CN108809098A - 具有同步整流器的电源转换器及其电压调节方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种具有同步整流器的电源转换器及其电压调节方法。电源转换器包含次级侧电路及初级侧电路。次级侧电路包含线圈以及耦接线圈的同步整流器，同步整流器上具有电压。初级侧电路包含初级侧调节控制器及额外线圈。额外线圈在多个周期中感应线圈以提供初级侧调节控制器反馈电压。反馈电压关联于同步整流器上的电压，且上述多个周期至少包含第一周期、第二周期及第三周期。当初级侧调节控制器在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，初级侧调节控制器调节在第二周期或第三周期中的反馈电压。借此，能够避免因同步整流器的状态切换而对输出电压进行不适当的调节。

Description

具有同步整流器的电源转换器及其电压调节方法

技术领域

本发明是有关于一种电源转换器及其电压调节方法，且特别是有关于一种具有同步整流器(synchronous rectifier，SR)的电源转换器及其电压调节方法。

背景技术

请参照图1，其是已知电源转换器100的示意图。在电源转换器100中，由于输出电压Vo可经变压器120中的次级侧线圈122反射至线圈130，因此不需如已知次级侧调节电路拓扑一般地设置光耦合器反馈电路。

然而，由于输出电压Vo是先经过二极管DD(作为整流装置使用)再呈现于变压器120的次级侧线圈122上，因此次级侧线圈122所看到的电压将会是输出电压Vo与二极管DD上跨压(约-0.7V)的叠加值，而并非仅是所需的输出电压Vo。举例而言，假设输出电压Vo为5V，则次级侧线圈122所看到的电压例如是5.7V。

由于初级侧调节(primary side regulation，PSR)控制器110是基于次级侧线圈122所反射至线圈130的电压来调节电源转换器100的输出电压Vo，因此使用二极管DD作为整流装置将使得次级侧线圈122上的电压较为不准确，进而影响输出电压Vo的调节情形。

另外，已知技术中已存在使用SR替代二极管DD作为整流装置，进而节省功率消耗的技术手段。然而，在此情况下，由于SR是受控于SR控制器而在两种状态中切换，因此将增加次级侧线圈122上的电压的不确定性，进而更为显著地影响输出电压Vo的调节情形。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种具有SR及PSR控制器的电源转换器及其电压调节方法，其可依据在初级侧电路所侦测到的反馈电压是否出现步阶变化来适应性地对反馈电压进行调节及补偿，从而避免PSR控制器对输出电压进行不适当的调节。

本发明提供一种具有同步整流器及初级侧调节控制器的电源转换器，包含次级侧电路及初级侧电路。次级侧电路包含线圈以及耦接线圈的同步整流器，同步整流器上具有一电压。初级侧电路包含初级侧调节控制器及额外线圈。额外线圈在多个周期中感应线圈以提供初级侧调节控制器一反馈电压。反馈电压关联于同步整流器上的电压，且上述多个周期至少包含一第一周期、一第二周期及一第三周期。初级侧调节控制器判断在一第二周期的一特定期间中是否侦测到反馈电压出现一步阶变化。当初级侧调节控制器在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，初级侧调节控制器调节在第二周期或一第三周期中的反馈电压。

在本发明的一实施例中，当同步整流器为开启时，同步整流器运作于一导通状态，而当同步整流器为关闭时，同步整流器运作于一二极管状态。

在本发明的一实施例中，步阶变化呈步阶增量形式，且同步整流器从导通状态切换至二极管状态的切换导致反馈电压出现步阶变化。

在本发明的一实施例中，步阶变化呈一步阶减量形式，且同步整流器从二极管状态切换至导通状态的切换导致反馈电压出现步阶变化。

在本发明的一实施例中，当初级侧调节控制器在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，初级侧调节控制器依据反馈电压在第一周期的一特定期间或第二周期的特定期间的一电压值调节反馈电压在第二周期中的一振荡情形。

在本发明的一实施例中，第一周期及第二周期各自包含连续的一第一期间、一第二期间以及一第三期间，且第一周期的第二期间为第一周期的特定期间，第二周期的第二期间为第二周期的特定期间。初级侧调节控制器依据反馈电压在第一周期的第二期间的电压值调节反馈电压在第二周期的第三期间中的振荡情形。

在本发明的一实施例中，第一周期的第三期间与第二周期的第三期间之间的一时间长度差小于一预设阈值。

在本发明的一实施例中，第一期间为充电、第二期间为放电及第三期间为关闭。

在本发明的一实施例中，第二周期在第一周期之后。

在本发明的一实施例中，第二周期为第一周期的次一周期。

在本发明的一实施例中，第二周期与第一周期相距一预设数量个周期。

在本发明的一实施例中，第一周期及第二周期分别表征为第(j)周期及第(j+N)周期，其中j为正整数而N为预设数量。步阶变化为一第一电压平均值与一第二电压平均值之间的一变化值，其中第一电压平均值为反馈电压在第(j-N+1)至第(j)周期中的平均值，而第二电压平均值为反馈电压在第(j+1)周期至第(j+N)周期中的平均值。

在本发明的一实施例中，步阶变化为第二周期的特定期间中的反馈电压与第一周期的特定期间中的反馈电压之间的一变化值。

在本发明的一实施例中，当初级侧调节控制器在一第四周期的一特定期间中侦测到反馈电压回复至出现步阶变化前的电压值时，初级侧调节控制器依据反馈电压在第四周期的特定期间的电压值调节反馈电压在第四周期中的一振荡情形。

