节点处的电压将升高。T1的块体(bulk)(例如，主体(body))连接到VDD(图中未示出)，并且寄生二极管在T1的源极和块体之间形成。电流的部分在该寄生二极管上流过。双极性PNP晶体管T51连接到D1和T1之间的节点，以便检测这些反向电流。二极管D1的阳极处的电压的增加使得双极性PNP晶体管T51进入导通模式，双极性PNP晶体管T51在其基极上用提供VDD-VBE的电压的恒定电压源504偏置。换句话说，随着提升在整流二极管D1和驱动晶体管T1的源极之间的节点处的电压，双极性晶体管T51也将被触发，并且不在驱动晶体管T1的寄生二极管上流动的反向恢复电流Irr的部分将在双极性晶体管T51上流动。该部分等于“a于，a<1，并且它可以例如通过模拟和/或计算来获得。如果电压源504提供例如4.3V，则部分“a分可以接近于1，因为寄生二极管可能不被触发。

因此，反向恢复电流Irr的部分(a*Irr，其中a<1)流到放大级，例如流到由两个晶体管T4和T3形成的电流镜506的晶体管T4，该电流镜506具有等于1/a的预定的镜比率(mirror ratio)T4/T3。然后以相关于a的因子在电流镜T3和T4中再次放大电流，使得通过T3恢复反向恢复电流Irr。该电流分量经由二极管D2引入到低CAN总线线路CANL上。这意味着CANH和CANL两者都加载有相同的附加电流分量Irr。这实现图5中的对称总线负载，允许例如正瞬变的补偿。

在一些实施例中，可以控制电流镜的镜比率，所以电流镜可以提供可变的放大因子。例如，镜比率T4/T3可以是电流镜的晶体管T4和T3的宽度(W)/长度(L)的比率。如果对于两个晶体管的长度(L)相等，则镜比率计算为W4/W3。晶体管T3可以是晶体管系统，包括具有以下宽度的若干较小晶体管：W31、W32、W33、W34，使得W31+W32+W33+W34＝W3。(例如，包括允许选择不同宽度的若干个连接)。通过提供电连接到这些晶体管的可编程逻辑，可以控制比率T4/T3。

其他实施例可以替代地或附加地提供可控制的T4宽度。还替代地或附加地，可以使长度L3和/或L4以类似的方式可变。

本发明的另一个实施例是图6所示的发送器60(图6是与图5类似的实现)，用于补偿通过低CAN线路CANL的寄生电流和EM干扰，允许例如负瞬变的补偿。

此处，使用DPI再次引入EM干扰213。这只是出于测试目的的人为情景；在现实生活中，例如由于与其他线路的干扰而引入干扰。干扰可能例如降低低CAN线路CANL的电压电势。因此，驱动晶体管T2和低CAN线路CANL之间的第二传导路径602的整流二极管D2可能从导通状态切换到非导通状态(如图3所示)。反向恢复电流分量Irr将流向GND并且将降低二极管D2的阴极的电压。这使得双极性NPN晶体管T81进入导通模式(该双极性NPN晶体管以VBE的恒定电压源在其基极上偏置)，使得反向恢复电流Irr的部分(a*Irr，a<1)流入电流镜606的第一晶体管T7。然后，借助于镜因子1/a在电流镜606中再次放大电流，使得晶体管T6承载反向恢复电流Irr。该电流分量经由驱动晶体管T1和高CAN总线线路CANH之间的第一传导路径601上的二极管D1被引入高总线线路CANH。这意味着CANH并且CANL加载有相同的附加反向恢复电流分量Irr，从而实现对称的总线负载。

在本发明的实施例中，发送器可以包括用于补偿由传导路径中的任何和两个传导路径中的反向恢复电流引入的不对称性的装置。例如，图7示出了包括图5和图6两者的电流调节器的组合的发送器70。这种组合提供了发送器70的稳健操作，因为两个补偿电路被组合到一个发送器70中，这有利地稳健地抵抗在两条总线线路CANH和CANL上的正电磁干扰和负电磁干扰。

本发明不限于这些示例的结构和元件，并且可以使用执行类似操作的任何等效结构。

例如，在本发明的另一个实施例中，双极性晶体管T51、T81可以用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来代替。这些晶体管的功能与先前描述的相同。示例性电路分别示出在图8、图9和图10的发送器80、90、100中。具体实施可以在工业上驱动，例如取决于可用的制造工厂和/或半导体技术，或取决于系统的最终用途。例如，当难以供应沟槽时，或者当只有有限数量的阱可用时，则可以使用MOSFET实现；另一方面，如果不太优选使用反相升压级，则可以使用BJT。MOSFET通常还呈现良好的热稳定性，同时非常紧凑。

