CN109167144B - 一种共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，包括以下步骤：(1)通过加入抑制耦合微带电路，实现对天线阵元的解耦；(2)将天线阵元分别与其馈线阻抗进行匹配，从而实现完整的共轭匹配耦合抑制效果。本发明针对紧耦合MIMO系统存在的电磁耦合效应，采用共轭匹配网络进行耦合抑制，并提供具体的微波电路设计方法，相较于传统的不考虑天线耦合的方法，本发明解决了MIMO系统的耦合问题，可对多天线阵列解耦网络的电路设计提供理论指导。

Description

一种共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法

技术领域

本发明涉及一种共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

新一代移动通信体系将采用增强版的MIMO多天线传输技术，也即需要在基站端和移动终端非常有限的空间内集中部署多根甚至上百根的天线阵元，这将导致天线阵元间非常强烈的电磁耦合效应，进而增强信号之间的相关性，导致原始设计系统传输速率也就是信道容量的急剧下降。所以，考虑如何缩小紧耦合MIMO系统天线阵列阵元间的电磁耦合效应将是新一代移动通信系统所必须面对的技术问题。Wallace J W于2004年在IEEETransactions on Wireless Communications上发表的论文“Mutual coupling in MIMOwireless systems:a rigorous network theory analysis”提出了二元阵列去除耦合效应的共轭匹配网络数学原理，但没有相应的具体电路设计。

发明内容

针对现有技术紧凑型MIMO通信系统中天线阵元间电磁耦合效应所带来的系统信道容量严重下降的问题，本发明目的是提供一种共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，首先通过加入抑制耦合微带电路实现对天线阵元的解耦，随后再通过加入匹配微带电路，从而实现完整的共轭匹配耦合抑制效果，达到改善系统通信性能的目的。

为了实现上述目的，本发明是通过如下的技术方案来实现：

本发明的一种共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，包括以下步骤：

(1)通过加入抑制耦合微带电路，实现对天线阵元的解耦；

(2)将天线阵元分别与其馈线阻抗进行匹配，从而实现完整的共轭匹配耦合抑制效果。

二元天线阵列共轭匹配解耦网络基本原理模型包括二元天线阵列、用于对天线之间电磁耦合进行抑制的解耦电路单元、天线阵元1及天线阵元2的阻抗匹配电路单元M1及M2，该模型中不同电路节点的参考面为A、B、C，馈线端口为P1和P2。

步骤(1)具体的方法如下：为了达到预期的解耦效果，加入的抑制耦合微带电路满足公式(6)，

其中，jX表示导纳符号，Y₀表示西门子，

和

分别表示天线1和天线2的自阻抗与馈线间的匹配情况；

和

则表示两天线之间的耦合情况；

如果二元天线阵列各端口已经良好匹配，也即是天线端口自反射系数小，那么公式(6)简化为：

假设

具有合理性，然而天线阵元之间存在耦合效应，那么参考面A处的天线S参数写成：

式中，α是

的幅度，

是

的相位，在天线与抑制耦合电路之间加入一段移相微带线θ，在加入移相微带线之后，在参考面A'处看到的S参数矩阵表示为：

将上述公式(9)所表达的S参数矩阵转变成Y导纳矩阵可以表示为：

在加入微带线后，参考面A'处的互耦合系数实部为零，即：

因此理论上得到微带线的电长度为：

式中k为整数，将公式(12)代入(10)可得：

将参考面B处的Y参数矩阵写成：

由S参数与Y参数的转换公式可知，互导纳为零与互阻抗为零是等价的，因此天线间解耦就等价于：

由公式(15)所确定的解耦元件既可以是电容或者电感等分立元件，也可以直接就是一段微带线，使用一段特征阻抗为Z_d，电长度为φ的微带线，其对应的归一化导纳矩阵为：

上式中Z₀是原天线系统的特征阻抗；符号cot(φ)表示三角函数余切运算，csc(φ)表示三角函数余割运算，假设参考面B处的导纳矩阵为Y^B时，解耦元件是电感，根据电感感抗计算公式计算得到相应的电感数值为：

令

得到：

因此得到微带线特性阻抗Z_d为：

上式中λ_g表示天线工作波长；l_g是中间解耦微带线长度，也就是阵元间距减去移相微带线的宽度，将这已知的参数，代入上述公式，求出微带线特性阻抗后，将其输入至Txline软件即可求得微带线的宽度W。

从参考面B处往二元天线阵列方向看去，整个天线所有端口均已实现解耦，然而增加的解耦网络破坏了各端口间良好的特性阻抗，因此还要再加入阻抗匹配网络对各端口实现阻抗匹配。

