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CN109586575B - 虚拟参数高压侧mosfet驱动器 - Google Patents

虚拟参数高压侧mosfet驱动器 Download PDF

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Abstract

提供了一种供电设备、调节方法和虚拟参数高压侧MOSFET驱动器。转换器电路包括初级开关元件和辅助开关元件。辅助开关元件用于传送反射电压信号。变压器包括初级和次级，初级与转换器电路耦合。转换器电路包括初级开关和辅助开关，用于选择性地确定谐振频率。辅助开关由具有独立电源的驱动器启用，从而允许如所需的那么强的驱动器来驱动大的辅助开关。

Description

虚拟参数高压侧MOSFET驱动器
本申请是申请号为201180053957.7、申请日为2011年11月8日、发明名称为“虚拟参数高压侧MOSFET驱动器”的中国专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及电源领域。更具体而言，本发明涉及仅初级受控的准谐振转换器。
背景技术
多年来已经发展了若干种功率转换器拓扑，其旨在改善功率转换器的功率密度和切换效率。新的转换器拓扑的新兴焦点是提供用以减小或消除转换器切换损耗同时增大切换频率的手段。更低损耗和更高切换频率意味着更高效的转换器，更高效的转换器可以减小转换器部件的尺寸和重量。附加地，随着诸如由脉冲宽度调制(PWM)操作的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)开关的高速复合半导体开关的引入，最近的正激式(forward)和反激式(flyback)拓扑现在能够在提高很多的切换频率(诸如像高达1.0MHz)操作。
然而，切换频率的增大会导致切换和部件应力相关损耗的相应增大，以及由于半导体开关在高电压和/或高电流水平的快速切换的原因，导致增大的电磁干扰(EMI)、噪声和切换换向问题。此外，现代电子部件被预期在小空间中高效地执行多个功能，并且具有最小的不期望副作用。比如，提供相对高功率密度和高切换频率的传统电压转换器还应包括整齐有序的电路拓扑，提供输出或"负载"电压与输入或"源"电压的隔离，并且还提供可变的升压或降压电压变换。
在减小或消除切换损耗和减小EMI噪声的努力中，"谐振"或"软"切换技术的使用已经在本领域中被更多地采用。谐振切换技术应用到传统功率转换器拓扑提供了许多针对高密度和高频率的许多优点从而减小或消除切换应力并且减小EMI。然而，提供对功率开关的控制所需要的复杂性以及与该复杂控制关联的部件形成了在商业应用中的有限使用。
在减小或消除切换损耗和减小高切换频率造成的EMI噪声的努力中，更多地采用"谐振"或"软"切换技术。谐振切换技术通常包括与半导体开关串联的电感器-电容器(LC)子电路，该电感器-电容器(LC)子电路在被启用时在转换器内形成谐振子电路。另外，在切换周期期间对谐振开关的控制周期计时以用各自跨过转换器部件的特定电压和电流条件来对应，这允许在零电压和/或零电流条件下切换。零电压切换(ZVS)和/或零电流切换(ZCS)固有地减小或消除许多频率相关切换损耗。使用谐振切换技术已经形成了若干个功率转换器拓扑，例如像是Telefus等人的美国专利5,694,304，题为"High Efficiency ResonantSwitching Converters"(Telefus)，其通过引用结合于此；Henze等人的美国专利5,057,986，题为"Zero Voltage Resonant Transition Switching Power Converter"(Henze)，其通过引用结合于此；Jitaru的美国专利5,126,931，题为"Fixed Frequency SingleEnded Forward Converter Switching at Zero Voltage"(Jitaru)，其通过引用结合于此；以及Archer的美国专利5,177,675，题为"Zero Voltage,Zero Current,ResonantConverter"(Archer)，其通过引用结合于此。