在本发明的一实施例中，初级侧调节控制器包含一第一输入端、一第二输入端、一第三输入端、一输出端以及一接地脚位，且初级侧电路还包含电源、第一电阻、电容、第一线圈、开关、第二电阻、二极管、第三电阻及第四电阻。电源具有一第一端及连接至一接地端的一第二端。第一电阻的一第一端耦接电源的第一端。电容的一第一端耦接第一电阻的一第二端，电容的第二端耦接接地端。第一线圈的一第一端耦接电源的第一端。开关的一第一端耦接第一线圈的一第二端，且开关的一控制端耦接初级侧调节控制器的输出端。第二电阻的一第一端耦接开关的一第二端及初级侧调节控制器的第二输入端，且第二电阻的一第二端耦接接地端。二极管的一阴极耦接于电容的第一端及初级侧调节控制器的第一输入端，且二极管的一阳极耦接于额外线圈的一第一端。第三电阻的一第一端耦接于二极管的阳极，且第三电阻的一第二端耦接初级侧调节控制器的第三输入端。第四电阻的一第一端耦接第三电阻的第二端，且第四电阻的一第二端耦接接地端、额外线圈的一第二端及初级侧调节控制器的接地脚位。

在本发明的一实施例中，线圈包含一第一端及一第二端，同步整流器包含一第一端、一第二端以及一控制端，且次级侧电路还包含同步整流器控制器、电容及负载。同步整流器控制器具有一第一输入端、一第二输入端、一输出端以及一接地脚位。第一输入端耦接线圈的第一端，同步整流器控制器的第二输入端耦接线圈的第二端及同步整流器的第一端，且同步整流器控制器的输出端耦接同步整流器的控制端。电容的一第一端耦接线圈的第一端，且电容的一第二端耦接一接地端、同步整流器的第二端及同步整流器控制器的接地脚位。负载的一第一端耦接线圈的第一端，且负载的一第二端耦接接地端。

本发明更提供一种电压调节方法，适于包含一初级侧电路及一次级侧电路的一电源转换器。初级侧电路包含一初级侧调节控制器及一额外线圈，次级侧电路包含一线圈及一同步整流器。方法包含：由额外线圈在一第一周期中感应线圈以提供初级侧调节控制器一反馈电压，其中反馈电压关联于同步整流器上的一电压；由初级侧调节控制器判断在一第二周期的一特定期间中是否侦测到反馈电压出现一步阶变化；以及当初级侧调节控制器在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，由初级侧调节控制器调节在第二周期或一第三周期中的反馈电压。

在本发明的一实施例中，由初级侧调节控制器调节在第二周期或第三周期中的反馈电压的步骤包含：由初级侧调节控制器依据反馈电压在第一周期的一特定期间或第二周期的特定期间的一电压值调节反馈电压在第二周期中的一振荡情形。

在本发明的一实施例中，第一周期及第二周期各自包含连续的一第一期间、一第二期间以及一第三期间，且第一周期的第二期间为第一周期的特定期间，第二周期的第二期间为第二周期的特定期间。初级侧调节控制器调节在第二周期或第三周期中的反馈电压的步骤包含：由初级侧调节控制器依据反馈电压在第一周期的第二期间的电压值调节反馈电压在第二周期的第三期间中的振荡情形。

在本发明的一实施例中，上述方法还包含：当初级侧调节控制器在一第四周期中侦测到反馈电压回复至出现步阶变化前的一电压值时，由初级侧调节控制器依据电压值调节反馈电压在第四周期中的一振荡情形。

附图说明

图1是已知电源转换器的示意图；

图2是依据本发明的一实施例绘示的具有SR及PSR控制器的电源转换器示意图；

图3A是依据本发明图2实施例绘示的当SR被从导通状态切换至二极管状态时的波形示意图；

图3B是依据本发明图2实施例绘示的当SR被从二极管状态切换至导通状态时的波形示意图；

图4是依据本发明的一实施例绘示的电压调节方法流程图；

图5A是依据图3A及图4实施例绘示的当SR被从导通状态切换至二极管状态时的波形示意图；

图5B是依据图3B及图4实施例绘示的当SR被从二极管状态切换至导通状态时的波形示意图；

图6A是依据图2实施例绘示的使用相邻侦测手段但不调节反馈电压及解除调节的示意图；

图6B是依据图6A实施例绘示的使用相邻侦测手段且调节反馈电压及解除调节的示意图；

图7A是依据图2实施例绘示的使用跳跃侦测手段但不调节反馈电压及解除调节的示意图；

图7B是依据图7A实施例绘示的使用跳跃侦测手段且调节反馈电压及解除调节的示意图；

图8A是依据图7A实施例绘示的使用跳跃平均侦测手段但不调节反馈电压及解除调节的示意图；

图8B是依据图8A实施例绘示的使用跳跃平均侦测手段且调节反馈电压及解除调节的示意图；

图9是依据本发明的一实施例绘示的不调节反馈电压及解除调节的输出电压及反馈电压的波形模拟图；

图10是依据本发明的一实施例绘示的依据步阶变化调节反馈电压及解除调节的输出电压及反馈电压的波形模拟图；

图11是依据图9实施例绘示的使用跳跃平均侦测手段的示意图。

具体实施方式

以下将参照附图说明本发明的多个实施例。为明确说明起见，许多实务上的细节将在以下叙述中一并说明。然而，这些实务上的细节不应该用以限制本发明。也就是说，在本发明部分实施例中，这些实务上的细节是非必要的。此外，为简化附图起见，一些已知惯用的结构与元件在附图中将以简单示意的方式绘示；并且重复的元件将可能使用相同的编号表示。

图2是依据本发明的一实施例绘示的具有SR 224及PSR控制器212的电源转换器200示意图。电源转换器200包含次级侧电路220及初级侧电路210。次级侧电路220包含线圈222以及耦接线圈222的SR 224，SR 224上具有电压vds。初级侧电路210包含PSR控制器212及额外线圈218。额外线圈218可在多个周期中感应线圈222以提供PSR控制器212一反馈电压Va。反馈电压Va是关联于SR 224上的电压vds。

如图2所示，PSR控制器212包含第一输入端vcc、第二输入端vcs、第三输入端vfb、输出端gt以及接地脚位gnd，且初级侧电路210可还包含电源PW、第一电阻R1、电容C1、第一线圈214、开关216、第二电阻R2、二极管D1、第三电阻Rf1及第四电阻Rf2。电源PW具有一第一端及连接至一接地端GND的一第二端。第一电阻R1的一第一端耦接电源PW的第一端。电容C1的一第一端耦接第一电阻R1的一第二端，电容C1的第二端耦接接地端GND。第一线圈214的一第一端耦接电源PW的第一端。第一线圈214上跨有电压Vp并流有电流Ip。

