CN109412415B - 一种高压直流电源的宽范围调压和稳压控制系统 - Google Patents
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Abstract
本发明属于高压直流电源相关设备领域，并公开了一种高压直流电源的宽范围调压和稳压控制系统，其包括被控对象，采样模块，控制模块和信号变换模块，其中对被控对象和控制模块的具体组成结构及工作算法等多个方面做出优化设计。通过本发明，可通过数字控制实现输出电压从几百伏到数千伏范围的连续调压，同时整体电压控制不依赖系统的精确模型，输出电压精度高，且系统的动态响应性、稳定性和鲁棒性高；相应有效解决了现有的宽范围调压需通过复杂电路拓扑才能实现的困境，弥补了现有高压直流电源稳压控制方案的低精度和低鲁棒性的不足。
Description
技术领域
本发明属于高压直流电源相关设备领域，更具体地，涉及一种高压直流电源的宽范围调压和稳压控制系统。
背景技术
高压直流电源在许多领域中发挥着重大作用，如军事领域的雷达发射器，研究领域的等离子体物理设备，医疗领域的X光机和CT机，工业领域的静电喷涂和静电纺丝等都有高发直流电源的身影。高压直流电源通过几十年的发展，目前已经到数字化控制阶段，即通过单一的数字芯片实现高压直流电源系统的整体控制。
目前，由于工况要求，需要高压直流电源能够从几百伏到几千伏的宽范围连续调压，且保证输出电压稳定和高精度，因此近年来，国内外在高压直流电源的宽范围调压拓扑和稳压控制方案上进行了一些研究。例如，在调压拓扑上，CN200710124704.X公布了一种宽范围调压电路及宽范围实现方法，其通过降压型变换器和升压型变换器的有效结合来拓宽调压范围；在稳压控制方案上，CN201510996778.7公布了一种DC-AC逆变器离散控制和预测控制方法，其通过建立能够体现逆变器混杂特性的离散时间状态空间模型，解决了传统控制方案中忽略PWM脉宽周期内系统动态行为的缺点，为预测控制方案设计提供模型基础。
然而，进一步的研究表明，上述现有技术仍然具备以下的缺陷或不足：首先，目前在宽范围调压实现的过程中，大多基于模拟调压进行拓扑创新研究，从而来实现更宽范围的调压，这样的实现方法复杂且调压范围有限。；其次，在输出电压稳压控制方面，基于传统的PID控制的数字高压直流电源，其在控制参数整定过程中对系统建模的精确性要求高，由于系统组成复杂，很难建立准确描述系统的数学模型，又基于开关电源技术的高压直流电源系统的非线性、系统元件参数的波动、负载和输入电压的变化等会导致PID控制器的控制不准确；最后，由于系统的操作环境、输入电压范围等都会随机切换，固定的PID控制参数很难适应环境的变化，系统鲁棒性不高。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种高压直流电源的宽范围调压和稳压控制系统，其中通过对该系统的整体电路组成以及关键组成元件如控制模块等的具体组成构造及算法机理等方面作出改进，相应能够通过数字控制实现高压直流电源系统宽范围调压，其在单一数字芯片控制下，实现输出电压从几百到数千伏的连续调节，同时在输出电压稳压控制上不依赖系统的精确模型，保证输出电压高精度和系统的高稳定性、高动态响应性和鲁棒性。
为实现上述目的，按照本发明，提供了一种高压直流电源的宽范围调压和稳压控制系统，该系统包括被控对象、采样模块、控制模块和信号变换模块，其特征在于：
所述被控对象包括依次电路相连的全桥逆变谐振变换器、全桥母线电压控制器、变压器和倍压整流器，其用于输入电压Uin，最后输出高压直流电Uo；
所述采样模块包括高压信号到低压信号的变换隔离电路，并用于对所述倍压整流器获取高压输出信号，然后输出为低幅值的采样信号；
所述控制模块包括AD转换器、模糊控制器、模糊推理器、PID控制器、预测补偿器、EPWM产生器，其中该AD转换器与所述采样模块的输出端相连，并将采样信号转换成对应的数字量后，与预设的系统输出目标电压AD转换值Uset进行差值运算，由此得到误差值e以及该误差值随着时间变化的误差变化率de/dt；该模糊控制器与所述AD转换器信号相连，将数域内的误差值e和误差变化率de/dt分别转换成模糊域内的E和EC，通过模糊域内的模糊规则完成模糊推理，得出模糊域内的PID三个控制参数Kf、Tif和Tdf，最后通过模糊判决将模糊域内的三个控制参数转换到数域的K、Ti、Td，即获得对应的PID控制参数，然后发送给所述PID控制器；该PID控制器用于将代表PWM占宽比的数值输入到所述预测补偿器进行数字延时补偿，并计算得出新的PWM占宽比，然后经由所述EPWM产生器产生对应的低电平PWM信号；