阻抗匹配过程即为在源和负载间加入一个无源网络，实现源阻抗和负载阻抗达到共轭匹配；采用无耗互易匹配网络进行阻抗匹配，具体方法如下：

是视向信号源的源阻抗，Z₁是视向负载端的输入阻抗，

与Z₁是共轭的；

是负载端看向信号源的输出阻抗，Z₂为负载，

与Z₂也是共轭的，从而实现整个电路最大的功率传输；但在匹配之前，两者并未真正实现匹配，即

与Z₂并不共轭，这将造成信号反射，导致输出信号功率得不到最大传输，要设计一个阻抗匹配网络实现信号源与负载间的阻抗变换，即Z₂需要通过匹配网络变换到

的共轭匹配Z₁；同样地，

通过匹配网络变换到Z₂的共轭匹配

从而实现最大功率传输。

为了实现任意负载阻抗到传输线的匹配，采用单枝节短截线匹配，即在距离负载Z₂一位置处使用单个开路或短路的微带传输线与其他传输线进行并联或者串联。

匹配网络有两种拓扑结构：一种是负载与短截线并联后再与一段传输线串联；另一种是负载与微带传输线串联后再与一段终端开路或短路的短截线并联。

本发明的有益效果是：针对紧耦合MIMO系统存在的电磁耦合效应，采用共轭匹配网络进行耦合抑制，并提供具体的微波电路设计方法，相较于传统的不考虑天线耦合的方法，本发明解决了MIMO系统的耦合问题，可对多天线阵列解耦网络的电路设计提供理论指导。

附图说明

图1是二元天线阵列解耦匹配网络基本模型；

图2是包含移相微带线的抑制耦合电路模型；

图3是无耗互易匹配网络进行阻抗匹配原理图；

图4是单枝节匹配网络拓扑结构一图；

图5是单枝节匹配网络拓扑结构二图；

图6是源端与负载端匹配后的ADS仿真图；

图7是紧凑型二元微带天线阵列结构图；

图8(a)未解耦天线模型图；

图8(b)仅解耦天线模型图；

图8(c)解耦匹配天线模型图；

图9是未解耦合二元天线的S参数HFSS仿真曲线图；

图10是仅解耦二元天线的S参数HFSS仿真曲线图；

图11是解耦且进行阻抗匹配二元天线的S参数HFSS仿真曲线图。

具体实施方式

为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。

本发明将采用微带电路的设计方法对2×2紧耦合MIMO系统进行抑制耦合共轭匹配网络电路设计。以下先对基于多端口共轭匹配(MCM)思想的解耦匹配网络给出具体电路设计的理论依据，再通过ADS和HFSS电磁仿真软件对所涉及的方案进行具体微波电路设计。

图1给出了二元天线阵列共轭匹配解耦网络基本原理模型。其中，“二元天线阵列”单元拥有两副天线；“解耦电路单元”主要对天线之间的电磁耦合进行抑制；M1和M2分别为天线阵元1和天线阵元2的阻抗匹配电路单元；A、B、C分别表示该模型中不同电路节点的参考面，P1和P2表示馈线端口。由微波网络技术可知，对于双天线阵列系统，在参考面A获得的S参数矩阵可以表示为：

式中，

和

分别表示天线1和天线2的自阻抗与馈线间的匹配情况；

和

则表示两天线之间的耦合情况，一般两者是相同的。从设计角度来说，一般天线设计工程师已经将天线进行了匹配，也就是说

和

的值已经很小，基本上趋于零。

由于抑制耦合电路单元和天线阵列单元为并联关系，根据电路分析理论可知，对并联电路，最佳选择是采用导纳参数，鉴于这样的事实，将参考面A处的S参数矩阵即公式(1)通过微波网络理论转变成归一化导纳矩阵：

上式中，Y₀＝1/50(西门子)。假设“解耦电路单元”的归一化导纳矩阵可以表示为：

上式中jX表示导纳符号。那么根据导纳矩阵的性质可知，参考面B的导纳矩阵可以表示为：

为了避免天线之间耦合效应带来的不利影响，要求满足参考面B处的耦合为零的条件。为方便说明，将公式(4)转变成S参数矩阵：

式中ΔY＝(Y₀+Y₁₁)(Y₀+Y₂₂)-Y₁₂Y₂₁，

根据公式(5)可以看出，要使参考面B处的耦合散射系数为零，即等价于Y₁₂＝0，将此条件代入公式(4)可以得到：

为了使设计的电路单元达到预期的解耦效果，必须合理设计所加入的“解耦电路单元”元件使其满足公式(6)。必须指出的是，如果天线阵列各端口已经良好匹配，也即是天线端口自反射系数非常小，那么公式(6)可简化为：