开关216的一第一端耦接第一线圈214的一第二端，且开关216的一控制端耦接PSR控制器212的输出端gt。第二电阻R2的一第一端耦接开关216的一第二端及PSR控制器212的第二输入端vcs，且第二电阻R2的一第二端耦接接地端GND。二极管D1的一阴极耦接于电容C1的第一端及PSR控制器212的第一输入端vcc，且二极管D1的一阳极耦接于额外线圈218的一第一端。第三电阻Rf1的一第一端耦接于二极管D1的阳极，且第三电阻Rf1的一第二端耦接PSR控制器212的第三输入端vfb。第四电阻Rf2的一第一端耦接第三电阻Rf1的第二端，且第四电阻Rf2的一第二端耦接接地端GND、额外线圈218的一第二端及PSR控制器212的接地脚位gnd。

此外，图2中的线圈222(其上跨有电压Vs并流有电流Is)包含一第一端及一第二端，SR 224包含一第一端、一第二端以及一控制端，且次级侧电路220还包含SR控制器226、电容CO及负载RL。SR控制器226具有一第一输入端vdd、一第二输入端sync、一输出端gt’以及一接地脚位gnd’。第一输入端vdd耦接线圈222的第一端，SR控制器226的第二输入端sync耦接线圈222的第二端及SR 224的第一端，且SR控制器226的输出端gt’耦接SR 224的控制端。电容CO的一第一端耦接线圈222的第一端，且电容CO的一第二端耦接接地端GND、SR 224的第二端及SR控制器226的接地脚位gnd’。负载RL的一第一端耦接线圈222的第一端，且负载RL的一第二端耦接接地端GND。

如先前所提及的，SR 224及SR控制器226可引入至次级侧电路220中以替代图1中的二极管DD，从而降低电源转换器200的功率消耗。在本实施例中，SR 224可受控于SR控制器226而在两种状态中切换。具体而言，当SR 224受控于SR控制器226而开启时，SR 224可运作于导通状态，即电压vds为0V。另一方面，当SR 224受控于SR控制器226而关闭时，SR 224可运作于二极管状态。亦即，SR 244可被关闭以运作为二极管224_1(例如是SR 244的本体二极管(body diode))，而当下的电压vds约为-0.7V。

当SR 224被从导通状态切换至二极管状态，或是从二极管状态被切换至导通状态时，由于将改变电压vds(例如从0V变为-0.7V，或从-0.7V变为0V)，因而将对应地改变线圈222所看到的电压Vs。在此情况下，电压Vs即可能无法精确地对应输出电压Vo。由于额外线圈218将感应电压Vs而产生反馈电压Va以供PSR控制器212进行后续的电压调节操作，因此若电压Vs无法精确地对应输出电压Vo的话，将不利于PSR控制器212进行后续的电压调节操作。

请参照图3A，其是依据本发明图2实施例绘示的当SR 224被从导通状态切换至二极管状态时的波形示意图。在图3A中，第一周期CY1及第二周期CY2各自包含连续的第一期间Tonp、第二期间Tons以及第三期间Toff，其分别对应电源转换器200的充电、放电及关闭。如图3A所示，SR 224在第一周期CY1的第二期间Tons中为导通状态，而在第二周期CY2的第二期间Tons中被关闭而切换至二极管状态。因此，电压vds也从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值310(例如0V)变为在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值320(例如-0.7V)。相应地，额外线圈218上的反馈电压Va也出现了步阶增量形式的步阶变化，即从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值330增至在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值340，而PSR控制器212将基于电压值340进行后续的电压调节操作(例如，调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形350)。

值得注意的是，输出电压Vo在第一周期CY1及第二周期CY2中并未发生变化(例如图3A中所示的5V)，因此电源转换器200实质上并不需要调节输出电压Vo的值。然而，由于PSR控制器212从第二周期CY2至周期CYn将持续地基于电压值340进行后续的电压调节操作，因此可能会使输出电压Vo在周期CYn中被不适当地调节至另一电压值(例如图3A中所示的4.3V)。

请再参照图3B，其是依据本发明图2实施例绘示的当SR 224被从二极管状态切换至导通状态时的波形示意图。在图3B中，第一周期CY1及第二周期CY2各自包含连续的第一期间Tonp、第二期间Tons以及第三期间Toff，其分别对应电源转换器200的充电、放电及关闭。如图3B所示，SR 224在第一周期CY1的第二期间Tons中为二极管状态，而在第二周期CY2的第二期间Tons中被开启而切换至导通状态。因此，电压vds也出现了步阶减量形式的步阶变化，即从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值310’(例如-0.7V)降至在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值320’(例如0V)。相应地，额外线圈218上的反馈电压Va也从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值330’变为在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值340’，而PSR控制器212将基于电压值340’进行后续的电压调节操作(例如，调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形350’)。

值得注意的是，输出电压Vo在第一周期CY1及第二周期CY2中同样并未发生变化(例如图3B中所示的5V)，因此电源转换器200实质上并不需要调节输出电压Vo的值。然而，由于PSR控制器212从第二周期CY2至周期CYn将持续地基于电压值340’进行后续的电压调节操作，因此可能会使输出电压Vo在周期CYn中被不适当地调节至另一电压值(例如图3B中所示的5.7V)。

有鉴于此，本发明提出了一种电压调节方法，其可避免在上述情况中的输出电压Vo被不适当地调节至另一电压值。

请参照图4，其是依据本发明的一实施例绘示的电压调节方法流程图。本实施例的方法可由图2中的PSR控制器212实施，但不限于此。在步骤S410中，可由额外线圈218在第一周期中感应线圈222以提供PSR控制器212反馈电压。在步骤S420中，PSR控制器212可判断在第二周期的特定期间中是否侦测到反馈电压出现步阶变化。在一实施例中，第二周期可在第一周期之后(例如是第一周期的次一周期，但可不限于此)。在一实施例中，步阶变化例如是第二周期的特定期间中的反馈电压与第一周期的特定期间中的反馈电压之间的变化值，但本发明不限于此。