具体而言，Henze描述用于在诸如1.0MHz或更大的非常高切换频率操作的单端DC-DC反激式拓扑。在Henze中，多个脉冲宽度调制(PWM)开关被用于实现零电压谐振转换开关。Jitaru特别描述了采用零电压和/或零电流谐振技术的已知正激式和/或反激式转换器拓扑的变型。Jitaru特别描述使用谐振切换技术来在恒定频率操作的正激式转换器拓扑。Archer描述在谐振反激式拓扑中的、使用与主变压器的初级或次级绕组并联插入的谐振变压器组件的零电压和零电流切换技术。
这种谐振切换技术向传统功率转换器拓扑的应用，提供了针对高密度、高频率转换器的许多优点，诸如准正弦电流波形，转换器的电子部件上减小的或消除的切换应力，减小的频率依赖损耗，和/或减小的EMI。然而，在控制零电压切换和/或零电流切换期间引起的能量损耗，以及在驱动和控制谐振装置期间引起的损耗仍然成问题。比如，一些研究人员已经结合谐振转换器电路实施有源箝位电路，从而在减小其许多副作用的同时实现高频率切换的益处。参考例如上文通过引用而被结合的授予Telefus的美国专利。
在Jansen等人的美国专利公布No.2007-0263415(Jansen)描述了已知为准谐振回路电路的一种改善的切换类型功率转换器，该专利公布全文通过引用结合于此。图1示出简化形式的具有准谐振回路电路101的这种功率转换器100。图1的电路说明在准谐振反激式转换器中的本发明的概念表示。功率转换器100包括：具有初级和次级绕组的输出变压器103，初级开关105，辅助开关104，第一谐振电容器106，第二谐振电容器102，以及具有用于辅助开关104的驱动装置的比较器109。转换器还包括次级整流器装置，其包括二极管107和存储电容器108。在此示例性实施例中，初级开关105由初级控制模块111控制。
图1中的电路包括DC电源112从而向功率转换器的初级侧提供电力。用于辅助开关104的比较器109和驱动器装置被配置为使得当变压器103的初级绕组两端的电压高于零时，辅助开关将被启用或者导通。用于辅助开关104的比较器109和驱动器装置进一步被配置使得当变压器103的初级绕组两端的电压等于或低于零时，辅助开关将被禁用。因此，作为变压器103的初级电感和第一谐振电容器106之间能量交换的结果，对于变压器103的初级绕组两端小于或等于零的电压存在第一谐振频率。
公知的是，MOSFET开关包括必须被考虑的固有电容。为此，图2更详细示出图1的功率转换器100。辅助开关由MOSFET 220和固有本体二极管222表示，MOSFET 220具有的寄生电容被表示为栅极到源极Cissl 242，源极到漏极Cossl 228以及栅极到漏极Crssl 240，并且固有本体二极管222由N阱与P衬底的结(或反之亦然)形成。初级开关由MOSFET 224及其固有本体二极管226表示，MOSFET 224的寄生电容表示为Ciss2 246，Coss2 248和Crss2244。功率转换器200还包括变压器202，用于辅助开关220的驱动电路系统(包括三个二极管230、232、234以及驱动电容器236)，以及包括整流器二极管210和平滑电容器212的次级整流装置。
图2的功率转换器200包括准谐振回路电路201。图1中的第一谐振电容器102包括辅助开关220的寄生电容器Cossl 228和Crssl 240的组合。另外，寄生电容Crssl 240还看起来与第二谐振电容器238以及与初级开关242的电容器Coss2 248和电容器Crss2 244串联。图3的第二谐振电容器106在图2中由电容器C2 238表示。
在大多数单端功率转换器(诸如图1和2的反激式转换器)中，期望能够保持重置电压受限制，以使得对于功率转换器的情形，诸如初级开关224的开关MOSFET两端的电压水平(Vdsl)保持在安全操作区域中。在此情形下，在初级开关224接通时间期间，变压器202的初级绕组两端的重置电压(Vres)低于变压器的初级绕组两端的电压(Vde)。为了实现初级开关224的零电压切换，在最大重置电压(Vres)的点的有效谐振电容中的能量(Ehigh)必须等于或大于就在初级MOSFET接通之前时有效谐振电容中的能量(Elow)。通常，当谐振电容器的操作频率接近其自身的谐振频率时，电容性值看起来将增大，从而造成高于物理电容器规定值的有效谐振电容。
