CN109639126B - 防浪涌电流电路和用电设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种防浪涌电流电路和用电设备，该防浪涌电流电路包括：整流电路、储能电容、功率变换电路、旁路电阻、开关管和开关管控制电路；整流电路的正极输出端连接储能电容的正极，负极输出端接地；旁路电阻的一端连接储能电容的负极，另一端接地；开关管的输入端连接储能电容的负极，输出端接地，控制端连接开关管控制电路的输出端；开关管控制电路的电源输入端连接功率变换电路。根据本发明的技术方案，可有效抑制AC‑DC电源电路中的浪涌电流，进而有效防止插拔插头时插座弹片出现火花或爆响等现象，极大提高了用电安全性及可靠性等，还可以提高电源寿命及用户使用体验等。

Description

防浪涌电流电路和用电设备

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种防浪涌电流电路和用电设备。

背景技术

在实际使用各种用电设备时，尤其是在电源插头插拔瞬间，经常会出现插头打火花甚至是爆响等现象。这是由于出现的大浪涌电流没有被有效抑制而导致两个导体瞬间接触时产生电弧效应。显然，对于消费者而言，出现插头打火花甚至是爆响等现象，不仅大大影响了消费者的使用感受，时间久了也会导致插头五金的镀金层被破坏，出现接触不良而发热严重，从而增加安全隐患。此外，还将可能引起对电网杂讯瞬间波动，严重干扰附近的用电设施等。

发明内容

鉴于上述问题，本发明提出一种防浪涌电流电路和用电设备，通过在储能电容的负极侧插入开关管和旁路电阻并进行开关控制，以实现主动抑制浪涌电流，可解决现有用电设备的电源系统的浪涌电流无法得到有效抑制等问题。

本发明的一实施例提出一种防浪涌电流电路，包括：整流电路、储能电容、功率变换电路、旁路电阻、开关管和开关管控制电路；

所述整流电路的输入端用于接入交流电源，正极输出端连接所述储能电容的正极，负极输出端接地；

所述旁路电阻的一端连接所述储能电容的负极，另一端接地；

所述开关管的输入端连接所述储能电容的负极，输出端接地，控制端连接所述开关管控制电路的输出端；

所述开关管控制电路的电源输入端连接所述功率变换电路；所述功率变换电路连接所述储能电容并用于对整流后的直流电进行功率变换及输出。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，还包括：旁路电容，所述旁路电容的一端连接所述储能电容的负极，另一端接地。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，所述开关管控制电路包括MCU控制器、驱动电路和供电电路，所述功率变换电路包括开关变压器，

所述MCU控制器连接所述驱动电路，所述驱动电路连接所述开关管的控制端；

所述供电电路的输入端连接所述开关变压器的次级绕组，输出端连接所述MCU控制器和所述驱动电路。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，所述供电电路包括依次连接的整流滤波单元和降压稳压单元，

所述整流滤波单元连接所述开关变压器的次级绕组，所述降压稳压单元连接所述MCU控制器和所述驱动电路。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，所述供电电路包括降压稳压单元，所述功率变换电路包括整流滤波单元和用于控制与所述开关变压器连接的功率管的PWM控制器；

所述整流滤波单元的输入端连接所述开关变压器的次级绕组，输出端连接所述降压稳压单元的输入端，输出端还经过二极管连接所述PWM控制器的电源输入端。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，所述降压稳压单元为低压差线性稳压器或直流-直流转换器。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，所述开关管为晶闸管、三极管或MOS管。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，还包括：EMI电路，所述EMI电路的输入端用于接入所述交流电，输出端连接所述整流电路的输入端。