接着，在步骤S430中，当PSR控制器212在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，PSR控制器212可调节在第二周期或第三周期中的反馈电压。

在一实施例中，当PSR控制器212在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，PSR控制器212可依据反馈电压在第一周期的特定期间或第二周期的特定期间的电压值调节反馈电压在第二周期中的振荡情形。在一进一步实施例中，当PSR控制器212在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，PSR控制器212可依据反馈电压在第一周期的第二期间的电压值调节反馈电压在第二周期的第三期间中的振荡情形。

应了解的是，本发明提出的PSR控制器212可对在各周期的特定期间中的反馈电压Va进行取样及暂存，以作为后续的侦测及调节操作的依据。

请参照图5A，其是依据图3A及图4实施例绘示的当SR 224被从导通状态切换至二极管状态时的波形示意图。在本实施例中，可由额外线圈218在第一周期CY1中感应线圈222以提供PSR控制器212反馈电压Va。接着，PSR控制器212可判断在第二周期CY2的特定期间(例如是第二期间Tons)中是否侦测到反馈电压Va出现步阶变化。

在图5A中，假设SR 224在第一周期CY1的第二期间Tons中为导通状态，而在第二周期CY2的第二期间Tons中被关闭而切换至二极管状态。因此，电压vds也从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值510(例如0V)变为在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值520(例如-0.7V)。相应地，额外线圈218上的反馈电压Va也从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值530增至在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值540。换言之，反馈电压Va出现了步阶增量形式的步阶变化(即，第二周期CY2的第二期间Tons中的反馈电压Va与第一周期CY1的第二期间Tons中的反馈电压Va之间的变化值)。

值得注意的是，输出电压Vo在第一周期CY1及第二周期CY2中并未发生变化(例如图5A中所示的5V)，因此电源转换器200实质上并不需要调节输出电压Vo的值。

为了避免对输出电压Vo进行不适当的调节，当PSR控制器212在第二周期CY2的第二期间Tons中侦测到反馈电压Va出现步阶变化时，PSR控制器212可依据反馈电压Va在第一周期CY1的第二期间Tons的电压值530调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形550。在一实施例中，第一周期CY1的第三期间Toff(即，振荡情形550的振荡时间长度)与第二周期CY2的第三期间Toff之间的一时间长度差可小于一预设阈值(例如100μs)。

简言之，有别于在图3A中基于电压值340调节振荡情形350的作法，PSR控制器212在图5A中改为基于电压值530调节振荡情形550。如此一来，当SR 224因在第二周期CY2的第二期间Tons中被切换至二极管状态而导致上述步阶变化(即，电压值540及电压值530之间的变化值)时，PSR控制器212即可不对输出电压Vo进行不适当的调节。在此情况下，输出电压Vo在周期CYn中仍可维持与第一周期CY1相同的电压值(例如5V)，而不会如图3A一般被调节至另一电压值(例如5.7V)。

在其他实施例中，由于反馈电压Va上出现的步阶变化有可能归因于SR224的切换及其他同时发生的现象，因此当PSR控制器212在第二周期CY2的第二期间Tons中侦测到反馈电压Va出现步阶增量形式的步阶变化时，PSR控制器212也可先将第二周期CY2的第二期间Tons中的反馈电压Va扣除一预设值(例如0.7V)以对反馈电压Va进行补偿。接着，PSR控制器212可再基于补偿后的反馈电压Va调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形550。如此一来，PSR控制器212仍可基于前述现象而对输出电压Vo进行适当的调节。

此外，若步阶变化仅归因于SR 224的切换，则PSR控制器212可将第二周期CY2的第二期间Tons中的反馈电压Va扣除一预设值以将反馈电压Va补偿至出现步阶变化前的电压值(例如与电压值530相等的值)。接着，PSR控制器212可再基于补偿后的反馈电压Va调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形550。如此一来，同样可避免对输出电压Vo进行不适当的调节。

请再参照图5B，其是依据图3B及图4实施例绘示的当SR 224被从二极管状态切换至导通状态时的波形示意图。在本实施例中，可由额外线圈218在第一周期CY1中感应线圈222以提供PSR控制器212反馈电压Va。接着，PSR控制器212可判断在第二周期CY2的特定期间(例如是第二期间Tons)中是否侦测到反馈电压Va出现步阶变化。

在图5B中，假设SR 224在第一周期CY1的第二期间Tons中为二极管状态，而在第二周期CY2的第二期间Tons中被开启而切换至导通状态。因此，电压vds也从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值510’(例如-0.7V)变为在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值520’(例如0V)。相应地，额外线圈218上的反馈电压Va也从第一周期CY1的第二期间Tons中的电压值530’减至在第二周期CY2的第二期间Tons中的电压值540’。换言之，反馈电压Va出现了步阶减量形式的步阶变化(即，第二周期CY2的第二期间Tons中的反馈电压Va与第一周期CY1的第二期间Tons中的反馈电压Va之间的变化值)。

值得注意的是，输出电压Vo在第一周期CY1及第二周期CY2中并未发生变化(例如图5B中所示的5V)，因此电源转换器200实质上并不需要调节输出电压Vo的值。

为了避免对输出电压Vo进行不适当的调节，当PSR控制器212在第二周期CY2的第二期间Tons中侦测到反馈电压Va出现步阶变化时，PSR控制器212可依据反馈电压Va在第一周期CY1的第二期间Tons的电压值530’调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形550’。在一实施例中，第一周期CY1的第三期间Toff(即，振荡情形550’的振荡时间长度)与第二周期CY2的第三期间Toff之间的一时间长度差可小于一预设阈值(例如100μs)。

简言之，有别于在图3B中基于电压值340’调节振荡情形350’的作法，PSR控制器212在图5B中改为基于电压值530’调节振荡情形550’。如此一来，当SR 224因在第二周期CY2的第二期间Tons中被切换至导通状态而导致上述步阶变化(即，电压值540’及电压值530’之间的变化值)时，PSR控制器212即可不对输出电压Vo进行不适当的调节。在此情况下，输出电压Vo在周期CYn中仍可维持与第一周期CY1相同的电压值(例如5V)，而不会如图3B一般被调节至另一电压值(例如5.7V)。

