CN107852114A - 马达控制方法以及马达控制装置 - Google Patents

Abstract

在传感器边缘间(电角60°)的经过时间，预测接下来的传感器边缘间(电角60°)的转子位置，进行正弦波电压驱动；还执行速度控制处理，在目标旋转速度与实际旋转速度之间更正差。另外，以成为相电流的相位相对于感应电压超前的形式的方式实施使施加电压相对于转子旋转位置超前的超前角处理。通过速度控制处理，在传感器信号的切换时也以平滑的形式继续控制，相电流波形的失真被抑制。另外，通过超前角处理，相电流的峰值上升，马达的电动势也变大，与供给电压的变化相对的电流变化被缓和，相电流波形的失真被抑制。

Description

马达控制方法以及马达控制装置

技术领域

本发明涉及无刷马达的控制技术，特别涉及马达驱动时的工作声音降低技术。

背景技术

作为无刷马达的驱动方式，已知使定子线圈电压以正弦波形变化的正弦波驱动、使定子线圈电压以矩形波形变化的矩形波驱动。正弦波驱动相比于矩形波驱动，能够以低噪音及低振动驱动无刷马达，所以在如汽车的车载马达等那样要求静音化的马达中，近年来还大量采用正弦波驱动来代替矩形波驱动。

例如，在专利文献1的无刷马达中，通过适当地切换桥电路的接通/断开模式，从而形成虚拟正弦波的电流波形，以低成本实现了马达的低噪音化。另外，在使用了霍尔传感器的无刷马达中，还存在根据当前的旋转速度信息预测直至接下来的传感器脉冲切换定时为止的旋转速度，依照该预测对细分后的每个角度施加电压而供给虚拟正弦波的电压的控制方式等。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平9-121583号公报

发明内容

然而，在正弦波驱动的无刷马达中，为了降低其磁声，需要将失真少的正弦波形的相电流施加到马达。关于这一点，在引用文献1的马达中虽然进行了虚拟正弦波驱动，但电流路径的电感、电阻值因模式变化而变化。因此，在模式的切换时电流值发生变化，这成为电流波形的失真而出现，有可能会导致马达的振动、声音。另外，在预测旋转速度的控制方式中，也存在当旋转速度急剧地变化时在预测出的旋转速度与实际旋转速度之间产生差的情况。当在传感器脉冲切换时预测速度与实际速度的差大时，存在施加于马达的相电流产生失真这样的问题。

因而，为了进行失真少的正弦波驱动，进行使用了旋转变压器(resolvor)、电流传感器等的矢量控制是最有效的。然而，为了进行矢量控制，需要高性能的微机、旋转变压器等昂贵的元件，存在马达的成本变高这样的问题。

另外，在汽车的电动窗、天窗等便利类产品中，使用转速高、额定电流低的马达的情况较多。在这样的马达中因为被施加的相电流低、控制频率也变高，所以难以以失真少的正弦波形进行驱动。即，在振幅、周期小的电流波形的情况下，在几何学上难以将其作为理想的正弦波看待，基于波形调整的静音化存在限度。

在本发明的无刷马达控制方法中，所述无刷马达具有：定子，具备朝向径向内侧突出设置的多个突极以及卷绕于该突极的每一个突极的线圈；转子，配置于该定子的内侧，沿着径向配置有多个磁铁；以及位置传感器，探测所述磁铁的磁通变化而检测所述转子的旋转位置，根据所述位置传感器的检测结果，对所述线圈供给3相的电流而使所述转子旋转，所述无刷马达的控制方法的特征在于：根据伴随磁通变化而从所述位置传感器输出的传感器信号，计算所述转子旋转预定的电角期间的经过时间，将所述经过时间除以预定数，计算所述转子旋转按照所述预定数分割所述预定的电角而得到的角度所需的分割角度旋转时间，分别推测与所述预定数的所述各分割角度旋转时间对应的所述转子的旋转位置，根据该推测旋转位置，针对所述各分割角度旋转时间的每一个设定供给到所述线圈的施加电压，将所述各分割角度旋转时间经过时设为驱动电压切换定时，在每个该驱动电压切换定时将所述施加电压供给到所述线圈，并且针对该施加电压执行如下处理：速度控制处理，根据所述经过时间计算所述转子的实际旋转速度，将该实际旋转速度与根据所述转子的旋转位置预先设定的目标旋转速度进行比较，以使所述转子成为所述目标旋转速度的方式校正所述施加电压；以及