所述信号变换模块用于将所述低电平PWM信号经过电压变换后产生高电平的PWM信号，然后输入到所述全桥逆变谐振变换器和所述全桥母线电压控制器的控制端，由此实现对整个系统的闭环控制。
作为进一步优选地，输入至所述全桥母线电压控制器的电压可以为直流电，或者是交流电经过变换得到的直流电。
作为进一步优选地，所述全桥母线电压控制器优选为Buck降压型变换器或者Boost升压型变换器，并且其用于控制所述全桥逆变谐振变换器的母线电压的数值大小。
作为进一步优选地，对于所述全桥逆变谐振变换器而言，其所输出的电压经过所述变压器和背压整流器变换后，输出为幅值为千伏级的高压直流电。
作为进一步优选地，所述EPWM产生器的时基时钟频率优选被设定为远大于所述全桥逆变谐振变换器的开关管最高开关频率，并且前者优选为后者的5000倍左右。
作为进一步优选地，所述全桥母线电压控制器的开关管的开关频率量级优选被设置为千赫兹级；相应地，所述全桥逆变谐振变换器的开关管的最高开关频率优选被设置为所述全桥母线电压控制器的开关管的开关频率的十倍以上。
作为进一步优选地，对于所述全桥逆变谐振变换器而言，当输入至此的电压变化小时，其采用LCC谐振变换器作为谐振电路；而当输入至此的电压变化大时，其采用LLC谐振变换器作为谐振电路。
作为进一步优选地，所述全桥母线电压控制器的开关管控制方式为PWM控制方式，与此相应地，所述全桥逆变谐振变换器的开关管控制方式优选为PFM控制方式。
作为进一步优选地，对于所述全桥逆变谐振变换器而言，它的开关管的调节频率的范围优选采用以下公式来计算及确定：
其中，Y表示该全桥逆变谐振变换器的电压增益，n表示所述变压器的电压增益，m表示所述倍压整流器的电压增益，θ为所述倍压整流器中二极管的导通角，CGD为并联谐振电容与串联谐振电容之比，Q为谐振回路品质因数，fG为LLC和LCC谐振变换器的归一化频率，β为变压器次级及其之后部分组成的二端口网络的基波电压与基波电流之间的相位差，且β＝-25sinθ。
作为进一步优选地，对于上述系统而言，其调压模式优选设定如下：当用户设定电压大于输出端实际输出电压时，开始时采用全桥母线控制器进行调压，当全桥母线控制器开关管脉宽调节到最大时，此时启动全桥调频调压方式，直到实际输出电压达到用户设定电压为止；当用户设定电压小于输出端实际输出电压时，开始时采用全桥母线控制器调压方式，当全桥母线控制器开关管脉宽调节到最小时，此时启动全桥调频调压方式，直到实际输出电压达到用户设定电压为止。
作为进一步优选地，所述倍压整流器优选为四倍压整流器，其输入端为所述变压器的次级输出端；所述变压器次级的一个脚同时连接到电容C1、C2的一端，该变压器次级的另一个脚连接到二极管D1的阳极、D2的阴极，同时连接到两个电容C3、C4的一个脚，与此同时电容C1的另外一个脚连接到所述二极管D1的阴极和二极管D3的阳极，所述电容C2的另外一个脚连接到所述二极管D2的阳极和二极管D4的阴极，所述电容C3的另一个脚连接到所述二极管D3的阳极，同时连接到电感L的一个脚；所述电容C4的另一个脚连接到所述二极管D4的阳极，同时连接到电容C5的一个脚，所述电感L的另一个脚连接到所述电容C5的另一个脚；高压从所述电容C5的两端输出，靠近所述电感L的一端为正极。
作为进一步优选地，所述PID控制参数的计算过程优选如下：首先通过建立系统开环传递函数模型，在没有PID控制环节的情况下分析其Bode图，并根据奎斯特稳定性判据对系统稳定性的要求，对Bode图进行校正，从校正后的系统传递函数中可以得到PID基本控制参数的值；接着，所述模糊控制器对该PID基本控制参数进行处理，由此得出整定后的PID控制参数。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，主要具备以下的技术优点：