在其他实施例中，由于反馈电压Va上出现的步阶变化有可能归因于SR224的切换及其他同时发生的现象，因此当PSR控制器212在第二周期CY2的第二期间Tons中侦测到反馈电压Va出现步阶减量形式的步阶变化时，PSR控制器212也可先将第二周期CY2的第二期间Tons中的反馈电压Va叠加一预设值(例如0.7V)以对反馈电压Va进行补偿。接着，PSR控制器212可再基于补偿后的反馈电压Va调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形550’。如此一来，PSR控制器212仍可基于前述现象而对输出电压Vo进行适当的调节。

此外，若步阶变化仅归因于SR 224的切换，则PSR控制器212可将第二周期CY2的第二期间Tons中的反馈电压Va叠加一预设值以将反馈电压Va补偿至出现步阶变化前的电压值(例如与电压值530’相等的值)。接着，PSR控制器212可再基于补偿后的反馈电压Va调节反馈电压Va在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形550’。如此一来，同样可避免对输出电压Vo进行不适当的调节。

虽然以上实施例皆以运作于脉波频率调变(pulse-frequency modulation，PFM)模式下的电源转换器200为例(即，每个周期皆包括第一期间(充电)、第二期间(放电)及第三期间(关闭))，但在其他实施例中，本发明提出的方法同样适用于运作于脉波宽度调变(pulse-width modulation，PWM)模式下的电源转换器200(即，每个周期仅包括第一期间(充电)及第二期间(放电))。

当电源转换器200运作于PWM模式时，可由额外线圈218在第一周期中感应线圈222以提供PSR控制器212反馈电压。接着，PSR控制器212可判断在第二周期的特定期间中是否侦测到反馈电压出现步阶变化。之后，在步骤S430中，当PSR控制器212在第二周期的特定期间中侦测到反馈电压出现步阶变化时，PSR控制器212可调节第三周期中的反馈电压。第三周期例如是第二周期之后的任一周期，而上述特定期间例如是第二期间(放电)，但可不限于此。

在一实施例中，当PSR控制器212在第二周期的第二期间中侦测到步阶变化时，PSR控制器212可依据第一周期的第二期间中的反馈电压调节第三周期的第一期间的时间长度(或可等效地视为调节在第三周期的第二期间中的反馈电压)。相较于已知技术中依据第二周期的第二期间中的反馈电压调节在第三周期的第一期间的时间长度的作法，此实施例的技术手段同样可避免对输出电压进行不适当的调节。

此外，当PSR控制器212在第四周期(未绘示)的特定期间中侦测到反馈电压Va回复至出现步阶变化前的电压值时，PSR控制器212可依据反馈电压Va在第四周期的特定期间的电压值调节反馈电压Va在第四周期中的振荡情形。亦即，当PSR控制器212侦测到SR 224已被切换至导致步阶变化之前的状态时，PSR控制器212可解除对反馈电压Va进行的调节。

以图5A为例，当PSR控制器212在第二周期CY2之后的第四周期侦测到反馈电压Va回复至出现步阶变化前的电压值(例如与电压值530相等的值)时，PSR控制器212可解除对反馈电压Va进行的调节，即回复为依据第四周期的第二期间Tons的反馈电压Va调节第四周期的第三期间Toff的反馈电压Va的振荡情形。在此情况下，第四周期的第三期间Toff的反馈电压Va的振荡情形将相似于反馈电压Va在第一周期CY1的第三期间Toff中或在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形。

再以图5B为例，当PSR控制器212在第二周期CY2之后的第四周期侦测到反馈电压Va回复至出现步阶变化前的电压值(例如与电压值530’相等的值)时，PSR控制器212可解除对反馈电压Va进行的调节，即回复为依据第四周期的第二期间Tons的反馈电压Va调节第四周期的第三期间Toff的反馈电压Va的振荡情形。在此情况下，第四周期的第三期间Toff的反馈电压Va的振荡情形将相似于反馈电压Va在第一周期CY1的第三期间Toff中或在第二周期CY2的第三期间Toff中的振荡情形。

在其他实施例中，PSR控制器212侦测步阶变化、调节反馈电压及解除调节的时间点还可依设计者的需求而适应性地调整。举例而言，PSR控制器212可在每个相邻的周期中皆进行一次本发明的方法以侦测是否发生步阶变化，并据以判断是否调节反馈电压及解除调节(下称相邻侦测手段)。

请参照图6A，其是依据图2实施例绘示的使用相邻侦测手段但不调节反馈电压及解除调节的示意图。在本实施例中，假设SR 224在周期CY(a)(a为正整数)中为关闭，并在周期CY(a+1)中被开启而切换为导通状态。如先前所提及的，由于PSR控制器212采用相邻侦测手段，因此在周期CY(a+1)即可侦测到反馈电压Va发生了步阶变化(例如从2.5V降至2.2V)。然而，由于本实施例中暂未因应于步阶变化而调节反馈电压Va，因此输出电压Vo将会在之后的某一周期中被不适当地调节至另一电压值(例如5.6V)。

此外，另假设SR 224在周期CY(k)(k为正整数)中为开启，并在周期CY(k+1)中被关闭而切换为二极管状态。相似地，由于PSR控制器212采用相邻侦测手段，因此在周期CY(k+1)即可侦测到反馈电压Va发生了步阶变化(例如从2.2V升至2.5V)。相应地，输出电压Vo将会再次在之后的某一周期中被不适当地调节至另一电压值(例如5V)。

请再参照图6B，其是依据图6A实施例绘示的使用相邻侦测手段且调节反馈电压及解除调节的示意图。在本实施例中，同样假设SR 224在周期CY(a)中为关闭，并在周期CY(a+1)中被开启而切换为导通状态。如先前所提及的，由于PSR控制器212采用相邻侦测手段，因此在周期CY(a+1)即可侦测到反馈电压Va发生了步阶变化。因应于此步阶变化，PSR控制器212可依据先前各实施例中的教示而调节反馈电压Va(未具体绘示)，进而使得输出电压Vo可被适当地调节至另一电压值(例如5.2V)。