本领域普通技术人员将理解，当辅助开关220被启用时，驱动电容器236与次级谐振电容器238并联。结果，驱动电容器236和次级谐振电容器238的值必须成比例；即不应改变其中之一而不改变另一个，因为这样做将改变谐振回路201的总有效谐振电容。然而，更小值的电容器无法驱动更高值的电容器。结果，在诸如在输出的功率处大于10瓦的高功率应用中，辅助开关220必须更大从而恰当地处理增大的电流流动。当开关220尺寸增大时，寄生电容Crssl和Cissl成比例地增大。结果，驱动电容器236必须为更高值。更高值的分立(discrete)电容器直接转化为增大的尺寸和成本，这在小形状因子(form factor)的产品中会是无法接受的。无论尺寸和成本如何，由于电容器的串联等效电阻增大造成无法接受的效率减小的原因，增大所有值是毫无依据的。为此，需要一种具有准谐振回路电路的功率转换器电路，其中驱动辅助开关的电路独立于辅助开关本身。
发明内容
本发明提供一种使用准谐振回路电路的开关类型功率转换器。初级开关和辅助开关选择性地将能量存储元件耦合到谐振回路电路，由此改变谐振频率。辅助开关由具有分离电源的独立驱动器驱动，从而在使用物理上较小且成本有效的元件(包括晶体管)的同时实现与上文列出的现有技术相比更高功率的功率转换。
在本发明的第一方面，功率转换器包括输出变压器，以及耦合到输出变压器的谐振回路电路。在一些实施例中，谐振回路包括：初级开关，用于选择性地对第一能量存储元件充电；与第一能量存储元件并联的第二能量存储元件；辅助开关，用于选择性地将第三能量存储元件与第一能量存储元件耦合；以及第一电源，用于提供向谐振回路电路提供电力。比较器检测跨过能量存储元件中至少一个的电压，并且驱动器基于比较器的输出状态驱动辅助开关。有利地，驱动器包括用于独立于谐振回路提供电力的第二电源。
在操作中，驱动器从分离电源接收电力的事实使得驱动器能够提取达到其所需量的电流，并且因此能够驱动任何尺寸的辅助开关。驱动器的所添加的部件通常为晶体管，该晶体管是非常成本有效的并且具有小的形状因子，从而能够在小形状因子设备中实现高功率输出功率转换器，能够依赖驱动器的尺寸来对从移动电话到电动车辆的任何器件进行充电或者向其提供操作功率。在一些实施例中，第二电源为耦合到电力变压器的绕组的整流器。
上述能量存储元件可以是下述中的任何一种：分立电感器、变压器的电感、分立电容器或开关固有的寄生电容器。开关可以是MOSFET，或者对于更高功率应用是IGBT。优选地，比较器包括：电容器，用于从至少一个能量存储元件接收电荷；第一二极管，用于检测到预驱动器的电流；第二二极管，用于限制到该至少一个能量存储元件的反向电流；以及第三二极管，用于限制到预驱动器的反向电流。在一些实施例中，预驱动器可以是MOSFET。驱动器可以是考虑到功率和效率需求而适合特定应用的任何已知或专用驱动器，诸如A类电路、AB类电路、B类电路、C类电路和D类电路。
在本发明另一方面，一种功率转换器包括：输出变压器；第一谐振电容器，耦合到变压器从而与输出变压器的初级电感形成谐振电路；初级开关，用于选择性地对第一谐振电容器充电；以及耦合到输出变压器的第二谐振电容器。辅助开关与所述变压器的初级电感形成谐振电路，并且比较器确定第一谐振电容器上的电荷数量。为了有效地根据由第一谐振电容器上的电荷确定的比较器的输出状态而驱动任何尺寸的辅助开关，提供了一种驱动器，其中该驱动器包括独立电源。在一些实施例中，比较器包括：电容器，用于从第一谐振电容器接收电荷；以及预驱动器，用于从电容器接收电荷并且驱动驱动器。各二极管可以用于引导电流到预驱动器以及离开谐振电容器。在一些实施例中，第一和第二谐振电容器可以包括分立部件电容器或者开关所固有的寄生电容器。
