CN109212448B - 自稳零电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种自稳零电路，包括模块A和模块B。模块A包括：主放大器与调零放大器，且主放大器和调零放大器设有对应的主反馈网络和调零反馈网络，当所有K1闭合，K2断开的时候，由于该系统在深度负反馈状态，输出电压VoA获得了消除失调电压的信号并保存在电容Cos上，电容Cos上获得了主放大器的失调电压；当所有K1断开，K2闭合的时候，主放大器的净输入将减去电容上的主放大器失调电压后再通过主反馈网络获得输入信号的净放大信号，从而实现了失调电压消除的目的。模块B的结构与所述模块A的结构完全一致，实现两个模块的互补。本发明保证整个系统工作在线性区，而且消除了注入电荷噪声与稳零切换噪声。
Description
技术领域
本发明涉及自稳零电路技术领域，特别涉及一种克服了稳零斩波的注入电荷导致的失真，保证整个系统工作在线性区，而且消除了注入电荷噪声与稳零切换噪声，可以很容易地在实验室利用普通器件搭的自稳零电路。克服器件的失调电压与失调电流的温漂等带来的噪声以及器件固有的1/f噪声。
背景技术
传统运算放大器由于失调电压的影响，其输出端存在误差，如图1所示，一个反相比例运放放大器，其失调电压为1mV，输入一个10mV的10Hz正弦波信号，其中R＝Rf，R’＝R//Rf。
如图1a、1b所示，粗线表示输出信号，细线表示输入信号，可以看出，失调电压被一起送到了输出端，输出信号整体向上抬升了1mV，如果比例运放放大倍数为10，那么输出信号将整体向上抬升10mV，从而带来了测量信号的误差。在精密测量仪器中，由于失调电压，失调电流，温度漂移以及低频1/f噪声等带来的测量误差都可以等效成运放的输入失调电压来处理，所以精密测量仪器中，必须消除由失调电压带来的误差。
自稳零是一种动态抵消放大器的失调电压和失调电压漂移的技术，该技术能将失调电压及失调电压漂移对运放的影响降到最低，同时，自稳零还可以降低低频噪声，特别是1/f噪声，其基本思想是：将放大器两个输入端短路或加入共模输入信号，测得该状态下的输出电压，并用电容器保存起来，再用这个电压与放大器正常工作时的输出电压相减，则可有效减小失调电压及其温度变化对放大器输出的影响，同时也可以有效地抑制共模信号。
在精密测量仪器中，测量信号非常微弱，此时的失调电压及其温漂对信号的测量影响很大，传统数据采集的方法是先把输入短路或加入共模输入信号后，用模数转换器(ADC)进行采集，然后再接入正常测量信号，再用模数转换器(ADC)进行采集，把两侧测量的结果进行相减，来获得稳零，这种技术效果好，精度高，但需要ADC额为停留一段时间来采集零点，存在信号采集不连续，而且随着失调电压的变化，再较大的放大倍数条件下，放大器容易进入非线性区，影响测量精度。消除失调电压的另一个方法是斩波技术，但斩波的方法必须满足输入信号的频率低于斩波频率的一半，以避免混叠，而且斩波还会导致出现显著的毛刺，需要滤除纹波，但由于毛刺的频率成分非常丰富，再特殊场合下，滤除毛刺具有一定的复杂性。作为最新的自稳零技术的代表是斩波稳态运放集成电路，该技术使用了两个放大器，分别是“主”放大器和“调零”放大器，调零放大器通过输入端短路并对自身调零后，监视并校正主放大器的失调。因为主放大器时钟连接到输入和输出端，因此输入信号的带宽由主放大器的带宽决定，而不再取决于斩波频率。但这种技术在开关操作造成的电荷注入仍然是很大问题，这可能导致信号瞬变，并且注入电荷会与输入信号耦合，造成互调失真。
传统数据采集的方法需要ADC额为停留一段时间来采集零点，存在信号采集不连续，而且随着失调电压的变化，再较大的放大倍数条件下，放大器容易进入非线性区，影响测量精度。
传统的斩波的方法必须满足输入信号的频率低于斩波频率的一半，以避免混叠，而且斩波还会导致出现显著的毛刺，需要滤除纹波，但由于毛刺的频率成分非常丰富，再特殊场合下，滤除毛刺具有一定的复杂性。
最新的自稳零稳态斩波在开关操作造成的电荷注入仍然是很大问题，这可能导致信号瞬变，并且注入电荷会与输入信号耦合，造成互调失真。
发明内容
本发明旨在克服现有技术的缺陷，本发明克服了稳态斩波的注入电荷导致的失真，保证了整个系统工作在线性区，而且消除了注入电荷噪声与稳零切换噪声，工程师可以很容易在实验室利用普通器件搭建这个电路，且工程师可以根据自己的工程需求选择普通放大器或高性能放大器，而不必利用价格昂贵的芯片来处理简单的工程应用问题，该电路理论依据明确，简单易用，极易推广。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：提供一种自稳零电路，包括模块A和模块B：