在上述的防浪涌电流电路中，可选地，还包括：次级整流滤波电路，所述次级整流滤波电路的输入端连接所述功率变换电路，输出端用于连接负载。

本发明的另一实施例提出一种用电设备，包括有上述的防浪涌电流电路。

本发明的技术方案通过在整流电路后的储能电容的负极侧插入开关管和旁路电阻并对开关管进行相应控制，可以有效抑制电源插拔插头瞬间产生的浪涌电流，进而可有效防止插座弹片出现火花或爆响等现象，极大提高了用电安全性及可靠性等，还可以提高电源寿命及用户使用体验等。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对本发明保护范围的限定。

图1为现有的AC-DC电源输入部分的典型原理图；

图2为本发明实施例的防浪涌电流电路的第一结构示意图；

图3为本发明实施例的防浪涌电流电路的第二结构示意图；

图4为本发明实施例的防浪涌电流电路的第三结构示意图；

图5为本发明实施例的防浪涌电流电路的第四结构示意图；

图6为现有的电源电路的储能电容的充电曲线；

图7为利用本发明防浪涌电流电路的电源电路的储能电容的充电曲线。

主要元件符号说明：

1、1’-防浪涌电流电路；10-整流电路；20-功率变换电路；30-开关管控制电路；40-EMI电路；50-次级整流滤波电路；210-开关变压器；220-PWM控制器；310-MCU控制器；320-驱动电路；330-供电电路；331-整流滤波单元；332-降压稳压单元；C1-储能电容；Q1-开关管；R0-旁路电阻；C2-旁路电容；Q2-功率管；D1-第一二极管；D2-第二二极管；R1-第一电阻；Z1-稳压管；C3-第一滤波电容；C4-第二滤波电容。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在限制本发明。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

现有的各种交流转直流的电源系统中，为抑制浪涌电流，常采用如图1所示的AC-DC电源的输入部分，即交流零火线输入依次经过传统的保险丝及NTC电阻、EMI滤波、整流器再到储能电容。这种输入电路虽然考虑了浪涌电流，也加了被动防浪涌单击电流的NTC电阻，但利用NTC电阻来进行被动防浪涌电流仍存在以下缺点：

一是NTC电阻的插入损耗跟抑制浪涌电流的效果呈反比，即要想抑制浪涌电流的效果明显，则需要该NTC电阻在常温下能保持较高的阻值，而在高温下又能恢复到极低的阻值以减小插入损耗。然而，这种平衡在现有的NTC电阻材料特性上并不理想，很多常用的NTC电阻非但没有效抑制浪涌电流，甚至有的在这个过程中因承受了极限功耗而爆裂，导致整个电源系统提前报废。

二是在高温下，比如满负荷工作的电源在连续插拔插头的时候，由于电源内部的高温此时还没有消除，NTC电阻在这个时候是呈现低阻态，故无法及时起到抑制浪涌电流的作用。

考虑到上述采用NTC电阻来被动防浪涌电流的不足，发明人提出一种主动式防浪涌电流电路，通过在整流器后的储能电容的负极侧插入开关管和旁路电阻，可有效解决现有技术的浪涌电流的抑制问题。

下面结合具体的实施例对本发明进行详细说明。

实施例1

请参照图2，本实施例提出一种防浪涌电流电路1，可应用于各种交流转直流(AC-DC)的电源系统或电源电路，以及含AC-DC电源电路的用电设备等。下面对该防浪涌电流电路1的各组成部分进行说明。

如图2所示，该防浪涌电流电路1包括整流电路10、储能电容C1、功率变换电路20、旁路电阻R0、开关管Q1和开关管控制电路30。

其中，整流电路10的输入端用于接入交流电源，正极输出端连接储能电容C1的正极，负极输出端接地。

旁路电阻R0的一端连接储能电容C1的负极，另一端接地。

开关管Q1的输入端连接储能电容C1的负极，输出端接地，控制端连接开关管控制电路30的输出端。

开关管控制电路30的电源输入端连接功率变换电路20，而功率变换电路20连接储能电容C1并用于对整流后的直流电进行功率变换及输出。

本实施例中，所述整流电路10可采用集成整流桥或由多个分立器件构成的整流器等，可用于对接入的交流电进行同步整流输出。应当理解，本文各实施例中提到的“接地”并不是指连接到实际的大地(大地零电位)，而是表示连接到电路的低电位参考端。例如，若以电源负极为低电位参考端，则该“接地”即指电源负极。