优选地，功率转换器使用切换周期，该切换周期包括第一谐振周期和第二谐振周期，其中第一谐振电容器中的能量通过第一和第二谐振周期基本上转移到第二谐振电容器。通常，第一谐振周期包括比第二谐振周期高的频率。在一些实施例中，比较器根据切换周期而选择性地启用驱动器，其中驱动器驱动辅助开关。
附图说明
在所附权利要求书中阐述本发明的新颖特征。然而出于解释的目的，在下述各图中阐述本发明的若干个实施例。
图1说明电源设备的现有技术功能框图。
图2更详细说明电源设备的现有技术功能框图。
图3说明依据本发明的实施例的电源设备的示意图。
图4更详细说明依据本发明的实施例的电源设备的示意图。
图5为用于显著(substantial)负载的驱动信号的幅值与时间关系曲线图。
图6为用于非显著(insubstantial)负载的驱动信号的幅值与时间关系曲线图。
具体实施方式
在下述说明书中，出于解释目的而阐述了许多细节和可替换方案。然而，本领域普通技术人员将意识到，不使用这些特定细节也可以实践本发明。在其它情形中，公知的结构和器件以框图形式示出，从而不会由于不必要细节而模糊对本发明的描述。
图3示出根据本发明的实施例，具有准谐振回路电路301的简化功率转换器300。图1的电路说明具有改善的驱动装置的准谐振反激式转换器中本发明的概念表示。功率转换器300包括具有初级和次级绕组的变压器303，初级开关305，辅助开关304，第一谐振电容器306，第二谐振电容器302以及比较器309。比较器309控制驱动器电路310，该驱动器电路310驱动辅助开关304。在一些实施例中，比较器309和驱动器310分别由分离的DC电源312和313供电。驱动器310的电源312足够强，即能够传递足够电流，从而使得驱动器310能够驱动任何尺寸的辅助开关304。在此实施例中，驱动器310从比较器309解耦合，并且使用不同的电源。然而，比较器309和驱动器310可以使用相同的电源，因为驱动器310可以配置成提取驱动大开关所需量的功率。通过示例方式，每个电源312、313或其它可以是电力变压器的绕组的整流输出。转换器300还包括输出整流器，其包括二极管307和存储电容器308。在此示例性实施例中，初级开关305由初级控制模块311控制。举例来讲，控制模块311为集成电路，诸如具有驱动装置的处理器，所述驱动装置能够应用如下面的图5和6所示的适当驱动信号。
用于辅助开关304的比较器309和驱动器310被配置使得当变压器303的初级绕组两端的电压高于零时，辅助开关304将为接通位置。用于辅助开关304的比较器309和驱动器310还被配置使得当变压器303的初级绕组两端的电压等于或低于零时，辅助开关304被禁用。因此，作为变压器303的初级电感和第一谐振电容器306之间的能量交换的结果，对于变压器303的初级绕组两端小于或等于零的电压，存在第一谐振频率。
有利地，驱动器310可以是如所需一样强大的驱动器件，因为它与比较器309独立。在图1的现有技术中，比较器109是唯一可用于驱动辅助开关104的驱动装置，并且由于图2中的驱动电容器236必须具有大于辅助开关220的寄生电容的值的事实，结果整个功率转换器所能够提供的功率量受到限制。本发明通过由独立驱动310参数地或独立地驱动辅助开关304而解决了该问题。辅助开关足够大从而承载任何所需量的电流。初级开关305由独立的驱动和控制电路311驱动。在一些实施例中，驱动和控制电路311产生在下文中更详细描述的适当波形，从而在谐振回路301中形成谐振。
图4示出根据本发明实施例的图3的功率转换器300的更详细视图。在一些实施例中，功率转换器400包括功率级440。功率级440既用于向转换器400提供操作DC电力，也用于提供将被转换的电力。功率级400耦合到并且驱动判定级460。判定级460包括比较器409和驱动装置410。比较器409包括电容器426，第一二极管Dl 431，第二二极管D2 431和第三二极管D2 430。电容器426根据第一谐振电容器406上的电荷被充电。当电容器436中的电荷达到足够级别从而正向偏置Dl 431时，第一二极管D1341开始导通。有利地，第二二极管D2432被反向偏置，由此限制电流返回到谐振电容器406。电容器426开始对晶体管Q5 432充电。体二极管(bulk diode)434也称为固有二极管，被示为与晶体管Q5 432并联。