对于图8中的高CAN总线线路CANH上的正电磁干扰，p沟道晶体管T52经由阻抗R5在其栅极上以VDD偏置。如果二极管D1的阳极电压由于存在反向恢复电流Irr而超过VDD，则被包括的反相升压级803经由电容器C3提供负栅极电压。晶体管T52切换到导通并使反向恢复电流Irr的部分(a*Irr，其中a<1)流向晶体管T4，即电流镜506的部分。电流可在包括晶体管T3和T4的电流镜级506中以通过镜比率获得的已知因子再次被放大，使得T3也承载反向恢复电流Irr。该电流分量经由驱动晶体管T2和该低CAN总线线路CANL之间的第二传导路径805的二极管D2被引入低总线线路CANL上。这意味着总线线路CANH和CANL加载有相同的附加反向恢复电流分量Irr，从而实现图8中的对称的总线负载。

类比地，对于图9中的低CAN总线线路CANL上的负电磁干扰，n沟道晶体管T82经由阻抗R6在其栅极上以GND偏置。如果由于存在反向恢复电流Irr，二极管D2的阴极电压低于GND电压，则非反相升压级904经由电容器C4提供正栅极电压。晶体管T82将导通并使得部分反向恢复电流Irr(a*Irr，其中a<1)流向电流镜606的晶体管T7，其在由晶体管耦合件T6和T7形成的电流镜中以等于镜比率的因子再次放大电流，使得晶体管T6也承载反向恢复电流Irr。如前，电流分量经由与高传导总线线路连接的二极管D1被引入高传导总线线路CANH。因此，高CAN总线线路CANH和低CAN总线线路CANL加载有相同的附加反向恢复电流分量Irr，从而实现图9中的对称的总线负载。

对于收发单元的稳健操作，两种补偿方法可以组合到一个电路中，如图10的示例性电路中所示。可以补偿由于总线线路CANH和CANL上的正电磁干扰和负电磁干扰而产生的电流不对称性。

根据它们与至低CAN总线线路CANL或高CAN总线线路CANH的传导路径的连接，镜级的晶体管可以是n沟道型或p沟道型。因此，电流镜级、晶体管和升压级以及驱动晶体管可以有利地共享相同的源和/或地。

在第二方面，本发明提供了一种通信系统。该通信系统包括差分通信网络，例如CAN总线112，其包括用于承载隐性电压电平和显性电压电平的差分总线。该系统包括根据本发明第一方面的实施例的至少一个发送器。发送器可以是收发器单元的部分，收发器单元被连接在通信网络和设备之间，以便在网络和设备之间建立通信。这增加了系统设计的灵活性，因为它可以互换地用于在任何CAN总线和任何设备之间建立通信。

在其他实施例中，第一方面的发送器(或包括发送器的收发器)可以集成在设备中。这增加了系统的紧凑性。例如，这种实施例的CAN系统可以包括更多的互通设备。

在本发明的第三方面，描述了一种用于补偿差分通信总线的传导线路中的不对称性的方法。该方法描述了一种信号传输方法，包括用于补偿收发器中的寄生电流(诸如电流尖峰，特别是高频电流尖峰)的步骤。例如，该方法可以应用于包括显性和隐性总线电压电平的CAN总线，以增加信号的对称性。

根据本发明第三方面的实施例的方法是一种用于驱动差分通信总线112的方法，该差分通信总线112包括连接到至少一个发送器的第一传导路径CANH和第二传导路径CANL的两条传导线路。该方法包括施加130驱动电流通过发送器的每个传导路径，从而提供差分驱动信号；获得131第一电流，该第一电流等于循环通过第一传导路径的寄生电流的已知比率，该寄生电流的方向与驱动电流相反；任选地例如通过取已知比率的倒数来升高132所述第一电流，从而获得具有等于第一电流(寄生电流)的幅度的幅度的第二电流；以及将第二电流引入133到发送器的第二传导路径中。本发明第三方面的实施例的优点在于，与第一传导路径相比，相同的电流贡献被施加到第二传导路径，并且因此被施加到两条总线线路CANH、CANL，使得增加了流过通信总线112的驱动信号的信号对称性。这样，补偿了来自传导线路的寄生电流。

在本发明的实施例中，已知比率的寄生电流可以是完整的寄生电流。在这种情况下，所获得的寄生电流简单地被施加到第二传导路径。在替代的实施例中，例如图5至图10中所图示，所获得的电流值的已知比率仅是流过第一传导路径的实际寄生电流的部分，并且因此所获得的已知比率的寄生电流在被施加133到第二传导路径之前被升高。

除其他因素外，在差分网络中的两个设备之间的通信质量取决于被发送信号的质量。例如，在CAN的情况下，它取决于由发送器(或在发送模式下工作的收发器)发送的信号的稳健性和对称性。