所述储能电容C1位于该整流电路10的输出侧，可用于储能并对整流后的直流进行滤波等。示范性地，该储能电容C1可采用具有耐高压值的电解电容等。

所述旁路电阻R0通过与储能电容C1串联构成RC微分电路，其时间常数为t＝R*C，其中，R为旁路电阻R0的阻值，C为储能电容C1的容量。由于电阻的限流作用，故储能电容C1能够进行平缓充电，从而可对上电时产生的瞬间浪涌电流达到可靠抑制目的。

而考虑到整个电路开始正常工作后该旁路电阻R0对电路性能的影响，则可通过对设于储能电容C1的负极侧的开关管Q1进行相应控制，从而使旁路电阻R0在适当的时候旁路掉，这样不仅可以达到有效抑制浪涌电流的目的，也不会影响电路性能。

可以理解，若不存在该旁路电阻R0的限流预充电，储能电容C1将被瞬间充电，若此时直接打开该开关管Q1，则该开关管Q1将会因产生的百安培级别的浪涌电流而极可能被烧掉，这样不仅不能起到浪涌电流的抑制，还可能出现整个电路的无效，导致系统可靠性差等。

本实施例中，所述旁路电阻R0可采用抗冲击过载能力较好的电阻，例如，碳膜电阻、线绕电阻等。而其阻值则可根据实际电路的功率大小及储能电容C1的容量来相应选取。其中，该阻值的取值应满足时间常数t小于系统启动时间，优选地，t可大于200ms且小于系统启动时间。本实施例中，所述开关管Q1用于根据所述开关管控制电路30的控制指令进行打开或关闭。示范性地，该开关管Q1可采用具有开关可控特性的晶体管，如晶闸管、三极管或绝缘栅场效应管(即MOS管)等，其中，MOS管又分为N沟道MOS管和P沟道MOS管。

例如，当采用晶闸管时，晶闸管的控制端与开关管控制电路30连接，其输入端连接储能电容C1的负极端，其输出端接地。又或者，若采用N沟道MOS管，该开关管Q1的栅极连接该开关管控制电路30，其漏极连接储能电容C1的负极端，其源极接地。可以理解，在运用过程中可根据实际电路需求进行该开关管Q1的类型及型号的具体选定。

本实施例中，所述开关管控制电路30主要用于在上电后判断储能电容C1是否已充满电并且检测来自功率变换电路20中的供电电压是否已稳定，并在判断储能电容C1已充满电且供电电压已稳定时，控制打开该开关管Q1，从而使开关管Q1接入电容的充放电通路中并旁路掉旁路电阻R0。

示范性地，开关管控制电路30若检测到供电电压无波谷或维持在一定幅值范围内波动，即从逻辑上确保外部插头已与插座接触到位，不再出现电压急剧下降或反复上下浮动过大等现象，故此时可判断供电电压已稳定。同时，待储能电容C1的充电时间不小于时间常数t，则控制打开开关管Q1。

可以理解，通过在打开开关管Q1之前的逻辑判断，可避免该开关管Q1因受到干扰而出现误导通、进入甲类或处于频繁开关状态等，这对于高压大电流下的开关管Q1会造成较大损耗，甚至可能会被击穿等。因此，开关管控制电路30的逻辑处理可大大提高系统可靠度，以及保证开关管Q1的有效工作状态等。

本实施例中，所述功率变换电路主要用于对整流后输出的直流电进行相应的功率变换并输出到负载。示范性地，该功率变换电路可包括但不限于为反激式功率变换器、正激式功率变换器、推挽式功率变换器、全桥式功率变换器或半桥式功率变换器等。下面对该防浪涌电流电路1的工作过程进行描述。