Q5 432的漏极耦合到驱动器装置410。在此示例性实施例中，驱动器装置包括推挽式A-B结构，该结构包括Q3 411和Q4 412，并且该驱动器装置是双极构造。驱动器410与比较器409共享DC电源，该DC电源经由与功率级440中的第一存储电容器456并联的第一整流二极管455被提供。因为驱动器410电耦合到电力变压器450自己的独立绕组453并且从其提取电流，它可以制成用以驱动任何尺寸的辅助开关404所需那样强大。功率级440中的二极管455和存储电容器456对由4绕组变压器450的第三绕组453提供的AC电压进行整流。然而，从此公开内容受益的普通技术人员将认识到，比较器409和驱动器410可以被分开供电，例如由分离的变压器或者同一变压器的独立的绕组供电。Q5 433能够充当预驱动器，其能够驱动分离的更强大的驱动装置410。结果，Q5433不需要是能够应对大电流的大晶体管。Q5 433可以被选择为简单且小的MOSFET。如上所述，驱动器410被表示为推挽式A-B电路。在可替换实施例中，驱动器装置410为任何已知或专用的驱动装置，其包括但不限于A类，B类，C类或D类(开关)驱动器。应注意，当实施用于形成谐振回路401中的谐振频率的驱动信号时，所选择驱动器造成的相移应被考虑在内。来自输出变压器403的次级侧的输出被整流从而驱动负载410。在此示例性实施例中，二极管407和存储电容器408用作简单的整流器。然而，包括但不限于桥式整流器和DC电压调节器的更复杂整流装置可以用于纹波敏感应用。
驱动器410的输出耦合到辅助开关404的栅极。因为辅助开关由能够提供任何所需驱动电流的驱动器装置410来参数地驱动，辅助开关404为所需要那么大，从而承载适当电流而不需要改变电容器426的值。在一些实施例中，保护二极管480能够防止过流条件。如上所述，因为电容器426不再驱动辅助开关404，而是驱动预驱动器开关433，谐振电容器406不需要增大值以使得电容器426和谐振电容器406之间的比例被维持，这是由于电容器426的值可以保持小并且仍然能够驱动相对小的预驱动器Q5 433。与图1和2的现有技术中的更高功率应用将需要的电容器值增大的成本相比，驱动器装置410和预驱动器433中晶体管的附加的成本通常是无关紧要的。可能更为重要的是，驱动器410和预驱动器433导致小尺寸增大，而能够应对更大功率的更大值的电容器导致无法接受的尺寸增大。
谐振回路电路401包括初级开关405，第一谐振电容器406，具有用作第二谐振电容器的寄生电容(未示出)的辅助开关404，以及输出变压器403的初级电感。辅助开关404能够选择性地将谐振电容器406与输出变压器403的初级绕组并联耦合，由此选择性地在第一和第二谐振频率之间切换。对于变压器403的初级绕组两端高于零的电压，辅助开关404处于接通位置，并且第二谐振电容器，即辅助开关404的栅极到漏极电容器，与第一谐振电容器406并联连接。因此，作为变压器的初级电感403和第一和第二谐振电容器之间的能量交换的结果，对于变压器403的初级绕组两端高于零的电压，存在值低于第一谐振频率的第二谐振频率。如果需要，可以包括附加电感以作为与输出变压器403的初级绕组串联的分立电感器403。通过添加与输出变压器403的初级绕组并联的分立电感器403B，可以减小电感。在图4的示例性实施例中，初级开关405和次级开关404被表示为MOSFET。然而，因为由于独立于比较器409的参数驱动器410，本发明的此实施例不受到功率限制，所以在要求开关404和405承载大电流量的应用中，可以使用诸如隔离栅双极晶体管(IGBT)的更高功率器件。
图5为对于非显著(insubstantial)负载410的应用到图4的初级开关405的栅极的驱动信号501以及从初级开关405的漏极到源极测量的电压502的幅值与时间关系曲线图500。对来自图3的功率转换器的单个切换周期的下述描述是基于在图4的功率转换器400的输出处在最低负载410下的稳态连续波形。当在其它情形下操作时，本发明也提供类似益处，所述情形诸如但不限于，在功率转换器400的输出处在负载410下的操作，以及在功率转换器的启动期间。