1、本发明通过对该系统的整体电路组成、特别是其关键组成元件如控制模块等的具体组成构造及算法机理等多个方面作出研究和改进，相应可通过数字控制实现数千伏宽范围的连续电压调节，实现过程更为简便，同时构造更为有利于高压直流电源系统的集成化和数字化实现；
2.基于本发明调压机理的设计，相应对高压直流电源的高频变压器的设计要求大大降低，从而简化变压器的设计，提高系统调压稳定性；
3、此外，本发明的高压直流电源输出电压控制不依赖系统的精确模型，输出电压精度高，且系统的动态响应性、稳定性和鲁棒性高；通过理论计算与实际调试相结合，还能够进一步提高系统控制参数确定的效率。
附图说明
图1是按照本发明优选实施方式所构建的系统整体构造示意图；
图2是用于示范性显示本发明的宽范围调压及稳压过程的工艺流程图；
图3是按照本发明一个优选实施例的倍压整流器的具体组成结构图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
图1是按照本发明优选实施方式所构建的高压直流电源的宽范围调压和稳压系统的整体构造示意图。如图1所示，该系统主要包括被控对1、采样模块2、控制模块3和信号变换模块4等功能模块，下面将对其逐一进行具体解释说明。
被控对象1可包括依次电路相连的全桥逆变谐振变换器11、全桥母线电压控制器12、变压器13和倍压整流器14，其用于输入电压Uin，最后输出高压直流电Uo。
更具体地，输入电压Uin譬如可为220V交流电经过整流滤波后得到，其输入到全桥母线电压控制器11，全桥母线电压控制器11优选采用Buck斩波稳压器，全桥母线电压控制器11连接到全桥逆变谐振变换器12的母线，从而控制全桥逆变谐振变换器12的母线电压，全桥逆变谐振变换器12的输出连接变压器13，变压器13的次级连接到倍压整流器14，最后输出需要的高压直流电Uo。
采样模块2包括高压信号到低压信号的变换隔离电路，并用于对所述倍压整流器14获取高压输出信号，然后输出为低幅值的采样信号。
作为本发明的关键改进之一，控制模块3包括AD转换器31、模糊控制器323、模糊推理器324、PID控制器325、预测补偿器33、EPWM产生器34等。如图1所示，其中该AD转换器31与所述采样模块的输出端相连，并将采样信号转换成对应的数字量后，与预设的系统输出目标电压AD转换值Uset进行差值运算，由此得到误差值e以及该误差值随着时间变化的误差变化率de/dt；该模糊控制器323与所述AD转换器31信号相连，将数域内的误差值e和误差变化率de/dt分别转换成模糊域内的E和EC，通过模糊域内的模糊规则完成模糊推理，得出模糊域内的PID三个控制参数Kf、Tif和Tdf，最后通过模糊判决将模糊域内的三个控制参数转换到数域的K、Ti、Td，即获得对应的PID控制参数，然后发送给所述PID控制器325；该PID控制器325用于将代表PWM占宽比的数值输入到所述预测补偿器33进行数字延时补偿，并计算得出新的PWM占宽比，然后经由所述EPWM产生器产生对应的低电平PWM信号；
更具体进行解释地话，AD转换器31可采用主控芯片自带的AD转换模块，AD转换器31输入端为采样模块2的输出端，AD转换器31将采样信号转换成对应的数字量后，与用户设置的系统输出目标电压AD转换值Uset进行差值运算，得到图中表示为321的误差值e，进一步得到图中表示为322的误差变化率de/dt；控制器3将误差e和误差变化率de/dt经过模糊化(图中表示为323)处理后，得到对应模糊域的模糊参数如E和EC，然后通过模糊推理(图中表示为324)，由此得出系统对应的PID控制参数，实现模糊自适应PID控制。然后，可通过预测补偿器33进行数字延时补偿，从而运算得到对应的PWM占宽比，最后通过EPWM产生器34产生对应的低电平PWM信号。需要指出的是，模糊算法的基本原理及相关定义为本领域所熟知，因此在此不再赘述。
此外，按照本发明的一个优选实施方式，模糊自适应PID控制器325首先通过建立系统开关传递函数模型，在没有控制环节的情况下分析其Bode图，然后按照稳定性原则进行补偿后得到PID基本控制参数；在此基础上，结合模糊参数和PID基本控制参数，通过系统运算后即可得到数域内的PID控制参数。相应地，预测补偿器33可以采用多种合适的补偿算法，从而补偿系统因数字控制中AD转换、算法运算和零阶保持器等引起的延时，从而提高系统的动态响应性。