当接入交流电时(即上电时)，整流电路10对接入的交流电进行整流，整流后的电流先经过储能电容C1以对储能电容C1进行充电，然后通过旁路电阻R0回到电源负极。可知，由于旁路电阻R0的限流作用，使得产生的瞬间浪涌电流得到了有效抑制。经过时间常数t后，储能电容C1被充满电，待功率变换电路20开始工作后，开关管控制电路30得到供电电压后开始正常工作。而该开关管控制电路30在判断储能电容C1已充满电，并在检测到其供电电压已稳定时使该开关管Q1打开，从而旁路掉该旁路电阻R0，使得储能电容C1以低内阻状态介入充放电通路中，并进行正常的储能滤波等功能，从而完成上电逻辑。于是，由功率变换电路20进行功率变换，从而可为连接的负载提供工作电压等。

而当断开交流电时(即下电时)，开关管控制电路30将根据供电电压的掉电情况立即使该开关管Q1关闭，使得在下一次上电前该开关管Q1能处于关闭状态，从而使得上电瞬间产生的浪涌电流可通过储能电容C1及旁路电阻R0而得到有效抑制。这样可保证在人为连续的接入断开交流电时，即连续插拔插头时也不会使该防浪涌电流电路1失效。

优选地，如图2所示，该防浪涌电流电路1还包括旁路电容C2，旁路电容C2的一端连接储能电容C1的负极，另一端接地。其中，该旁路电容C2作为开关管Q1的保护性元件，可用于吸收尖峰电压以减少开关管Q1的电压应力，进而防止开关管Q1的二次击穿。

本实施例的防浪涌电流电路通过在储能电容的负极侧插入开关管及旁路电阻，可以有效抑制开关电源或用电设备等插拔插头瞬间产生的浪涌电流，进而可有效防止插座弹片出现火花或爆响等现象，极大提高了用电安全性及可靠性等，还可以提高电源寿命及用户使用体验等。

实施例2

请参照图3，本实施例提出一种防浪涌电流电路1’，与上述实施例1的不同之处仅在于，该开关管控制电路30包括MCU控制器310、驱动电路320和供电电路330，而该功率变换电路20主要包括开关变压器210等。

具体地，该MCU控制器310连接驱动电路320，而驱动电路320连接开关管Q1的控制端，以用于根据MCU控制器310的控制指令而驱动该开关管Q1的打开或关闭。可以理解，该MCU控制器310可采用不同类型的MCU芯片，如C51系列、具有精简指令集的PIC系列、STM32系列或ARM系列等等。而不同类型的开关管Q1，其驱动电路320也往往不同，故本领域技术人员可根据实际选取的开关管Q1来相应设计该驱动电路320。

所述供电电路330用于为该MCU控制器310和驱动电路320提供相应的工作电压。优选地，该供电电路330可从功率变换电路20中的开关变压器210的次级绕组端获取供电电压。可以理解，该次级绕组可包括开关变压器210的辅助绕组。

作为一种可选的实施方式，该供电电路330可从该开关变压器210的一个预留次级绕组端单独取电。示范性地，如图3所示，该供电电路330包括依次连接的整流滤波单元331和降压稳压单元332。可以理解，该整流滤波单元331及降压稳压单元332是从开关变压器210的次级绕组输出而形成的一个单独供电通路，以用于为MCU控制器310和驱动电路320提供其需要的工作电压。

此外，该功率变换电路20还包括与开关变压器210连接的PWM控制器220和功率管Q2。作为另一种可选的实施方式，该供电电路330包括降压稳压单元332，而该功率变换电路20包括整流滤波单元331。其中，该整流滤波单元331用于为输入到PWM控制器220的工作电压进行整流滤波等。