当来自图4的功率转换器在最低负载条件下操作时，其中最低负载为仍然引起谐振回路中的谐振的最小负载，驱动信号的占空比非常小。现在讨论从初级开关405被切断的时刻开始直至初级开关405再次被接通的时刻的功率转换器的一个切换周期。当初级开关405被禁用并且谐振回路为开路时，第一谐振电容器406两端的电压基本上等于由四绕组变压器450的第三绕组453的整流输出提供的电压。作为输出变压器403的初级绕组的电感和第一谐振电容器406之间的谐振的结果，初级开关405两端的电压增大并且因此第一谐振电容器406和输出变压器403的初级绕组两端的电压减小。
在第一谐振频率的四分之一周期之后，初级开关405两端的电压基本上等于经整流的功率，并且因此第一谐振电容器406和输出变压器403的初级绕组两端的电压基本上为零。在此时刻，在第一谐振电容器406中最初存储的能量的大部分现在存储于输出变压器403的初级侧的电感中。另外在此时刻，辅助开关404被用于辅助开关404的比较器409和驱动装置410接通。由于输出变压器403的初级绕组的电感和并联的第一和第二谐振电容器之间的第二谐振，初级开关405两端的电压进一步增大，并且因此第一谐振电容器406和输出变压器403的初级绕组两端的电压也增大。
在第二谐振频率的四分之一周期之后，输出变压器403的初级侧的电感中存储的能量大部分被传送到第一和第二谐振电容器，但是与第一谐振电容器406两端的最初开始电压相比，极性相反且幅值更低。这种条件称为重置条件。由于第一和第二谐振电容器与初级输出变压器403的初级侧的电感之间的谐振，初级绕组两端的电压并且因此初级开关405两端的电压开始下降。
在第二谐振频率的四分之一周期之后，第一和第二谐振电容器中存储的能量大部分被在再次存储于输出变压器403的初级侧的电感中。在该时刻，第一和第二谐振电容器以及输出变压器403的初级侧两端的电压基本上为零。在该时刻，辅助开关404被比较器309和驱动器装置410禁用。在辅助开关404被禁用之后，谐振基于输出变压器403的初级侧的电感与第一谐振电容器406之间的最初第一谐振而继续。
在第一谐振频率的四分之一周期之后，初级开关405两端的电压进一步下降，直至它基本上接近零。随后，初级开关能够处于基本上零电压切换条件。由于检测输出变压器403的初级绕组两端的零电压点的比较器409，辅助开关404也在基本上零电压切换条件下切换，其中该零电压点与辅助开关404两端的零电压基本上吻合。
图6为针对非显著负载410的应用到图4的初级开关405的栅极的驱动信号601以及从初级开关405的从漏极到源极测量的电压602的时间与幅值关系曲线图600。在此情形下，与上文所述最低负载条件相比，初级开关405被启用更长的时间阶段，以便在输出变压器403的初级侧的电感中提供更大量的电流并且由此提供更多电荷。在初级开关405被禁用之后，初级开关305两端的栅极电压的上升按照与如上针对零负载条件所述的类似的方式发展。一旦初级开关305两端的电压如上所述达到重置条件，由于在初级开关405被启用时更长的充电时间阶段的原因，输出变压器403的初级侧的电感中的附加能量通过输出变压器403的次级侧放电，并且能够被次级整流器二极管407和存储电容器408整流并且最终到到负载410。
在操作中，功率转换器器件能够利用反激式类型的益处，而不遭受通过使用如上所述谐振回路电路的高频率瞬变的不良影响。有利地，用于谐振回路中的两个开关元件其中之一的驱动器模块独立于比较器，其决定何时启用开关元件以改变回路的谐振频率。因为驱动器元件是独立的，并且能够从其自己的电源(例如其自己的绕组以及多绕组变压器上的整流器)得到功率，该驱动器元件可以制成为用以驱动任何尺寸的开关元件所需那么强大。在一些实施例中，电容器和电感器形成谐振电路。可替换地，电容器与变压器的线圈并联形成并联谐振电路。在所有这些类型的实施方式中，寄生电容有利地产生回到源的负电流。因此，对于系统通常引起问题的寄生电容作为电容器操作，该电容器与谐振回路以及实际电容相结合来存储和释放能量。换言之，包括实际或有源部件以及寄生部件的所有部件是处于全谐振电路中。因此，该系统的部件(包括寄生部件)产生的能量的全部或大部分被传递到负载(典型地在低频率模式中)或者回到源(在高频率模式中)。