此外，另假设SR 224在周期CY(k)中为开启，并在周期CY(k+1)中被关闭而切换为二极管状态。相似地，由于PSR控制器212采用相邻侦测手段，因此在周期CY(k+1)即可侦测到反馈电压Va发生了步阶变化。因应于此步阶变化，PSR控制器212可依据先前各实施例中的教示而解除反馈电压Va(未具体绘示)的调节，进而使得输出电压Vo可被适当地调节至另一电压值(例如5V)。

在其他实施例中，PSR控制器212亦可每隔预设数量个(以下以N表示，其为一正整数)周期再进行一次本发明的方法以侦测是否发生步阶变化，并据以判断是否调节反馈电压及解除调节(下称跳跃侦测手段)。

请参照图7A，其是依据图2实施例绘示的使用跳跃侦测手段但不调节反馈电压及解除调节的示意图。在本实施例中，假设SR 224在周期CY(j)(j为正整数)与周期CY(j+N)之间的周期CY(b)(b为介于j及(j+N)之间的正整数)中被开启而切换为导通状态。如先前所提及的，由于PSR控制器212采用跳跃侦测手段，因此在周期CY(j+N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化(例如从2.5V降至2.2V)。然而，由于本实施例中暂未因应于步阶变化而调节反馈电压Va，因此输出电压Vo将会在之后的某一周期(其例如介于周期CY(j+N)与周期CY(j+2N)之间)中被不适当地调节至另一电压值(例如5.6V)。

此外，另假设SR 224在周期CY(j+2N)与周期CY(j+3N)之间的周期CY(c)(c为介于(j+2N)及(j+3N)之间的正整数)中被关闭而切换为二极管状态。相似地，由于PSR控制器212采用跳跃侦测手段，因此在周期CY(j+3N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化(例如从2.2V升至2.5V)。相应地，输出电压Vo将会再次在之后的某一周期(其例如介于周期CY(j+3N)与周期CY(j+4N)之间)中被不适当地调节至另一电压值(例如5V)。

请再参照图7B，其是依据图7A实施例绘示的使用跳跃侦测手段且调节反馈电压及解除调节的示意图。在本实施例中，同样假设SR 224在周期CY(j)与周期CY(j+N)之间的周期CY(b)中被开启而切换为导通状态。如先前所提及的，由于PSR控制器212采用跳跃侦测手段，因此在周期CY(j+N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化(例如从2.5V降至2.2V)。因应于此步阶变化，PSR控制器212可依据先前各实施例中的教示而调节反馈电压Va(未具体绘示)，进而使得输出电压Vo可被适当地调节至另一电压值(例如5.2V)。

此外，另假设SR 224在周期CY(j+2N)与周期CY(j+3N)之间的周期CY(c)中被关闭而切换为二极管状态。相似地，由于PSR控制器212采用跳跃侦测手段，因此在周期CY(j+3N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化(例如从2.2V升至2.5V)。因应于此步阶变化，PSR控制器212可依据先前各实施例中的教示而解除反馈电压Va(未具体绘示)的调节，进而使得输出电压Vo可被适当地调节至另一电压值(例如5V)。

在其他实施例中，在实施跳跃侦测手段的情况下，所侦测的反馈电压Va的步阶变化还可表征为第一电压平均值与第二电压平均值之间的变化值(下称跳跃平均侦测手段)，其中第一电压平均值为反馈电压Va在第(j-N+1)至第(j)周期中的平均值，而第二电压平均值为反馈电压Va在第(j+1)周期至第(j+N)周期中的平均值，详述如下。

请参照图8A，其是依据图7A实施例绘示的使用跳跃平均侦测手段但不调节反馈电压及解除调节的示意图。在本实施例中，假设SR 224在周期CY(j)(j为正整数)与周期CY(j+N)之间的周期CY(d)(d为介于j及(j+N)之间的正整数)中被开启而切换为导通状态。如先前所提及的，由于PSR控制器212采用跳跃平均侦测手段，因此PSR控制器212所侦测到的步阶变化与前述实施例略有不同。具体而言，PSR控制器212可先计算反馈电压Va在周期CY(j-N+1)至周期CY(j)中的平均值作为第一平均值，并计算反馈电压Va在周期CY(j+1)至周期CY(j+N)的平均值作为第二平均值。接着，PSR控制器212可基于第一平均值与第二平均值之间的变化值侦测步阶变化。

相似于图7A，PSR控制器212在周期CY(j+N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化。然而，由于本实施例中暂未因应于步阶变化而调节反馈电压Va，因此输出电压Vo将会被不适当地调节至另一电压值(例如5.6V)。

此外，另假设SR 224在周期CY(j+2N)中被关闭而切换为二极管状态。相似地，PSR控制器212可先计算反馈电压Va在周期CY(j+1)至周期CY(j+N)中的平均值作为第三平均值，并计算反馈电压Va在周期CY(j+N+1)至周期CY(j+2N)的平均值作为第四平均值。接着，PSR控制器212可基于第三平均值与第四平均值之间的变化值侦测步阶变化。

由于PSR控制器212采用跳跃平均侦测手段，因此PSR控制器212在周期CY(j+2N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化。相应地，输出电压Vo将会在之后被不适当地调节至另一电压值(例如5V)。

请再参照图8B，其是依据图8A实施例绘示的使用跳跃平均侦测手段且调节反馈电压及解除调节的示意图。在本实施例中，同样假设SR 224在周期CY(j)与周期CY(j+N)之间的周期CY(d)中被开启而切换为导通状态。如先前所提及的，由于PSR控制器212采用跳跃平均侦测手段，因此PSR控制器212侦测步阶变化可参照图8A的相关说明，在此不再赘述。

相似于图8A，PSR控制器212在周期CY(j+N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化。因应于此步阶变化，PSR控制器212可依据先前各实施例中的教示而调节反馈电压Va(未具体绘示)，进而使得输出电压Vo可被适当地调节至另一电压值(例如5.2V)。