超前角处理，以成为所述线圈的相电流的相位相对于伴随所述转子的旋转而产生的感应电压超前的状态的方式，使所述施加电压相对于所述转子的旋转位置超前预定角度。

在本发明中，在旋转预定电角的经过时间中，预测接下来的经过时间的期间的转子位置来进行电压驱动，另一方面还执行速度控制处理，在目标旋转速度与实际旋转速度之间更正差。其结果，该无刷马达在传感器信号的切换时也以平滑的形式继续控制，相电流的失真率被抑制得低。另外，通过超前角处理，相电流的峰值上升，马达的电动势变大，所以电流相对于供给电压变化的急剧变化被缓和，相电流波形的失真被抑制。

在所述无刷马达控制方法中，也可以使用多个霍尔元件作为所述位置传感器，采用切换来自所述各霍尔元件的输出的所述传感器信号的边缘切换时间作为所述经过时间，根据所述经过时间的所述分割角度旋转时间来在每个所述驱动电压切换定时设定所述施加电压，并且在经过接下来的所述经过时间为止的期间，在每个所述驱动电压切换定时切换所述施加电压。

另外，也可以在所述经过时间的两倍以下的周期实施所述速度控制处理。进而，也可以在将所述传感器信号的边缘切换角度(电角)设为传感器边缘角时，在(1/马达转速[rps])÷(360°×极对数/传感器边缘角×2)以下的周期实施所述速度控制处理。

在本发明的无刷马达控制装置中，所述无刷马达具有：定子，具备朝向径向内侧突出设置的多个突极以及卷绕于该突极的每一个突极的线圈；转子，配置于该定子的内侧，沿着径向配置有多个磁铁；以及位置传感器，探测所述磁铁的磁通变化而检测所述转子的旋转位置，根据所述位置传感器的检测结果，对所述线圈供给3相的电流而进行使所述转子旋转的无刷马达的驱动控制，所述无刷马达控制装置的特征在于具有：定时器，用于根据伴随磁通变化而从所述位置传感器输出的传感器信号，对所述转子旋转预定的电角期间的经过时间进行计时；转子位置推测处理部，将所述经过时间除以预定数，计算所述转子旋转按照所述预定数分割所述预定的电角而得到的角度所需的分割角度旋转时间，分别推测与所述预定数的所述各分割角度旋转时间对应的所述转子的旋转位置；速度推测处理部，根据所述经过时间来计算所述转子的实际旋转速度；速度指令部，将所述实际旋转速度与根据所述转子的旋转位置而预先设定的目标旋转速度进行比较，计算所述转子成为所述目标旋转速度那样的所述线圈的施加电压值；以及驱动电压设定部，根据所述转子的推测旋转位置，针对所述各分割角度旋转时间的每一个设定供给到所述线圈的施加电压，将所述各分割角度旋转时间经过时设为驱动电压切换定时，计算每个该驱动电压切换定时的施加电压，并且执行超前角处理和速度控制处理，计算针对所述线圈的施加电压，其中，在所述超前角处理中，以成为所述线圈的相电流的相位相对于伴随所述转子的旋转而产生的感应电压超前的状态的方式，使所述施加电压相对于所述转子的旋转位置超前预定角度，在所述速度控制处理中，根据由所述速度指令部计算出的所述施加电压值，校正对每个所述驱动电压切换定时计算出的所述施加电压。

在本发明中，在旋转预定电角的经过时间中，预测接下来的经过时间的期间的转子位置来进行电压驱动，还由速度指令部和驱动电压设定部执行速度控制处理，在目标旋转速度与实际旋转速度之间更正差。其结果，该无刷马达在传感器信号的切换时也以平滑的形式继续控制，相电流的失真率被抑制得低。另外，通过由驱动电压设定部进行超前角处理，从而相电流的峰值上升，马达的电动势变大，所以电流相对于供给电压变化的急剧变化被缓和，相电流波形的失真被抑制。