示范性地，如图4所示，该整流滤波单元331的输入端连接开关变压器210的次级绕组，输出端连接降压稳压单元332的输入端，输出端还经过二极管连接到PWM控制器220的电源输入端VDD。可以理解，通过共用该功率变换电路20中已有的整流滤波单元331，并通过第一二极管D1进行隔离，可保证PWM控制器220被供电及供电启动时不会受到该MCU控制器310和驱动电路320的影响。另外，通过共用该整流滤波部分还可简化系统电路的构成，不增加过多的待机功耗，并降低电路成本等。

例如，如图4所示，本实施例的整流滤波单元331可包括第二二极管D2和第一滤波电容C3。具体地，该第二二极管D2的阳极连接开关变压器210的次级绕组输出，阴极连接第一滤波电容C3的一端和第一二极管D1的阳极，该第一滤波电容C3的另一端接地。可以理解，该整流滤波单元331并不仅限于为图4的电路结构，还可以是其他具有整流及滤波功能的电路。

本实施例中，降压稳压单元332采用低压差线性稳压器(即LDO电路)或直流-直流(DC-DC)转换器等。进一步优选地，该降压稳压单元332可采用简易LDO电路，以简化电路结构并降压电路成本等。

如图4所示，该简易LDO电路包括第一电阻R1、稳压管Z1和第二滤波电容C4。具体地，第一电阻R1的一端连接整流滤波单元331中的第二二极管D2的阴极，其另一端连接到MCU控制器310的电源输入端VCC。其中，稳压管Z1和第二滤波电容C4均设于第一电阻R1的另一端和MCU控制器310的电源输入端VCC之间。具体地，稳压管Z1的阴极连接该第一电阻R1的另一端，阳极接地，而第二滤波电容C4的一端连接该第一电阻R1的另一端和稳压管Z1的阴极，其另一端接地。

可选地，如图5所示，该防浪涌电流电路1’还包括EMI电路40，所述EMI电路40的输入端用于接入交流电，输出端连接所述整流电路10的输入端。

可选地，该防浪涌电流电路1’还包括次级整流滤波电路50，所述次级整流滤波电路50的输入端连接所述功率变换电路20，输出端用于连接负载。

本发明实施例的防浪涌电路具有以下技术效果：

1.相对于现有电源电路都是采用在交流侧接入继电器或可控硅等方式，本发明通过在储能电容的负极侧插入开关管和旁路电阻，不仅可以较好地满足体积需求，而且还方便驱动控制，更重要的是，还考虑了为防浪涌而增加的待机功耗及成本的问题，因此具有较高的实用价值。

2.在上电时，MCU控制器先逻辑判断处理后再驱动打开开关管，可以保证该开关管不会受到干扰而误导通，进而可避免该开关管进入甲类工作状态或处于频繁开关状态，在高压大电流下这点尤其重要，同时也可提高开关管的使用寿命，进而提高系统可靠性等。

3.对开关管控制的控制驱动部分通过从功率变换电路中的开关变压器的次级绕组取电，进一步地可共用原PWM驱动器的供电部分并进行隔离，这在保证原PWM驱动器的顺利启动及功率管的正常工作的基础上，不仅实现了系统的简洁性和紧凑性，节约了系统成本，还不会给系统带来太多的待机功耗。对于实际的市场产品投入而言，本发明的防浪涌电流电路具有较高的实用价值。

此外，为验证本发明的浪涌电流的抑制效果，图6和图7分别给出了现有电源电路中的储能电容的充电曲线和利用该防浪涌电流电路后的电源电路中的储能电容的充电曲线。如图6所示，未利用本发明的防浪涌电流电路时，整流后的储能电容其充电曲线非常陡峭，可知，该储能电容是瞬间完成充电的，故产生的大浪涌电流在充电时无法得到有效抑制。而采用本发明的防浪涌电流电路后的电源电路，如图7所示，该储能电容的充电曲线相对平缓，利用旁路电阻的限流作用可有效抑制产生的浪涌电流。另外，由于该储能电容的充电过程远小于整个电源系统的启动时间，而此时后级的功率变换电路20还未正常工作，故并不影响整个电源系统的启动时间。