所述模块A，包括：主放大器与调零放大器，且所述主放大器和调零放大器分别设有对应的主反馈网络和调零反馈网络，测量信号通过K2控制的模拟开关连接到主放大器的负端，主放大器的正负输入端通过K1控制的模拟开关连接，主放大器的正端接一个电容Cos，并通过K1控制的模拟开关连接到调零放大器的输出端，电容Cos另一端接地；主反馈网络输入端接到主放大器的负端，输出端分别通过K2控制的模拟开关接到主放大器的输出端，K1控制的模拟开关接到调零放大器的输出端，K3控制的模拟开关作为模块A的输出VoA，调零反馈网络分别接到调零放大器的输入端和输出端；
所述模块B的结构与所述模块A的结构完全一致，所述模块A和模块B中，所述模块B的开关驱动信号相对于所述模块A的开关驱动信号在时间上有一个平移，用于实现两个模块的互补工作，模块A和模块B分别通过两个阻值相等的电阻R输出，并把两个电阻R的另一端相接作为整个电路的输出Vo。
所述模块A和模块B中：当所有K1闭合，K2断开，由于该系统在深度负反馈状态，输出电压VoA获得了消除失调电压的信号并保存在电容Cos上，电容Cos上获得了主放大器的失调电压；当所有K1断开，K2闭合，主放大器的净输入将减去电容上的主放大器失调电压后再通过主反馈网络获得输入信号的净放大信号，从而实现了失调电压消除的目的。所述模块A和模块B中，所述主放大器和调零放大器均工作在线性区。所述模块A和模块B中，所述模块B的开关驱动信号相对于所述模块A的开关驱动信号在时间上延时半个周期。
所述模块A和模块B中，所述模块A和模块B至少保证有一个工作在信号测量状态，且所述模块A和模块B交替进入信号测量状态。
所述模块A和模块B工作在信号测量状态和补零状态时，测量信号的频率与补零频率之间是完全解耦关系。
本发明的有益效果在于：克服了稳态斩波的注入电荷导致的失真，保证了整个系统工作在线性区，而且消除了注入电荷噪声与稳零切换噪声问题。工程师可以很容易在实验室利用普通器件搭建这个电路，且工程师可以根据自己的工程需求选择普通放大器或高性能放大器，而不必利用价格昂贵的芯片来处理简单的工程应用问题，改电路理论依据明确，简单易用，极易推广。
附图说明
图1a所示为传统反相比例运放的电路结构图。
图1b所示为图1所示的反向比相例运放电路的信号输入输出示意图。
图2所示为本发明自稳零电路的一个实施例的电路结构图。
图3所示为如图2所示的自稳零电路的开关驱动信号示意图。
图4所示为模块A工作时输出波形示意图。
图5所示为如图2所示的自稳零电路的双模输出波形示意图。
图6所示为测量信号频率大于补零频率的主放大器输出信号示意图。
图7所示为模块A输出与双模块输出信号对比示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，而不构成对本发明的限制。
如图2和3所示，本发明实施例提供的自稳零电路，包括模块A和模块B，两个模块结构完全一致，不同的是模块A和模块B中的开关驱动信号不同，并且两个模块的驱动在时间上具有一半周期的延时，从而实现两个模块的互补工作。
如图2所示，以模块A为例，模块A包括主放大器与调零放大器，且所述主放大器和调零放大器分别设有对应的主反馈网络和调零反馈网络，确保两个主放大器和调零放大器始终工作在线性区。如图2所示，测量信号通过K2控制的模拟开关连接到主放大器的负端，主放大器的正负输入端通过K1控制的模拟开关连接，主放大器的正端接一个电容Cos，并通过K1控制的模拟开关连接到调零放大器的输出端，电容Cos另一端接地；主反馈网络输入端接到主放大器的负端，输出端分别通过K2控制的模拟开关接到主放大器的输出端，K1控制的模拟开关接到调零放大器的输出端，K3控制的模拟开关作为模块A的输出VoA，调零反馈网络分别接到调零放大器的输入端和输出端；
由于模块A工作在调零状态与信号测量状态，且两个状态存在瞬间切换的动作，输出电压具有很多毛刺尖峰，假设输入信号是10mV，补零开关频率是1kHz，输出通过一个RC低通滤波器，其中电阻为100Ω，电容为20nF，则滤波前后的波形如图4所示。
图4所示，其中细线是模块A的输出波形，粗线是对模块A输出波形滤波后的波形。从图4中可以看出，RC滤波器虽然可以较好地滤除毛刺，但仍然不够光滑，可以通过增大RC滤波器的阻值或容值改善，但也存在移相的问题，而且随着测量信号频率的增加，对RC滤波器的通带有一定的制约。存在高频输入信号滤波效果好，而低频信号滤波效果差，抑或是低频效果好，高频效果差的问题。