图12示出了根据图4中的下图400，对于不同频率的用于接收器显示正确操作所需的作为在DPI暴露期间所耦合能量的函数的最小显性电压CANH-CANL。

上图1200示出了在未补偿发送器中的最小显性电压。

下图1210示出了根据图10的实施例补偿的该特定示例中相同的、但是针对被补偿电路的情况。

可以看出，当使用被补偿的发送器时，与非补偿的发送器相比，所有迹线都被移位到DPI暴露的更高的能量电平。

特别地，对于1MHz、5MHz和10MHz的频率，最小显性电压以显著的方式改进。这表明该方法和电路改进了通信的稳健性。

对于更高的频率(25MHz、50MHz、100MHz)，可以应用经典的滤波器机制。

这些滤波器机制中的一些不能用于较低频率，因为它们可能损害高速CAN总线的功能，在某些实现中，高速CAN总线可能要求至少200ns的显性状态，这等效于5MBit/s的波特率。

本发明通过将具有与反向恢复电流Irr相同的幅度的附加电流引入到一个二极管位于其中的路径，来允许移除由于在另一个二极管中存在反向恢复电流Irr引起的总线线路的非对称负载的影响。这将再次实现高总线线路CANH和低总线线路CANL的对称的负载，并可能将用于接收器的电压电平保持在指定范围内。该过程可以有利地自主地作出：作为对存在反向恢复电流Irr的反应而生成附加电流，而不需要在外部激活补偿装置。此外，本发明的实施例可以在无传感器实现中获得寄生电流的补偿，而不需要包括电流传感器或诸如跨导元件和/或放大级之类的其他复杂系统。

Claims (12)

1.一种用于在设备和差分网络总线之间建立通信的发送器，所述差分网络总线包括连接到所述发送器的第一传导路径和第二传导路径中的每条传导路径的两条传导线路，所述发送器还包括：

电流驱动装置，所述电流驱动装置通过所述发送器的所述第一传导路径和所述第二传导路径被连接到所述差分网络总线的每条传导线路，所述电流驱动装置适用于通过所述发送器的所述第一传导路径和所述第二传导路径中的每条传导路径引入驱动电流，从而提供差分驱动信号，

至少一个单向电流调节器，用于提取第一电流，

其中，所述至少一个单向电流调节器适用于提取第一电流，所述第一电流等于循环通过所述第一传导路径的寄生电流的已知比率，所述寄生电流的方向与通过连接到所述差分网络总线的传导线路的所述第一传导路径的所述驱动电流相反，所述发送器进一步包括

用于从所述第一电流获得具有与所述寄生电流的幅度相等的幅度的第二电流的装置，

用于将所述第二电流引入连接到所述差分网络总线的另一条线路的所述第二传导路径以补偿所述第一传导路径的寄生电流的装置，

其中，至少一个传导路径包括至少一个整流设备，用于减少流到所述电流驱动装置的反向电流。

2.根据权利要求1所述的发送器，其中，用于从所述第一电流获得所述第二电流的装置包括用于通过将所述第一电流乘以所述已知比率的倒数来缩放所述第一电流的装置。

3.根据权利要求2所述的发送器，其中，用于缩放所提取的电流并将所提取的电流引入所述传导路径的装置至少包括电流镜。

4.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述至少一个单向电流调节器包括双极性结型晶体管。

5.根据权利要求1所述的发送器，其中，所述至少一个单向电流调节器包括金属氧化物半导体场效应晶体管和升压级。

6.一种收发器，包括根据权利要求1所述的发送器。

7.一种通信系统，至少包括差分通信网络，还包括根据权利要求1所述的发送器。

8.一种用于驱动差分通信总线的方法，所述差分通信总线包括连接到至少一个发送器的第一传导路径和第二传导路径中的每个传导路径的两条传导线路，所述方法包括：

施加驱动电流通过所述发送器的每条传导路径，从而提供差分驱动信号，

其中，所述方法还包括

获得第一电流，所述第一电流等于循环通过所述第一传导路径的寄生电流的已知比率，所述寄生电流的方向与所述驱动电流相反，

从所述第一电流获得具有与所述寄生电流的幅度相等的幅度的第二电流，

将所述第二电流引入所述发送器的至少所述第二传导路径，以补偿所述第一传导路径的寄生电流，

其中，施加驱动电流包括施加驱动电流通过连接到所述传导路径中的任一个或两个的整流设备。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，从所述第一电流获得所述第二电流包括通过将所述第一电流与所述已知比率的倒数相乘来升高所述第一电流。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，乘以所述第一电流包括将所述第一电流引入至少一个电流镜，所述电流镜具有与所述已知比率的倒数相等的镜比率。

11.根据权利要求8所述的方法，其中，将所述第二电流引入所述至少第二传导路径包括在连接到所述至少第二传导路径的整流设备的阴极处注入所述电流。

12.根据权利要求8所述的方法，用于补偿在1MHz和25MHz之间的频率处的电流尖峰。

Images