在所述无刷马达控制装置中，也可以使用多个霍尔元件作为所述位置传感器，采用切换来自所述各霍尔元件的输出的所述传感器信号的边缘切换时间作为所述经过时间，根据所述经过时间的所述分割角度旋转时间来在每个所述驱动电压切换定时设定所述施加电压，并且在经过接下来的所述经过时间为止的期间，在每个所述驱动电压切换定时切换所述施加电压。

另外，也可以在所述经过时间的两倍以下的周期实施所述速度控制处理。进而，也可以在将所述传感器信号的边缘切换角度(电角)设为传感器边缘角时，在(1/马达转速[rps])÷(360°×极对数/传感器边缘角×2)以下的周期中实施所述速度控制处理。

根据本发明的无刷马达控制方法，在旋转预定电角的经过时间中，预测接下来的经过时间的期间的转子位置来进行电压驱动，还执行速度控制处理，在目标旋转速度与实际旋转速度之间更正差。另外，通过超前角处理，提高相电流的峰值，增大马达的电动势，缓和电流相对供给电压变化的急剧变化。这些的结果是，根据本发明，相电流波形的失真被抑制，能够实现马达工作声音的降低。

根据本发明的无刷马达控制装置，在旋转预定电角的经过时间中，预测接下来的经过时间的期间的转子位置来进行电压驱动，还由速度指令部和驱动电压设定部执行速度控制处理，在目标旋转速度与实际旋转速度之间更正差。另外，通过由驱动电压设定部进行超前角处理，从而提高相电流的峰值，增大马达的电动势，缓和电流相对供给电压变化的急剧变化。它们的结果是，根据本发明，相电流波形的失真被抑制，能够实现马达工作声音的降低。

附图说明

图1是示出本发明的一个实施方式的无刷马达的结构的说明图。

图2是示出图1的无刷马达中的控制系统的结构的框图。

图3的(a)是示出供给到该无刷马达的电压(虚拟正弦波电压)的波形的说明图，(b)是示出转子旋转位置(旋转角度)与来自位置传感器的输出信号的关系的说明图。

图4是示出速度推测处理部中的处理次序的流程图。

图5是示出马达控制装置中的控制动作的流程图。

图6是示出超前角量与相电流的失真率的关系的说明图。

图7是示出超前角与马达磁声的关系的说明图。

图8是示出速度指令部中的马达速度控制处理的次序的流程图。

图9是示出没有速度控制及有速度控制的情况下的电流波形的说明图。

图10是示出没有速度控制及有速度控制的情况下的电流的失真率的说明图。

图11是示出相电流的失真率与马达磁声的关系的说明图。

附图标记说明

1：无刷马达；2：定子；3：转子；4：定子芯；5：磁轭部；6：突极；7：槽；8：线圈；8U、8V、8W：线圈：11：轴；12：转子芯；13：磁铁；21：马达控制装置；22：控制部；23：转子位置推测处理部；24：速度推测处理部；25：速度指令部；26：驱动电压设定部；27：定时器；28：逆变器电路；29：位置传感器；Tθ：分割角度旋转时间；β：速度控制周期。

具体实施方式

以下，根据附图详细地说明本发明的实施方式。以下的实施方式的目的在于不使用昂贵的元件而降低施加于马达的相电流波形的失真率，以低成本提供低噪音的无刷马达。图1是示出本发明的一个实施方式的无刷马达的结构的说明图。图1的无刷马达1(以下，简记为马达1)是车载的便利类产品所使用的内置转子型的马达，具备定子2和旋转自如地配置于定子2内的转子3。定子2具有层叠大量的薄的电磁钢板而成的定子芯4。定子芯4包括外形为六边形的磁轭部5以及从磁轭部5朝向径向内侧(中心方向)以辐射状突出设置的突极6。在马达1中，沿着周向设置有6个突极6。

邻接的突极6之间是槽7。在突极6的外周缠绕有线圈8，线圈8容纳于槽7内。线圈8按照集中卷来缠绕。3相的线圈8U、8V、8W按照Δ接线连接(参照图2)。在马达1中，定子2外形为六边形，所以相比于圆形的定子，能够相对于相同的宽度X确保更宽的绕组空间(槽剖面面积)。因此，该马达1与使用了宽度X的内接圆形的定子的马达相比，能够实现高输出化，或者如果是相同输出，则能够实现小型化。