此外，另假设SR 224在周期CY(j+2N)中被关闭而切换为二极管状态。相似地，由于PSR控制器212采用跳跃平均侦测手段，因此PSR控制器212可能在周期CY(j+3N)才会侦测到反馈电压Va发生了步阶变化。因应于此步阶变化，PSR控制器212可依据先前各实施例中的教示而解除反馈电压Va(未具体绘示)的调节，进而使得输出电压Vo可被适当地调节至另一电压值(例如5V)。

请参照图9，其是依据本发明的一实施例绘示的不调节反馈电压及解除调节的输出电压Vo及反馈电压Va的波形模拟图。在图9中，区间SR(off)及区间SR(on)分别代表SR被关闭及开启的区间(其可各自包含数个周期)。如图9所示，反馈电压Va将随着SR的关闭及开启而出现步阶变化910、步阶变化920、步阶变化930、步阶变化940、步阶变化950及步阶变化960。也就是说，输出电压Vo已多次被不适当地调节，而此从输出电压Vo较不平滑的波形可看出。

请再参照图10，其是依据本发明的一实施例绘示的依据步阶变化调节反馈电压及解除调节的输出电压Vo及反馈电压Va的波形模拟图。在图10中，区间SR(off)及区间SR(on)同样分别代表SR被关闭及开启的区间，波形1000例如是未被调节的反馈电压Va的波形，而波形1000’则例如是被调节的反馈电压Va的波形。如图10所示，未被调节的波形1000将随着SR的关闭及开启而出现步阶变化1010、步阶变化1020、步阶变化1030、步阶变化1040、步阶变化1050及步阶变化1060。然而，被调节的波形1000’相较于波形1000则较为平滑。相应于波形1000’，输出电压Vo也呈现较为平滑的趋势，此即代表输出电压Vo并未如图9所示地一般被不适当地调节。

请再参照图11，其是依据图9实施例绘示的使用跳跃平均侦测手段的示意图。在本实施例中，PSR控制器例如可分别计算反馈电压Va在区间A1、区间A2、区间A3、区间A4、区间A5、区间A6、区间A7、区间A8、区间A9、区间A10、区间A11及区间A12中的平均值并据以判断是否发生步阶变化。接着，PSR控制器可再依据是否发生步阶变化来调节反馈电压Va或解除反馈电压Va的调节。本实施例的细节可参照图8A及图8B的相关说明，在此不再赘述。

综上所述，本发明提出的具有SR及PSR控制器的电源转换器及其电压调节方法可透过前述的各种侦测手段(例如相邻侦测手段、跳跃侦测手段及跳跃平均手段等)来侦测反馈电压是否出现步阶变化。当侦测到前述步阶变化时，本发明的PSR控制器还可对应地调节反馈电压或解除对反馈电压的调节，因而能够避免因SR的状态切换而对输出电压进行不适当的调节。

Claims (29)

1.一种具有同步整流器及初级侧调节控制器的电源转换器，其特征在于，包含：

一次级侧电路，其包含一线圈以及耦接该线圈的一同步整流器，该同步整流器上具有一电压；

一初级侧电路，包含：

一初级侧调节控制器；以及

一额外线圈，在多个周期中感应该线圈以提供该初级侧调节控制器一反馈电压，其中该反馈电压关联于该同步整流器上的该电压，且所述多个周期至少包含一第一周期、一第二周期及一第三周期；以及

其中，该初级侧调节控制器判断在一第二周期的一特定期间中是否侦测到该反馈电压出现一步阶变化，且当该初级侧调节控制器在该第二周期的该特定期间中侦测到该反馈电压出现该步阶变化时，该初级侧调节控制器调节在该第二周期或该第三周期中的该反馈电压。

2.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，其中当该同步整流器为开启时，该同步整流器运作于一导通状态，而当该同步整流器为关闭时，该同步整流器运作于一二极管状态。

3.根据权利要求2所述的电源转换器，其特征在于，其中该步阶变化呈步阶增量形式，且该同步整流器从该导通状态切换至该二极管状态的切换导致该反馈电压出现该步阶变化。

4.根据权利要求2所述的电源转换器，其特征在于，其中该步阶变化呈一步阶减量形式，且该同步整流器从该二极管状态切换至该导通状态的切换导致该反馈电压出现该步阶变化。

5.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，其中当该初级侧调节控制器在该第二周期的该特定期间中侦测到该反馈电压出现该步阶变化时，该初级侧调节控制器依据该反馈电压在该第一周期的一特定期间或该第二周期的该特定期间的一电压值调节该反馈电压在该第二周期中的一振荡情形。

6.根据权利要求5所述的电源转换器，其特征在于，其中该第一周期及该第二周期各自包含连续的一第一期间、一第二期间以及一第三期间，且该第一周期的该第二期间为该第一周期的该特定期间，该第二周期的该第二期间为第二周期的该特定期间，

其中，该初级侧调节控制器依据该反馈电压在该第一周期的该第二期间的该电压值调节该反馈电压在该第二周期的该第三期间中的该振荡情形。

7.根据权利要求6所述的电源转换器，其特征在于，其中该第一周期的该第三期间与该第二周期的该第三期间之间的一时间长度差小于一预设阈值。

8.根据权利要求6所述的电源转换器，其特征在于，其中该第一期间为充电、该第二期间为放电及该第三期间为关闭。

9.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，其中该第二周期在该第一周期之后。

10.根据权利要求9所述的电源转换器，其特征在于，其中该第二周期为该第一周期的次一周期。

11.根据权利要求9所述的电源转换器，其特征在于，其中该第二周期与该第一周期相距预设数量个周期。

12.根据权利要求11所述的电源转换器，其特征在于，其中该第一周期及该第二周期分别表征为第(j)周期及第(j+N)周期，其中j为正整数而N为该预设数量，

该步阶变化为一第一电压平均值与一第二电压平均值之间的一变化值，其中该第一电压平均值为该反馈电压在第(j-N+1)至第(j)周期中的平均值，而该第二电压平均值为该反馈电压在第(j+1)周期至第(j+N)周期中的平均值。

13.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，其中该步阶变化为该第二周期的该特定期间中的该反馈电压与该第一周期的该特定期间中的该反馈电压之间的一变化值。