为了解决上述问题，需要引入模块B共同工作，两个模块结构完全一致，不同的是模块A和模块B中的开关驱动信号不同，并且两个模块的驱动具有一半周期的延时。如图3所示，同时改善两个模块即模块A和模块B的开关驱动信号，使得两个模块在任意时刻都至少保证有一个模块工作在测量状态，而补零的过程只占用系统较少的时间，如图2所示，对于模块A或者模块B，当K1驱动为高电平时，K1闭合，模块工作在测量状态，当K2驱动为高电平的时候，K2闭合，模块工作在补零状态。当测量信号以及运放的指标与图2、3一致，并且放大倍数为10时，滤波电阻1kΩ，滤波电容200nF，输出波形如图5所示。
由图5所示，粗线是利用本发明专利的电路实现完全消除运放失调参数的影响的输出信号，细线是输入信号，通过两个模块互相交替输出，获得了理想的光滑的无测量误差的测量信号比例放大的目的。而且不需要输出滤波，实现了高带宽，高精密的信号运算。
为了说明本发明专利同时还可以应用于高频测量信号，比如测量信号是补零频率的10倍，为10kHz，其他参数不变，获得模块内主放大器的输出信号和输入信号如图6所示。
由图6所示，主放大器在补零工作状态的时候，没有输出，而此时由于另外一个模块出于测量状态，所以对于输出信号没有影响，系统获得了一个稳定的输出波形，模块输出信号与系统输出信号如图7所示。
图7所示为模块A输出与双模块输出信号对比示意图。从图7可以看出，当测量频率大于补零频率时，模块A或者模块B将丢失一部分测量信号，而由于另一个模块处于测量状态，所以总的输出信号并没有被丢失，从而输出完整的测量信号，而且系统的失调电压也被完全地抑制掉，获得了没有误差的微弱测量信号放大。
可以看出，当测量频率大于补零频率的时候，某个模块将丢失一部分测量信号，而由于另一个模块处于测量状态，所以总的输出信号并没有被丢失，从而输出完整的测量信号，而且系统的失调电压也被完全地抑制掉，获得了没有误差的微弱测量信号放大。
以上所述本发明的具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何根据本发明的技术构思所作出的各种其他相应的改变与变形，均应包含在本发明权利要求的保护范围内。
Claims (6)
1.一种自稳零电路，其特征在于，包括模块A和模块B：
所述模块A，包括：主放大器与调零放大器，且所述主放大器和调零放大器分别设有对应的主反馈网络和调零反馈网络，测量信号通过K2控制的模拟开关连接到主放大器的负端，主放大器的正负输入端通过K1控制的模拟开关连接，主放大器的正端接一个电容Cos，并通过K1控制的模拟开关连接到调零放大器的输出端，电容Cos另一端接地；主反馈网络输入端接到主放大器的负端，输出端分别通过K2控制的模拟开关接到主放大器的输出端，K1控制的模拟开关接到调零放大器的输出端，K3控制的模拟开关作为模块A的输出VoA，调零反馈网络分别接到调零放大器的输入端和输出端；
所述模块B的结构与所述模块A的结构完全一致，所述模块A和模块B中，所述模块B的开关驱动信号相对于所述模块A的开关驱动信号在时间上有一个平移，用于实现两个模块的互补工作，模块A和模块B分别通过两个阻值相等的电阻R输出，并把两个电阻R的另一端相接作为整个电路的输出Vo。
2.如权利要求1所述的自稳零电路，其特征在于，所述模块A和模块B中：当所有K1闭合，K2断开，由于该电路在深度负反馈状态，输出电压VoA获得了消除失调电压的信号并保存在电容Cos上，电容Cos上获得了主放大器的失调电压；当所有K1断开，K2闭合，主放大器的净输入将减去电容上的主放大器失调电压后再通过主反馈网络获得输入信号的净放大信号，从而实现了失调电压消除的目的。
3.如权利要求1所述的自稳零电路，其特征在于，所述模块A和模块B中，所述主放大器和调零放大器均工作在线性区。
4.如权利要求1所述的自稳零电路，其特征在于，所述模块A和模块B中，所述模块B的开关驱动信号相对于所述模块A的开关驱动信号在时间上延时半个周期。
5.如权利要求4所述的自稳零电路，其特征在于，所述模块A和模块B中，所述模块A和模块B至少保证有一个工作在信号测量状态，且所述模块A和模块B交替进入信号测量状态。
6.如权利要求1～5任一项所述的自稳零电路，其特征在于，所述模块A和模块B工作在信号测量状态和补零状态时，测量信号的频率与补零频率之间是完全解耦关系。
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