转子3插入于定子2的内侧。转子3包括轴11以及固定于轴11的转子芯12。转子芯12也通过层叠大量的薄的电磁钢板而形成。在转子芯12的外周安装有使用了稀土类磁铁的磁铁13，马达1为SPM马达(Surface Permanent Magnet Motor，表面式永磁电机)。磁铁13形成为环状，被磁化成沿着周向N、S极交替地被配置4极。也就是说，马达1为4极6槽结构。磁铁13沿着轴向被实施偏斜磁化，实现了齿槽转矩、转矩脉动的降低。

图2是示出马达1的控制系统的结构的框图。如图2所示，马达1被马达控制装置21驱动。马达控制装置21具有使用了微机的控制部22。控制部22设置有转子位置推测处理部23、速度推测处理部24、速度指令部25、驱动电压设定部26以及定时器27。马达控制装置21经由逆变器电路28将电力供给到马达1侧。马达1根据速度指令部25的指示被进行PWM占空比控制。在马达1侧设置有使用了霍尔元件(霍尔IC)的位置传感器29。位置传感器29设置有U相、V相、W相这3个，检测马达动作时的磁铁13的磁通变化，检测磁铁13的磁极的切换。检测结果以高电平(H)或者低电平(L)的2值信号送出到马达控制装置21侧。

图3(b)是示出转子3的旋转位置(旋转角度)与来自位置传感器29的输出信号的关系的说明图。如图3(b)所示，当转子3旋转时，针对每个电角60°，来自各相的位置传感器29的输出信号的组合发生变化。例如，在电角0°～60°的范围(称为“磁极位置＝0”)，U相、V相、W相的各位置传感器29的输出信号为“H、L、H”的组合。同样地，在电角60°～120°(磁极位置＝60)的范围为“U、V、W：H、L、L”，在电角120°～180°(磁极位置＝120)的范围为“U、V、W：H、H、L”，在电角180°～240°(磁极位置＝180)的范围为“U、V、W：L、H、L”，在电角240°～300°(磁极位置＝240)的范围为“U、V、W：L、H、H”，在电角300°～360°(磁极位置＝300)的范围为“U、V、W：L、L、H”。

接受位置传感器29的信号，马达控制装置21的转子位置推测处理部23利用各相位置传感器29的传感器信号的组合来检测转子3的旋转位置。如前所述，在U、V、W的传感器信号(H或者L)的组合与转子3的旋转位置之间具有相关关系。转子位置推测处理部23例如在传感器信号的组合为“U、V、W：H、H、L”的情况下推测为磁极位置＝120那样，根据信号的组合来推测当前的转子旋转位置。

另外，速度推测处理部24根据信号的H、L的切换时间计算转子3的旋转速度(转速)。如图3(b)所示，在马达1中，在传感器信号的边缘，针对每个电角60°在任意的相中产生变化。因而，在速度推测处理部24中，从位置传感器29的信号获取传感器信号的边缘切换时间(传感器边缘间隔时间＝电角60°旋转时间)，计算转子3的旋转速度。图4是示出速度推测处理部24中的处理次序的流程图。如图4所示，在速度推测处理部24中，探测到传感器信号的边缘(步骤S21)，每当基于边缘检测的中断时，计算传感器边缘间隔时间(步骤S22)。此外，在步骤S22中，也可以为了抑制数据的偏差而求出加上了过去的检测值而得到的移动平均值。

当在步骤S22中计算出传感器边缘间隔时间之后，进入到步骤S23，计算马达转速。在该情况下，传感器边缘间隔时间如前所述为转子3的电角60°旋转时间。本实施方式的马达1为4极(极对数2)，所以电角60°的旋转时间相当于机械角30°的旋转时间。因而，速度推测处理部24根据该关系根据传感器边缘间隔时间计算转子3的转速(马达转速：rpm、rps)。