14.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，其中当该初级侧调节控制器在一第四周期的一特定期间中侦测到该反馈电压回复至出现该步阶变化前的该电压值时，该初级侧调节控制器依据该反馈电压在该第四周期的该特定期间的该电压值调节该反馈电压在该第四周期中的一振荡情形。

15.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，其中该初级侧调节控制器包含一第一输入端、一第二输入端、一第三输入端、一输出端以及一接地脚位，且该初级侧电路还包含：

一电源，其具有一第一端及连接至一接地端的一第二端；

一第一电阻，其一第一端耦接该电源的该第一端；

一电容，其一第一端耦接该第一电阻的一第二端，该电容的该第二端耦接该接地端；

一第一线圈，其一第一端耦接该电源的该第一端；

一开关，其一第一端耦接该第一线圈的一第二端，该开关的一控制端耦接该初级侧调节控制器的该输出端；

一第二电阻，其一第一端耦接该开关的一第二端及该初级侧调节控制器的该第二输入端，该第二电阻的一第二端耦接该接地端；

一二极管，其一阴极耦接于该电容的该第一端及该初级侧调节控制器的该第一输入端，该二极管的一阳极耦接于该额外线圈的一第一端；

一第三电阻，其一第一端耦接于该二极管的该阳极，该第三电阻的一第二端耦接该初级侧调节控制器的该第三输入端；以及

一第四电阻，其一第一端耦接该第三电阻的第二端，该第四电阻的一第二端耦接该接地端、该额外线圈的一第二端及该初级侧调节控制器的该接地脚位。

16.根据权利要求1所述的电源转换器，其特征在于，其中该线圈包含一第一端及一第二端，该同步整流器包含一第一端、一第二端以及一控制端，且该次级侧电路还包含：

一同步整流器控制器，其具有一第一输入端、一第二输入端、一输出端以及一接地脚位，且该第一输入端耦接该线圈的该第一端，该同步整流器控制器的该第二输入端耦接该线圈的该第二端及该同步整流器的该第一端，该同步整流器控制器的该输出端耦接该同步整流器的该控制端；

一电容，其一第一端耦接该线圈的该第一端，该电容的一第二端耦接一接地端、该同步整流器的该第二端及该同步整流器控制器的该接地脚位；以及

一负载，其一第一端耦接该线圈的该第一端，该负载的一第二端耦接该接地端。

17.一种电压调节方法，适于包含一初级侧电路及一次级侧电路的一电源转换器，该初级侧电路包含一初级侧调节控制器及一额外线圈，该次级侧电路包含一线圈及一同步整流器，其特征在于，该方法包含：

由该额外线圈在一第一周期中感应该线圈以提供该初级侧调节控制器一反馈电压，其中该反馈电压关联于该同步整流器上的一电压；

由该初级侧调节控制器判断在一第二周期的一特定期间中是否侦测到该反馈电压出现一步阶变化；以及

当该初级侧调节控制器在该第二周期的该特定期间中侦测到该反馈电压出现该步阶变化时，由该初级侧调节控制器调节在该第二周期或一第三周期中的该反馈电压。

18.根据权利要求17所述的电压调节方法，其特征在于，其中当该同步整流器为开启时，该同步整流器运作于一导通状态，而当该同步整流器为关闭时，该同步整流器运作于一二极管状态。

19.根据权利要求18所述的电压调节方法，其特征在于，其中该步阶变化呈步阶增量形式，且该同步整流器从该导通状态切换至该二极管状态的切换导致该反馈电压出现该步阶变化。

20.根据权利要求18所述的电压调节方法，其特征在于，其中该步阶变化呈一步阶减量形式，且该同步整流器从该二极管状态切换至该导通状态的切换导致该反馈电压出现该步阶变化。

21.根据权利要求17所述的电压调节方法，其特征在于，其中由该初级侧调节控制器调节在该第二周期或该第三周期中的该反馈电压的步骤包含：由该初级侧调节控制器依据该反馈电压在该第一周期的一特定期间或该第二周期的该特定期间的一电压值调节该反馈电压在该第二周期中的一振荡情形。

22.根据权利要求21所述的电压调节方法，其特征在于，其中该第一周期及该第二周期各自包含连续的一第一期间、一第二期间以及一第三期间，且该第一周期的该第二期间为该第一周期的该特定期间，该第二周期的该第二期间为第二周期的该特定期间，

其中，该初级侧调节控制器调节在该第二周期或该第三周期中的该反馈电压的步骤包含：由该初级侧调节控制器依据该反馈电压在该第一周期的该第二期间的该电压值调节该反馈电压在该第二周期的该第三期间中的该振荡情形。

23.根据权利要求22所述的电压调节方法，其特征在于，其中该第一周期的该第三期间与该第二周期的该第三期间之间的一时间长度差小于一预设阈值。

24.根据权利要求22所述的电压调节方法，其特征在于，其中该第一期间为充电、该第二期间为放电及该第三期间为关闭。

25.根据权利要求17所述的电压调节方法，其特征在于，其中该第二周期在该第一周期之后。

26.根据权利要求25所述的电压调节方法，其特征在于，其中该第二周期为该第一周期的次一周期。

27.根据权利要求25所述的电压调节方法，其特征在于，其中该第二周期与该第一周期相距预设数量个周期。

28.根据权利要求27所述的电压调节方法，其特征在于，其中该第一周期及该第二周期分别表征为第(j)周期及第(j+N)周期，其中j为正整数而N为该预设数量，

该步阶变化为一第一电压平均值与一第二电压平均值之间的一变化值，其中该第一电压平均值为该反馈电压在第(j-N+1)至第(j)周期中的平均值，而该第二电压平均值为该反馈电压在第(j+1)周期至第(j+N)周期中的平均值。

29.根据权利要求17所述的电压调节方法，其特征在于，还包含：当该初级侧调节控制器在一第四周期中侦测到该反馈电压回复至出现该步阶变化前的一电压值时，由该初级侧调节控制器依据该电压值调节该反馈电压在该第四周期中的一振荡情形。