通过计算与仿真我们发现，天线参考面A处的S参数均是复数，这就意味着要在抑制耦合电路单元中加入电阻，以实现对参考面A处的S参数进行解耦；但由微波电路知识可知，电阻在电路中是耗能元件，也就是说若在解耦电路中引入电阻将使该部分网络功率消耗变大，增加电路插损，这是设计者所不希望看到的。所以，需要在解耦电路与天线阵列之间加入特征阻抗微带线对S参数进行移相，从而使抑制耦合电路为纯电抗性的，避免功率消耗。

假设紧凑型MIMO天线在设计之初已经满足匹配要求，即考虑

具有合理性，然而天线阵元之间存在较严重的耦合效应，那么参考面A处的天线S参数可写成：

式中，α是

的幅度，

是

的相位。根据前面理论分析结果可知，需要在天线与抑制耦合电路之间加入一段移相微带线θ，如图2所示。在加入移相微带线之后，在参考面A'处看到的S参数矩阵可以表示为：

将上述公式(9)所表达的S参数矩阵转变成Y导纳矩阵可以表示为：

在加入微带线后，参考面A'处的互耦合系数实部为零，即：

因此理论上可以得到微带线的电长度为：

式中k为整数，根据实际需要选择适当的数值。需要注意的是，太大或太小的移相微带线都将对耦合电路结构设计带来困难。将公式(12)代入(10)可得：

根据图2可将参考面B处的Y参数矩阵写成：

由S参数与Y参数的转换公式可知，互导纳为零与互阻抗为零可认为是等价的，因此天线间解耦就等价于：

需要注意的是，由公式(15)所确定的解耦元件既可以是电容或者电感等分立元件，也可以直接就是一段微带线，考虑到实物加工的简易性和避免加入电感、电容元件时因焊接带来的误差，本发明使用一段特征阻抗为Z_d，电长度为φ的微带线，其对应的归一化导纳矩阵为：

上式中Z₀是原天线系统的特征阻抗；符号cot(φ)表示三角函数余切运算，csc(φ)表示三角函数余割运算。假设参考面B处的导纳矩阵为Y^B时，解耦元件是电感，根据电感感抗计算公式可以计算得到相应的电感数值为：

令

得到：

因此得到微带线特性阻抗Z_d为：

上式中λ_g表示天线工作波长；l_g是中间解耦微带线长度，也就是阵元间距减去移相微带线的宽度，将这已知的参数，代入上述公式，求出微带线特性阻抗后，将其输入至Txline软件即可求得微带线的宽度W。

设计完成后，从参考面B处往二元天线阵列方向看去，整个天线所有端口均已实现解耦。然而增加的解耦网络破坏了各端口间良好的特性阻抗，因此还要再加入阻抗匹配网络对各端口实现阻抗匹配。本发明中将采用微带单枝节短截线匹配电路实现匹配。

所谓的阻抗匹配过程即为在源和负载间加入一个无源网络，实现源阻抗和负载阻抗达到共轭匹配。针对微波电路的设计，无论是有源电路还是无源电路，都要考虑其阻抗匹配的问题。其根本原因主要是低频电路中传输是电压和电流，而在微波电路中传输的却是导行电磁波，如果阻抗不匹配就会产生严重的反射。因此阻抗匹配就是微波电路或系统(包括天线)设计时必须考虑的重要问题之一。

图3给出了采用无耗互易匹配网络进行阻抗匹配的原理示意图，详细说明如下：左边的

是视向信号源的源阻抗，Z₁是视向负载端的输入阻抗，

与Z₁是共轭的；右边的

是负载端看向信号源的输出阻抗，Z₂为负载，

与Z₂也是共轭的，从而实现整个电路最大的功率传输。但在匹配之前，两者并未真正实现匹配，即

与Z₂并不共轭，这将造成信号反射，导致输出信号功率得不到最大传输。所以要设计一个阻抗匹配网络实现信号源与负载间的阻抗变换，例如Z₂需要通过匹配网络变换到

的共轭匹配Z₁；同样地，

通过匹配网络变换到Z₂的共轭匹配

从而实现最大功率传输。

为了实现任意负载阻抗到传输线的匹配，采用单支节短截线匹配技术，因为其在设计微波频段匹配网络时具有巨大优势。该技术在距离负载Z₂某一位置处使用单个开路或短路的微带传输线与其他传输线进行并联或者串联。该匹配网络有两种常见的拓扑结构，分别如图4与图5所示：一种是负载与短截线并联后再与一段传输线串联；另一种是负载与微带传输线串联后再与一段终端开路或短路的短截线并联。相比于两个电抗分立元件组成的L型电路匹配网络，微带线可以利用光绘工具加工，且很容易和其他无源或有源的微带器件集成。