速度指令部25比较由速度推测处理部24计算出的转子3的当前速度和针对该马达1预先设定的目标速度，决定用于按照目标速度驱动马达1的占空比值。由速度指令部25计算出的驱动占空比值被送到驱动电压设定部26。在驱动电压设定部26中，根据与由转子位置推测处理部23检测到的转子旋转位置相应的驱动占空比值和由速度指令部25计算出的驱动占空比值，计算施加于马达1的PWM占空比值，对其进行坐标变换处理(dq三相变换)并输出。在马达1中，Vd被设定为0，此时，dq三相变换而得到的Vq成为实际施加于马达1的占空比值。然后，利用驱动电压设定部26根据dq三相变换而得到的PWM占空比值，经由逆变器电路28将正弦波形的电压供给到马达1。由此，马达1根据目标速度按照正弦波电压被进行PWM占空比控制，按照预定转速被驱动。

这样的马达1利用马达控制装置21以开环方式(没有电流反馈)被正弦波电压驱动。在该情况下，根据从传感器边缘间隔时间(电角60°旋转经过时间)推测出的马达转速，以将传感器边缘间隔时间进行了等分割(例如10等分)而得到的时间间隔推测之后的转子磁极位置而设定正弦波电压。从无负载转速以降低占空比值的形式调整马达转速，根据转子3的推测旋转位置设定PWM占空比值。如图3(a)所示，根据各分割时间中的占空比值(供给电压)，供给电压成为阶梯性的虚拟正弦波电压，将电角60°旋转时间设为计算处理切换周期而施加于马达1。在该情况下，各分割时间的占空比值是与转子(推测)旋转位置对应的预定值。因而，如前所述，当在根据传感器边缘间隔时间预测出的旋转速度与实际旋转速度之间产生差时，在传感器脉冲切换时有可能会在相电流中产生失真。

因而，在本发明的控制处理中，至少在比“传感器边缘间隔时间×2”小的处理周期中，以目标转速为基准，对马达转速(占空比值)进行速度控制(PI控制)。此时，速度控制的处理周期越小，控制精度越提高，但与其相应地，控制处理的负担越变大。因此，在本实施方式中，至少将速度控制的处理周期设为传感器边缘间隔时间×2(边缘间隔测定时间+基于测定结果的推测驱动时间＝接下来的边缘间隔测定时间)以下，以便在传感器脉冲切换时没有与实际旋转速度之差。另一方面，关于速度控制周期，即使超过用于进行虚拟正弦波驱动的传感器边缘间隔时间的分割数(在前述中为10)地进行细分化，速度控制处理的结果也不被有效地反映到驱动占空比值。因而，根据与处理负担的平衡，速度控制周期也优选为“(传感器边缘间隔时间×2)/边缘间隔时间分割数”以上。

图5是示出马达控制装置21中的控制动作的流程图。如图5所示，在马达1中，与基于正弦波电压的驱动(步骤S1～S7)一起，执行以目标转速为基准的速度控制(步骤S10)。在此，首先说明基于正弦波电压的驱动处理。在正弦波电压驱动中，首先，检测各相位置传感器29的信号电平(H、L)(步骤S1)。接下来，由转子位置推测处理部23根据传感器信号电平的组合确定转子3的旋转位置(磁极位置)(步骤S2)。如前所述，转子位置推测处理部23根据U相、V相、W相的各位置传感器29的输出信号“H或L”的组合，以例如如果是“U、V、W：H、L、L”则为“磁极位置＝60”的方式确定转子3的旋转位置。

在确定了转子旋转位置之后，进入到步骤S3，获取传感器边缘间隔时间。因为该实施方式的马达1是3相驱动的马达，所以传感器边缘间隔时间＝电角60°旋转时间，这成为正弦波电压的计算处理切换周期。此外，作为传感器边缘间隔时间，也可以为了抑制数据的偏差而求出加上前次的检测值而得到的移动平均值。在获取到传感器边缘间隔时间之后，进入到步骤S4，计算按照预定数对电角60°进行等分割而得到的电角θ(在此，10分割：θ＝6°)的旋转所需的时间Tθ(分割角度旋转时间)。

在计算出分割角度旋转时间Tθ之后，在步骤S5中启动定时器27，对分割角度旋转时间Tθ进行计时。在定时器启动后，根据分割角度旋转时间Tθ后的转子推测位置，设定时间Tθ经过后的占空比值。即，针对每个分割角度旋转时间经过进行中断处理(步骤S6)，将时间Tθ设为驱动电压切换定时，每次对与该转子旋转位置相应的PWM占空比值(对于分割角度旋转时间TθPWM指定信号为H的比例)进行dq三相变换并计算(步骤S7)、并将其输出(步骤S8)。