具体而言，一些实施例的周期操作通过产生一系列阻尼正弦波形而实施准谐振存储回路。一些实施例进一步针对系统维持能量平衡，以使得高频率周期的能量基本上相当于低频率周期的能量。
尽管已经参考许多特定细节描述了本发明，本领域普通技术人员将认识到，本发明可以在其它特定形式中实施而不背离本发明的精神。因而，本领域普通技术人员将理解，本发明不受到前述说明性细节的限制，而是由所附权利要求书来限定。

Claims (33)

1.一种功率转换器，包括：
a. 输出变压器；
b. 耦合到所述输出变压器的谐振回路电路，所述谐振回路电路包括：
i. 第一能量存储元件；
ii. 初级开关，用于选择性地对第一能量存储元件充电；
iii. 与所述第一能量存储元件并联的第二能量存储元件；以及
iv. 辅助开关，用于选择性地将第三能量存储元件与所述第一能量存储元件耦合；
c. 第一电源，该第一电源耦合至所述谐振回路电路，用于向所述谐振回路电路提供电力；
d. 比较器，用以检测跨过所述能量存储元件中至少一个的电压；
e. 驱动器，用以基于所述比较器的输出状态驱动所述辅助开关，所述驱动器独立于所述比较器；以及
f. 第二电源，所述第一电源包括电力变压器的第一次级绕组，该第二电源是所述电力变压器的第二次级绕组，其被耦合到所述驱动器，用于向所述驱动器提供电力，从而使得所述驱动器能够驱动任何尺寸的所述辅助开关，其中所述第二电源独立于所述第一电源，而且另外其中所述比较器和所述谐振回路电路两者由所述第一电源驱动，并且所述驱动器由所述第二电源驱动。
2.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述第二电源包括耦合到所述电力变压器的第二绕组的整流器。
3.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述辅助开关和所述第三能量存储元件整体形成为一个晶体管。
4.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述第一能量存储元件包括所述输出变压器的初级绕组。
5.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述第一能量存储元件包括分立电感器。
6.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述第一能量存储元件包括电容器。
7.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述第二能量存储元件包括电容器。
8.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述初级开关包括MOSFET。
9.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述初级开关包括IGBT。
10.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述辅助开关包括MOSFET。
11.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述辅助开关包括IGBT。
12.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述比较器包括：
a. 用于从至少一个能量存储元件接收电荷的电容器；以及
b. 用于选择性地启用所述驱动器的预驱动器。
13.根据权利要求12所述的功率转换器，其中所述比较器还包括
a. 第一二极管，用于向所述预驱动器引导电流；
b. 第二二极管，用于限制到所述至少一个能量存储元件的反向电流；以及
c. 第三二极管，用于限制到所述预驱动器的反向电流。
14.根据权利要求12的功率转换器，其中所述预驱动器包括MOSFET。
15.根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述驱动器包括以下任何一种：A类电路、AB类电路、B类电路、C类电路和D类电路。