EPWM产生器34的时基时钟频率优选设置为主控芯片的最大频率，本实施例可采用TMS320F28335作为主控芯片，则设置EPWM产生器的时钟频率为150MHz，全桥母线电压控制器7开关管的开关频率为3.75kHz，全桥逆变谐振变换器8开关管的开关频率为30kHz。
最后，所述信号变换模块4用于将所述低电平PWM信号经过电压变换后产生高电平的PWM信号，然后输入到所述全桥逆变谐振变换器11和所述全桥母线电压控制器12的控制端，由此实现对整个系统的闭环控制。
换而言之，按照本发明，以上整个高压直流电源宽范围调压和稳压控制系统整体上主要分为被控对象1，采样模块2，控制模块3和信号变换模块4。被控对象1主要在控制器3的控制下实现高压输出，采样模块2主要完成输出高压的采样，控制模块3主要实现采样信号的AD转换，算法控制补偿和PWM产生，信号变换模块4主要实现控制器3输出的PWM的电平变换以驱动被控对象1，从而实现闭环控制。
按照本发明的另一优选实施方式，所述全桥母线电压控制器的开关管的开关频率量级优选被设置为千赫兹级；相应地，所述全桥逆变谐振变换器的开关管的最高开关频率优选被设置为所述全桥母线电压控制器的开关管的开关频率的十倍以上。
按照本发明的另一优选实施方式，对于所述全桥逆变谐振变换器而言，当输入至此的电压变化小时，其采用LCC谐振变换器作为谐振电路；而当输入至此的电压变化大时，其采用LLC谐振变换器作为谐振电路。此外，所述全桥母线电压控制器的开关管控制方式为PWM控制方式，与此相应地，所述全桥逆变谐振变换器的开关管控制方式优选为PFM控制方式。
按照本发明的又一优选实施方式，对于所述全桥逆变谐振变换器而言，它的开关管的调节频率的范围优选采用以下公式来计算及确定：
其中，Y表示该全桥逆变谐振变换器11的电压增益，n表示所述变压器13的电压增益，m表示所述倍压整流器14的电压增益，θ为所述倍压整流器14中二极管的导通角，CGD为并联谐振电容与串联谐振电容之比，Q为谐振回路品质因数，fG为LLC和LCC谐振变换器的归一化频率，β为变压器次级及其之后部分组成的二端口网络的基波电压与基波电流之间的相位差，且β＝-25sinθ。相应地，通过开关频率最大允许范围确定CGD，然后根据负载范围和增益值Y确定归一化频率fG范围，从而可得出全桥逆变谐振变换器开关频率具体范围值。
参看图2，示范性显示了按照本发明宽范围调压及稳压过程。当用户设定电压大于输出端实际输出电压时，开始时采用全桥母线控制器进行调压，当全桥母线控制器开关管脉宽调节到最大时，此时启动全桥调频调压方式，直到实际输出电压达到用户设定电压为止；当用户设定电压小于输出端实际输出电压时，开始时采用全桥母线控制器调压方式，当全桥母线控制器开关管脉宽调节到最小时，此时启动全桥调频调压方式，直到实际输出电压达到用户设定电压为止。通过本发明，调压范围可以达到500V-5kV连续可调，调节精度达20V。
作为又一优选实施方式，如图3所示，所述倍压整流器优选为四倍压整流器，其输入端为所述变压器的次级输出端；所述变压器次级的一个脚同时连接到电容C1、C2的一端，该变压器次级的另一个脚连接到二极管D1的阳极、D2的阴极，同时连接到两个电容C3、C4的一个脚，与此同时电容C1的另外一个脚连接到所述二极管D1的阴极和二极管D3的阳极，所述电容C2的另外一个脚连接到所述二极管D2的阳极和二极管D4的阴极，所述电容C3的另一个脚连接到所述二极管D3的阳极，同时连接到电感L的一个脚；所述电容C4的另一个脚连接到所述二极管D4的阳极，同时连接到电容C5的一个脚，所述电感L的另一个脚连接到所述电容C5的另一个脚；高压从所述电容C5的两端输出，靠近所述电感L的一端为正极。其中，其中二极管D1、D2、D3、D4为同型号二极管，电容C1、C2、C3、C4为同型号电容，电容C5为高电压大电容，电感L可根据输出电压纹波要求确定。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.一种高压直流电源的宽范围调压和稳压控制系统，该系统包括被控对象(1)、采样模块(2)、控制模块(3)和信号变换模块(4)，其特征在于：
所述被控对象(1)包括依次电路相连的全桥逆变谐振变换器(11)、全桥母线电压控制器(12)、变压器(13)和倍压整流器(14)，其用于输入电压Uin，最后输出高压直流电Uo；