在此，在马达1中，实施提高相电流的峰值的超前角处理。即，以成为相电流的相位相对于马达感应电压超前的形式的方式，设定相对于转子旋转位置超前预定角度(固定值，例如5°)的PWM占空比值，进行dq三相变换。如前所述，因为在转速高、额定电流低的马达中，被施加的相电流低，控制频率也变高，所以难以以失真少的正弦波形进行驱动。另一方面，在转速足够的马达中，当赋予超前角时，不对转矩做出贡献的无效电流上升，所以通常不需要超前角。特别是，在SPM马达中因为超前角0的状态成为效率最大的电流相位，所以一般不进行超前角控制。

相对于此，在本发明的控制处理中，对高旋转规格的马达强行赋予超前角，通过降低PWM占空比值而抑制因超前角而增加的转速。在该情况下，当降低PWM占空比值并降低供给电压值时，在同输出(作功量)的马达中，电流值增加(在W＝I·V时，在W为恒定的情况下，如果降低V，则I变大)。其结果，施加于马达的相电流变大，当在相同的转速的情况下相电流变大时，马达的基于自感应的(反)电动势变大。

即，在电动势V＝－L·(ΔI/Δt)的情况下，当ΔI变大时，Δt由于为控制周期，所以是恒定的，电感L也为马达固有的恒定值，所以电动势V也变大。当电动势V变大时，电流相对于供给电压变化的急剧变化被缓和，成为如针对电压变化的反应变迟缓那样的状态，相电流波形的失真也被抑制。图6是示出超前角量与相电流的失真率的关系的说明图。如图6所示，在赋予了超前角时，电流的失真率下降。因而，在马达1中，在步骤S6中，以使电流相位始终比感应电压超前的方式设定PWM占空比值。另外，图7是示出超前角与马达磁声的关系的说明图，从图7可知，随着超前角值变大，马达磁声的峰值下降。此外，马达1能够进行正反转，向正反两个方向被赋予超前角。

另一方面，在速度指令部25中，以使马达1维持预定速度的方式实施速度控制处理(步骤S10)。图8是示出速度指令部25中的马达转速的控制处理次序(PI控制处理)的流程图。如图8所示，在速度指令部25中，首先，使用由速度推测处理部24计算出的当前的马达转速，求出马达1的目标转速与当前的马达转速之差(转速偏差)(步骤S11)。接下来，根据转速偏差和P增益求出PI控制的P项(步骤S12)。另外，根据I项的前次计算值和转速偏差以及I增益求出PI控制的I项(步骤S13)。然后，从所求出的P项和I项计算用于将马达1控制驱动成预定速度的驱动占空比值(步骤S14)。当实施速度控制处理(步骤S10)时，根据在步骤S10中计算出的占空比值来校正在步骤S6中设定的占空比值，在步骤S7中进行dq三相变换。

在该马达1中，在将“正弦波电压的计算处理切换周期×2(＝传感器边缘间隔时间×2)”设为α时，以其以下的短的周期执行该速度控制处理(速度控制周期β≤α)。在该情况下，α以

(1/马达转速[rps])÷(360°×极对数/传感器边缘角×2)＝α表示，成为每个马达规格所固有的值。此外，如前所述，速度控制的处理周期越小越好，但考虑到控制处理负担，在此，设为分割角度旋转时间Tθ以上。

在前式中，(1/马达转速[rps])为马达旋转1圈所需的时间(秒)。另外，(360°×极对数)是马达1每旋转1圈的电角。因而，(1/马达转速[rps])÷(360°×极对数)成为每个电角1°的马达旋转时间。在此，以对其乘以“传感器边缘角×2”的形式设定α。在本实施例中，传感器边缘角为电角60°，所以速度控制处理的周期β被设定为每个电角120°的马达旋转时间以下。例如，在3500rpm、4极、传感器边缘角60°(电角)的马达中，3500rpm＝58.33rps，极对数＝2，所以成为α＝2.9ms，以使速度控制周期β比该值小的方式(例如2ms)设定马达1的规格。