根据上述理论，本发明以LTE频段2.43GHz为例，设计了工作于此频段的带解耦及匹配网络的双单极子微带天线实例，天线结构如图7所示。此天线阵列由两副印刷单极子天线、接地板和介质基板构成。其中，印刷单极子的长度是La＝20.3mm，宽度是wd＝1.5mm；接地板的尺寸是30.25mm×28.8mm；介质基板的尺寸是50.6mm×30.25mm。注意到两天线中心距离是18.75mm，对于中心频率为2.43GHz来说，这个距离相当于0.152λ₀(λ₀为中心波长)，因为间距过小，两副天线之间存在严重的耦合效应。图8(a)-图8(c)为通过ADS和HFSS软件混合设计的原始天线、仅去耦天线以及去耦匹配天线的模型图。

通过对原始未解耦天线进行HFSS仿真得到如图9所示的S参数。从图9的仿真结果可以看到，当天线间距为0.152λ₀时，S₁₁达到了-20.08dB，说明天线之间已经基本匹配。但是因为天线相距比较近，在2.35GHz时S₂₁为-6.71dB，这也就意味着天线之间存在较强的耦合。为了抑制耦合，首先需要添加解耦电路。根据上文理论分析，首先我们需要通过微带线计算工具TxLine计算移相微带线的长度，从HFSS中读出中心频率2.43GHz的S₂₁参数为0.462e^-j146.2，也就是对应公式9中的α＝0.462和

由公式12求得φ＝118.1°。由于两天线之间的中心距离d＝18.75mm，那么通过TxLine计算出来的移相微带线长度为22.09mm。再把相关参数代入公式19，求得解耦所需的微带线特性阻抗为55.15欧姆，得到其宽度为1.2512mm。至此，解耦电路的各个参数的理论值已经计算完成；接着就是以此为初值，在HFSS中进一步作仿真优化，得到解耦微带线宽度为1.34mm时最优。

为了验证解耦电路设计数据的正确性，接下来将解耦电路添加到原始二元单极子微带天线中加以HFSS仿真，图10即为其HFSS仿真的S参数曲线图。由图10可以看出，在2.43GHz谐振频率处，S₂₁值为-34.36dB，与未加入解耦电路相比，隔离度改善了28dB左右。由该图还可看出，天线自反射曲线S₁₁的谐振频率偏移到2.53GHz左右。以上说明加入的解耦微带线极大地改善了端口之间的隔离度，抑制了耦合效应，但也带来了端口不匹配问题，因此还需加入阻抗匹配网络以矫正解耦带来的端口不匹配问题。

采用ADS软件给出匹配网络设计，即设计了一个中心频率为2.43GHz，源阻抗为50欧姆，负载阻抗为35.29+j*5.2欧姆的单枝节匹配网络，并得到如图6所示的仿真图。从图中可以看到，在中心频率2.43GHz处，匹配网络的反射系数非常小，S₁₁为-33.584dB，远小于-10dB，也就是说实现了单枝节匹配网络的设计要求。从ADS仿真结构可以直接读出匹配微带线宽度为1.532mm，短截线线长8.374mm，另一微带线的线长为32.499mm。至此，匹配电路的各个参数的理论值已经计算完成；接着就是以此为初值，在HFSS中进一步作优化，得到匹配微带线宽度为1.4mm时最优。

图11给出了解耦且带阻抗匹配的二元单极子天线的S参数HFSS仿真曲线图。从图中曲线可以看到，在2.43GHz谐振频率处，S₁₁值为-38.60dB，说明天线端口达到良好匹配，同时S₂₁约为-28.81dB，说明解耦效果并未因为匹配网络的加入而受到太大影响，仍保持较好的端口隔离度。所以，本发明有效解决了二元紧耦合MIMO阵列天线间的耦合与匹配问题。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (4)

1.一种共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)通过加入抑制耦合微带电路，实现对天线阵元的解耦；