对于所述全桥逆变谐振变换器而言，当输入至此的电压变化小时，其采用LCC谐振变换器作为谐振电路；而当输入至此的电压变化大时，其采用LLC谐振变换器作为谐振电路；
所述全桥母线电压控制器的开关管控制方式为PWM控制方式，与此相应地，所述全桥逆变谐振变换器的开关管控制方式优选为PFM控制方式；
对于所述全桥逆变谐振变换器而言，它的开关管的调节频率的范围采用以下公式来计算及确定：
其中，Y表示该全桥逆变谐振变换器(11)的电压增益，n表示所述变压器(13)的电压增益，m表示所述倍压整流器(14)的电压增益，θ为所述倍压整流器(14)中二极管的导通角，CGD为并联谐振电容与串联谐振电容之比，Q为谐振回路品质因数，fG为LLC和LCC谐振变换器的归一化频率，β为变压器次级及其之后部分组成的二端口网络的基波电压与基波电流之间的相位差，且β＝-25sinθ；
所述采样模块(2)包括高压信号到低压信号的变换隔离电路，并用于对所述倍压整流器(14)获取高压输出信号，然后输出为低幅值的采样信号；
所述控制模块(3)包括AD转换器(31)、模糊控制器(323)、模糊推理器(324)、PID控制器(325)、预测补偿器(33)、EPWM产生器(34)，其中该AD转换器(31)与所述采样模块的输出端相连，并将采样信号转换成对应的数字量后，与预设的系统输出目标电压AD转换值Uset进行差值运算，由此得到误差值e以及该误差值随着时间变化的误差变化率de/dt；该模糊控制器(323)与所述AD转换器(31)信号相连，将数域内的误差值e和误差变化率de/dt分别转换成模糊域内的E和EC，通过模糊域内的模糊规则完成模糊推理，得出模糊域内的PID三个控制参数Kf、Tif和Tdf，最后通过模糊判决将模糊域内的三个控制参数转换到数域的K、Ti、Td，即获得对应的PID控制参数，然后发送给所述PID控制器(325)；该PID控制器(325)用于将代表PWM占宽比的数值输入到所述预测补偿器(33)进行数字延时补偿，并计算得出新的PWM占宽比，然后经由所述EPWM产生器产生对应的低电平PWM信号；
具体的，所述PID控制参数的计算过程为：首先通过建立系统开环传递函数模型，在没有PID控制环节的情况下分析其Bode图，并根据奎斯特稳定性判据对系统稳定性的要求，对Bode图进行校正，从校正后的系统传递函数中可以得到PID基本控制参数的值；接着，所述模糊控制器(323)对该PID基本控制参数进行处理，由此得出整定后的PID控制参数；
所述信号变换模块(4)用于将所述低电平PWM信号经过电压变换后产生高电平的PWM信号，然后输入到所述全桥逆变谐振变换器(11)和所述全桥母线电压控制器(12)的控制端，由此实现对整个系统的闭环控制；
本系统的调压模式设定如下：当用户设定电压大于输出端实际输出电压时，开始时采用全桥母线控制器进行调压，当全桥母线控制器开关管脉宽调节到最大时，此时启动全桥调频调压方式，直到实际输出电压达到用户设定电压为止；当用户设定电压小于输出端实际输出电压时，开始时采用全桥母线控制器调压方式，当全桥母线控制器开关管脉宽调节到最小时，此时启动全桥调频调压方式，直到实际输出电压达到用户设定电压为止。
2.如权利要求1所述的系统，其特征在于，输入至所述全桥母线电压控制器(12)的电压可以为直流电，或者是交流电经过变换得到的直流电。
3.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述全桥母线电压控制器(12)优选为Buck降压型变换器或者Boost升压型变换器，并且其用于控制所述全桥逆变谐振变换器(11)的母线电压的数值大小。
4.如权利要求1所述的系统，其特征在于，对于所述全桥逆变谐振变换器而言，其所输出的电压经过所述变压器和倍压整流器变换后，输出为幅值为千伏级的高压直流电。
5.如权利要求1所述的系统，其特征在于，所述全桥母线电压控制器的开关管的开关频率量级优选被设置为千赫兹级；相应地，所述全桥逆变谐振变换器的开关管的最高开关频率优选被设置为所述全桥母线电压控制器的开关管的开关频率的十倍以上。
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