如上所述，在该马达1中，在传感器边缘间(电角60°)的经过时间中，预测接下来的传感器边缘间(电角60°)的转子位置，进行正弦波电压驱动。除此之外，至少在预测驱动被切换为接下来的数据之前，即，在数据收集的60°和基于此的控制的60°结束之前，执行速度控制，在目标旋转速度与实际旋转速度之间更正差。其结果，马达1在传感器脉冲切换时也以平滑的形式继续控制，被如图3(a)所示的虚拟正弦波电压驱动。

当实施速度控制处理时，校正在步骤S6中设定的占空比值。其结果，在马达1中，即使在由于扰乱而旋转速度有急剧变化的情况下，预测出的旋转速度也被校正，占空比值被修正为与实际旋转速度相匹配的值。因而，在传感器脉冲切换时，在预测值与实际值之间不易产生差，能够抑制在施加于马达的相电流中产生的失真，能够实现马达工作声音的降低。图9是示出没有速度控制、有速度控制的情况下的电流波形的说明图。在发明人的实验中，如图9所示，在进行了速度控制的情况下，明显得到了没有失真的正弦波相电流。

另外，图10是示出没有图9的速度控制、有图9的速度控制的情况下的电流的失真率的说明图。此外，失真率表示测定波形中所包含的基波(正弦波)以外的谐波分量的含有率。如图10所示可知，在马达1中，有速度控制时的相电流的失真率变低。这被认为是因为由于施加了速度控制，从而能够对于负载变动而更准确地维持恒定的转速，所以能够减小磁极的位置识别误差，能够小幅地进行传感器脉冲切换时的输出电压的切换。

另外，由于失真率下降，从而马达磁声也下降。图11是示出相电流的失真率与马达磁声的关系的说明图，从图11可知，两者的相关关系强。因而，当由于速度控制的导入而相电流的失真率变低时，马达磁声也被降低。基于以上，通过如本发明那样组合“电压正弦波+速度控制+超前角”，能够降低施加于马达的相电流波形的失真率。其结果，能够不使用高性能的微机、旋转变压器、电流传感器等昂贵的元件，而以低成本提供低噪音无刷马达。

本发明并不限定于所述实施方式，能够在不脱离其要旨的范围进行种种变更，这是不言而喻的。

例如，在前述实施方式中，示出了对3相的SPM马达应用本发明的控制处理的例子，但对5相等除了3相以外的马达也能够应用本发明，此时，传感器边缘间隔时间成为与所述例子不同的数值。另外，对IPM马达也能够应用本发明。进而，超前角值还能够不使用固定值的附加，而使用与转速等相应的映射来设定。除此之外，本发明不仅能够应用于4极6槽(4P6S)结构的无刷马达，还能够应用于2P3S×n(n为整数)的无刷马达。

工业上的可利用性

本发明的无刷马达控制方法及控制装置不仅能够应用于电动窗、天窗等便利类产品，还能够广泛应用于吸尘器、洗衣机等家电产品、空调设备等工业设备等以马达为驱动源的电气设备。

Claims (8)

1.一种无刷马达控制方法，所述无刷马达具有：

定子，具备朝向径向内侧突出设置的多个突极以及卷绕于该突极的每一个突极的线圈；

转子，配置于该定子的内侧，沿着径向配置有多个磁铁；以及

位置传感器，探测所述磁铁的磁通变化而检测所述转子的旋转位置，

根据所述位置传感器的检测结果，对所述线圈供给3相的电流而使所述转子旋转，

所述无刷马达的控制方法的特征在于：

根据伴随磁通变化而从所述位置传感器输出的传感器信号，计算所述转子旋转预定的电角期间的经过时间，

将所述经过时间除以预定数，计算所述转子旋转按照所述预定数分割所述预定的电角而得到的角度所需的分割角度旋转时间，

分别推测与所述预定数的所述各分割角度旋转时间对应的所述转子的旋转位置，

根据该推测旋转位置，针对所述各分割角度旋转时间的每一个设定供给到所述线圈的施加电压，将所述各分割角度旋转时间经过时设为驱动电压切换定时，在每个该驱动电压切换定时将所述施加电压供给到所述线圈，并且