本发明的另一实施例还提出一种用电设备，该用电设备包括上述实施例1或2的防浪涌电流电路。可以理解，该防浪涌电流电路可运用于涉及交流整流及整流电路后的储能电容储能的场合。

示范性地，该用电设备可包括但不限于为充电器、转换器、开关电源、电源适配器、如笔记本、电吹风和卷发棒等这些小家电设备，其中对于小家电设备，该电源待机部分可采用上述实施例的防浪涌电流电路。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施场景的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

本领域技术人员可以理解实施场景中的装置中的模块可以按照实施场景描述进行分布于实施场景的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施场景的一个或多个装置中。上述实施场景的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

上述本发明序号仅仅为了描述，不代表实施场景的优劣。以上公开的仅为本发明的几个具体实施场景，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种防浪涌电流电路，其特征在于，包括：整流电路、储能电容、功率变换电路、旁路电阻、开关管和开关管控制电路；

所述整流电路的输入端用于接入交流电，正极输出端连接所述储能电容的正极，负极输出端接地；

所述旁路电阻的一端连接所述储能电容的负极，另一端接地；

所述开关管的输入端连接所述储能电容的负极，输出端接地，控制端连接所述开关管控制电路的输出端；

所述开关管控制电路的电源输入端连接所述功率变换电路；

所述功率变换电路连接所述储能电容并用于对整流后的直流电进行功率变换及输出；

所述开关管控制电路包括MCU控制器、驱动电路和供电电路，所述功率变换电路包括开关变压器，所述MCU控制器连接所述驱动电路，所述驱动电路连接所述开关管的控制端；所述供电电路的输入端连接所述开关变压器的次级绕组，输出端连接所述MCU控制器和所述驱动电路；

其中，所述开关管控制电路用于在上电后判断所述储能电容是否已充满电并且检测来自所述功率变换电路中的供电电压是否稳定，并在判断所述储能电容已充满电且所述供电电压已稳定时，控制打开所述开关管；所述供电电压是否稳定的判断包括：检测到所述供电电压无波谷或维持在一定幅值范围内波动；

所述开关管控制电路还用于根据所述供电电压的掉电情况及时使所述开关管关闭，以使得在下一次上电前所述开关管处于关闭状态。

2.根据权利要求1所述的防浪涌电流电路，其特征在于，还包括：旁路电容，所述旁路电容的一端连接所述储能电容的负极，另一端接地。

3.根据权利要求1所述的防浪涌电流电路，其特征在于，所述供电电路包括依次连接的整流滤波单元和降压稳压单元，

所述整流滤波单元连接所述开关变压器的次级绕组，所述降压稳压单元连接所述MCU控制器和所述驱动电路。

4.根据权利要求1所述的防浪涌电流电路，其特征在于，所述供电电路包括降压稳压单元，所述功率变换电路包括整流滤波单元和用于控制与所述开关变压器连接的功率管的PWM控制器；

所述整流滤波单元的输入端连接所述开关变压器的次级绕组，输出端连接所述降压稳压单元的输入端，输出端还经过二极管连接所述PWM控制器的电源输入端。

5.根据权利要求3或4所述的防浪涌电流电路，其特征在于，所述降压稳压单元为低压差线性稳压器或直流-直流转换器。

6.根据权利要求1所述的防浪涌电流电路，其特征在于，所述开关管为晶闸管、三极管或MOS管。

7.根据权利要求1所述的防浪涌电流电路，其特征在于，还包括：EMI电路，所述EMI电路的输入端用于接入所述交流电，输出端连接所述整流电路的输入端。

8.根据权利要求1所述的防浪涌电流电路，其特征在于，还包括：次级整流滤波电路，所述次级整流滤波电路的输入端连接所述功率变换电路，输出端用于连接负载。

9.一种用电设备，其特征在于，包括有如权利要求1-8中任一项所述的防浪涌电流电路。