(2)将天线阵元分别与其馈线阻抗进行匹配，从而实现完整的共轭匹配耦合抑制效果；二元天线阵列共轭匹配解耦网络基本原理模型包括二元天线阵列、用于对天线之间电磁耦合进行抑制的解耦电路单元、天线阵元1及天线阵元2的阻抗匹配电路单元M1及M2，该模型中不同电路节点的参考面为A、B、C，馈线端口为P1和P2；参考面A表示二元天线阵列与解耦电路单元之间的参考面；参考面B表示解耦电路单元与阻抗匹配电路单元M1及M2之间的参考面；参考面C表示阻抗匹配电路单元M1及M2与馈线端口之间的参考面；

步骤(1)具体的方法如下：为了达到预期的解耦效果，加入的抑制耦合微带电路满足公式(1)，

其中，抑制耦合微带电路包括两段移相微带线以及一个解耦元件，天线阵元1、天线阵元2分别通过一段移相微带线，与解耦元件的两端相连接，jX表示解耦元件的导纳符号，Y₀单位为西门子，

和

分别表示天线1和天线2的自阻抗与馈线间的匹配情况；

和

则表示两天线之间的耦合情况；

如果二元天线阵列各端口已经良好匹配，则天线端口自反射系数小，那么公式(1)简化为：

假设

具有合理性，然而天线阵元之间存在耦合效应，那么参考面A处的天线S参数写成：

式中，α是

的幅度，

是

的相位，在天线阵元1与解耦元件的一端加入一段移相微带线θ，在天线阵元2与解耦元件的另一端加入另一段移相微带线θ，在加入移相微带线之后，在参考面A'处看到的S参数矩阵表示为：

所述参考面A＇表示移相微带线θ与解耦元件之间的参考面；

将上述公式(4)所表达的S参数矩阵转变成Y导纳矩阵表示为：

在加入微带线后，参考面A'处的互耦合系数实部为零，得到：

因此理论上得到微带线的电长度为：

式中k为整数，将公式(7)代入(5)可得：

将参考面B处的Y参数矩阵写成：

由S参数与Y参数的转换公式可知，互导纳为零与互阻抗为零是等价的，因此天线间解耦就等价于：

由公式(10)所确定的解耦元件是电容或者电感或者为一段微带线，当解耦元件为一段特征阻抗为Z_d，电长度为φ的微带线时，其对应的归一化导纳矩阵为：

上式中Z₀是原天线系统的特征阻抗；符号cot(φ)表示三角函数余切运算，csc(φ)表示三角函数余割运算，假设参考面B处的导纳矩阵为Y^B时，解耦元件是电感，根据电感感抗计算公式计算得到相应的电感数值为：

令

得到：

因此得到微带线特性阻抗Z_d为：

上式中λ_g表示天线工作波长；l_g是中间解耦微带线长度，也就是阵元间距减去移相微带线的宽度，将这已知的参数，代入上述公式，求出微带线特性阻抗后，将其输入至Txline软件可求得微带线的宽度W；

阻抗匹配过程为在源和负载间加入一个无源网络，实现源阻抗和负载阻抗达到共轭匹配；采用无耗互易匹配网络进行阻抗匹配，具体方法如下：

是视向信号源的源阻抗，Z₁是视向负载端的输入阻抗，

与Z₁是共轭的；

是负载端看向信号源的输出阻抗，Z₂为负载，

与Z₂也是共轭的，从而实现整个电路最大的功率传输；但在匹配之前，两者并未真正实现匹配，

与Z₂并不共轭，这将造成信号反射，导致输出信号功率得不到最大传输，要设计一个阻抗匹配网络实现信号源与负载间的阻抗变换，Z₂需要通过匹配网络变换到

的共轭匹配Z₁；同样地，

通过匹配网络变换到Z₂的共轭匹配

从而实现最大功率传输。

2.根据权利要求1所述的共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，其特征在于，从参考面B处往二元天线阵列方向看去，整个天线所有端口均已实现解耦，然而增加的解耦网络破坏了各端口间良好的特性阻抗，因此还要再加入阻抗匹配网络对各端口实现阻抗匹配。

3.根据权利要求1所述的共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，其特征在于，为了实现任意负载阻抗到传输线的匹配，采用单枝节短截线匹配，在距离负载Z₂一位置处使用单个开路或短路的微带传输线与其他传输线进行并联或者串联。

4.根据权利要求3所述的共轭匹配耦合抑制网络的微带电路实现方法，其特征在于，匹配网络有两种拓扑结构：一种是负载与短截线并联后再与一段传输线串联；另一种是负载与微带传输线串联后再与一段终端开路或短路的短截线并联。

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