针对该施加电压执行如下处理：

速度控制处理，根据所述经过时间计算所述转子的实际旋转速度，将该实际旋转速度与根据所述转子的旋转位置预先设定的目标旋转速度进行比较，以使所述转子成为所述目标旋转速度的方式校正所述施加电压；以及

超前角处理，以成为所述线圈的相电流的相位相对于伴随所述转子的旋转而产生的感应电压超前的状态的方式，使所述施加电压相对于所述转子的旋转位置超前预定角度。

2.根据权利要求1所述的无刷马达控制方法，其特征在于：

使用多个霍尔元件作为所述位置传感器，

所述经过时间是切换来自所述各霍尔元件的输出的所述传感器信号的边缘切换时间，

根据所述经过时间的所述分割角度旋转时间，在每个所述驱动电压切换定时设定所述施加电压，在经过接下来的所述经过时间为止的期间，在每个所述驱动电压切换定时切换所述施加电压。

3.根据权利要求2所述的无刷马达控制方法，其特征在于：在所述经过时间的两倍以下的周期实施所述速度控制处理。

4.根据权利要求2或者3所述的无刷马达控制方法，其特征在于：

当将所述传感器信号的边缘切换角度即电角设为传感器边缘角时，

在(1/马达转速[rps])÷(360°×极对数/传感器边缘角×2)以下的周期实施所述速度控制处理。

5.一种无刷马达控制装置，所述无刷马达具有：

定子，具备朝向径向内侧突出设置的多个突极以及卷绕于该突极的每一个突极的线圈；

转子，配置于该定子的内侧，沿着径向配置有多个磁铁；以及

位置传感器，探测所述磁铁的磁通变化而检测所述转子的旋转位置，

根据所述位置传感器的检测结果，对所述线圈供给3相的电流而进行使所述转子旋转的无刷马达的驱动控制，

所述无刷马达控制装置的特征在于具有：

定时器，用于根据伴随磁通变化而从所述位置传感器输出的传感器信号，对所述转子旋转预定的电角期间的经过时间进行计时；

转子位置推测处理部，将所述经过时间除以预定数，计算所述转子旋转按照所述预定数分割所述预定的电角而得到的角度所需的分割角度旋转时间，分别推测与所述预定数的所述各分割角度旋转时间对应的所述转子的旋转位置；

速度推测处理部，根据所述经过时间来计算所述转子的实际旋转速度；

速度指令部，将所述实际旋转速度与根据所述转子的旋转位置而预先设定的目标旋转速度进行比较，计算所述转子成为所述目标旋转速度那样的所述线圈的施加电压值；以及

驱动电压设定部，根据所述转子的推测旋转位置，针对所述各分割角度旋转时间的每一个设定供给到所述线圈的施加电压，将所述各分割角度旋转时间经过时设为驱动电压切换定时，计算每个该驱动电压切换定时的施加电压，并且执行超前角处理和速度控制处理，计算针对所述线圈的施加电压，其中，在所述超前角处理中，以成为所述线圈的相电流的相位相对于伴随所述转子的旋转而产生的感应电压超前的状态的方式，使所述施加电压相对于所述转子的旋转位置超前预定角度，在所述速度控制处理中，根据由所述速度指令部计算出的所述施加电压值，校正对每个所述驱动电压切换定时计算出的所述施加电压。

6.根据权利要求5所述的无刷马达控制装置，其特征在于：

使用多个霍尔元件作为所述位置传感器，

所述经过时间是切换来自所述各霍尔元件的输出的所述传感器信号的边缘切换时间，

在经过接下来的所述经过时间为止的期间，在每个所述驱动电压切换定时切换在每个所述驱动电压切换定时设定的所述施加电压。

7.根据权利要求6所述的无刷马达控制装置，其特征在于：在所述经过时间的两倍以下的周期实施所述速度控制处理。

8.根据权利要求6或者7所述的无刷马达控制装置，其特征在于：

当将所述传感器信号的边缘切换角度即电角设为传感器边缘角时，

在(1/马达转速[rps])÷(360°×极对数/传感器边缘角×2)以下的周期实施所述速度控制处理。