16.一种功率转换器，包括：
a. 输出变压器；
b. 第一谐振电容器，耦合到所述变压器以与所述输出变压器的初级电感形成谐振电路；
c. 初级开关，用于选择性地对所述第一谐振电容器充电；
d. 第二谐振电容器，耦合到所述输出变压器；
e. 辅助开关，与所述变压器的所述初级电感形成谐振电路；
f. 比较器，用于确定在所述第一谐振电容器上的电荷数量，并接收第一电力供应；以及
g. 驱动器，用于根据所述比较器的输出状态选择性地启用和禁用所述辅助开关，其中所述驱动器独立于所述比较器，所述驱动器接收独立于所述第一电力供应的第二电力供应，从而使得所述驱动器能够驱动任何尺寸的所述辅助开关，其中所述第一电力供应是由电力变压器的第一次级绕组提供的，所述第二电力供应是由所述电力变压器的第二次级绕组提供的。
17.根据权利要求16所述的功率转换器，其中所述比较器包括：
a. 电容器，用于从所述第一谐振电容器接收电荷；以及
b. 预驱动器，用于从所述电容器接收电荷并且驱动所述驱动器。
18.根据权利要求17所述的功率转换器，还包括：
a. 第一二极管，用于从所述电容器向所述预驱动器引导电流；
b. 第二二极管，用于限制到所述第一谐振电容器的反向电流；以及
c. 第三二极管，用于限制到所述预驱动器的反向电流。
19.根据权利要求16所述的功率转换器，其中所述第一谐振电容器和所述第二谐振电容器包括寄生电容器。
20.根据权利要求16所述的功率转换器，还包括：
a. 切换周期，所述切换周期包括：
i. 第一谐振周期，以及
ii. 第二谐振周期，其中所述第一谐振电容器中的能量通过所述第一谐振周期和所述第二谐振周期基本上转移到所述第二谐振电容器。
21.根据权利要求20所述的功率转换器，其中所述第一谐振周期包括比第二谐振周期更高的频率。
22.根据权利要求16所述的功率转换器，其中所述初级开关包括MOSFET。
23.根据权利要求16所述的功率转换器，其中所述初级开关包括IGBT。
24.根据权利要求16所述的功率转换器，其中所述辅助开关包括MOSFET。
25.根据权利要求16所述的功率转换器，其中所述辅助开关包括IGBT。
26.一种功率转换器，包括：
a. 变压器；
b. 初级开关；
c. 第一谐振电容器，耦合到所述变压器从而与所述变压器的初级电感形成谐振电路；
d. 第二谐振电容器，通过辅助开关耦合到所述变压器从而与所述变压器的所述初级电感形成谐振电路；
e. 驱动器，所述驱动器驱动所述辅助开关，其中所述驱动器接收独立的电力供应，从而使得所述驱动器能够驱动任何尺寸的所述辅助开关；以及
f. 比较器，其中所述比较器根据切换周期选择性地启用所述驱动器，其中所述驱动器独立于所述比较器，并且所述驱动器接收另一电力供应，所述另一电力供应独立于由所述驱动器接收的所述独立的电力供应，其中所述独立的电力供应是由电力变压器的第一次级绕组提供的，以及所述另一电力供应是由所述电力变压器的第二次级绕组提供的。
27.根据权利要求26所述的功率转换器，其中所述切换周期包括：
a. 第一谐振周期，以及
b. 第二谐振周期，其中所述第一谐振电容器中的能量通过所述第一谐振周期和所述第二谐振周期基本上转移到所述第二谐振电容器。
28.根据权利要求26所述的功率转换器，其中所述比较器包括：
a. 电容器，用于从所述第一谐振电容器接收电荷；以及
b. 预驱动器，用于从所述电容器接收电荷并且驱动所述驱动器。
29.根据权利要求28所述的功率转换器，其中所述比较器还包括：
a. 第一二极管，用于从所述电容器向所述预驱动器引导电流；
b. 第二二极管，用于限制到所述第一谐振电容器的反向电流；以及
c. 第三二极管，用于限制到所述预驱动器的反向电流。
30.根据权利要求26所述的功率转换器，其中所述初级开关包括MOSFET。
31.根据权利要求26所述的功率转换器，其中所述初级开关包括IGBT。
32.根据权利要求26所述的功率转换器，其中所述辅助开关包括MOSFET。
33.根据权利要求26所述的功率转换器，其中所述辅助开关包括IGBT。
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