CN107839500A

CN107839500A - 一种动态修正soc的锂电池组均衡控制方法和系统

Info

Publication number: CN107839500A
Application number: CN201710562904.7A
Authority: CN
Inventors: 王宜怀; 陈建明; 徐达; 彭楠楠
Original assignee: Suzhou University
Current assignee: Ningbo Fei Chida Electronic Technology Development Co ltd
Priority date: 2017-07-11
Filing date: 2017-07-11
Publication date: 2018-03-27
Anticipated expiration: 2037-07-11
Also published as: CN107839500B

Abstract

本发明提供了一种动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法和系统，包括：获得锂电池组中各单体锂电池的SOC；计算电池组的极差r_soc；比较所述极差r_soc与预设极差阈值的大小；选择所有单体锂电池的SOC的均值作为均衡的目标SOC，对SOC低于的单体锂电池进行充电均衡，对SOC高于的单体锂电池进行放电均衡，其中，dSOC为均衡控制带。本发明具有模块化程度高，均衡速度快，提高电池使用效率以及延长电池使用寿命的优点。

Description

一种动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法和系统

技术领域

本发明属于新能源汽车电池领域，尤其涉及一种动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法和系统。

背景技术

受环境污染问题和政策法规的影响，以混动和纯电动汽车为代表的新能源汽车受到的关注越来越大。锂电池因其能量密度高、低自放电率、寿命长和无污染的优点在电动汽车领域逐渐取代了铅酸电池成为主要的动力电池能源。

在电动汽车上使用锂电池时，为了满足对于负载能力和续航要求的需求，锂电池组必须满足一定的容量和电压要求。为此，常将单体的锂电池并联成电池单元，以解决单个电池容量不足的问题；同时通过串联单个锂电池单元成电池组的方式获得更高的电压。在串联成组使用的锂电池组中，常常会受各单体电池或者电池单元之间不一致性的影响。锂电池的不一致性可以定义为相同规格，相同型号的单体锂电池之间，在电压、容量、内阻以及自放电率等重要参数特性上的不一致。电池组中不一致性问题的存在会对其可用功率造成限制，尤其在大电流放电的末期，内阻较大的电池电压下降过快，会对电池组造成损伤，因此需要对电池组的放电电流进行限制，从而限制了其输出功率，导致可用功率下降。于此同时，当随着电池充放电次数的增加，长时间大电流放电，各单体电池老化程度不同，致使各电池的不一致程度加剧。

为了应对锂电池组中的不一致问题，通常会在电池管理系统BMS中集成均衡技术，均衡技术一般指为避免或减小电池组不一致性问题导致的电池组容量利用率、输出功率以及使用寿命等方面的不利影响而引入的专门技术手段。当前均衡技术已经成为了电池管理系统BMS 中关键技术，高效的均衡措施可以提升整个电池的有效使用容量，延长电池的使用寿命。当前对均衡技术的研究主要从均衡控制策略和均衡电路拓扑结构设计两个方面展开。对于电池组均衡策略的研究集中于建立电池组内个单体电池不一致性的评价指标，并以此为依据提出有效的均衡控制方法；而均衡电路拓扑设计在聚焦在效率高，控制结构简单，成本相对较低的均衡电路结构的设计和改进。

在均衡策略方面，现有技术中对于采用电压作为均衡变量已经有了比较深入的研究，而对于采用电池荷电状态(State of Charge，SOC)作为均衡变量仍是一个研究热点，以SOC 作为均衡变量可以取得更好的均衡效果，系统也易于控制，更好反应电池组的真实状态。但是，现有技术中存在SOC估计的精度不高、不实时准确的技术问题。

在均衡电路拓扑方面，被动均衡技术由于技术成熟，结构简单等原因已经在实际产品中得到应用，但在追求能量利用率的纯电动汽车领域来时，被动均衡是不合适的。而对于主动均衡技术方面，现在还存在着如下的问题：

(1)均衡时间长，这是现有的均衡系统中普遍存在的问题，多数均衡系统的均衡时间都在一小时以上，有些甚至达到数小时之久。

(2)现有的常用均衡技术中基于外电压的均衡已有了广泛的研究，但是由于单体电池容量差异性的存在使得各单体电池充放电电压外特性的不一致，尤其在单体电池充电后期单体电池电压上升较快，使得利用电池外电压作为电池组一致性的判据存在均衡判据不稳定的问题。同时研究也发现该方法对均衡前后电池组可用容量的增加效果并不明显。

(3)实用性尚待提高，电路设计设计较为复杂集成性不够，不能随电池组串联电池节数的增加方便的进行模块化扩展等。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中存在的上述不足，而提供一种动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法和系统，实现了对串联锂离子电池组的均衡控制，模块化程度高，均衡速度快，提高电池使用效率以及延长电池使用寿命。

本发明提出的动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法，其特征在于所述方法包括如下步骤：

步骤21，获得锂电池组中各单体锂电池的SOC；

步骤22，计算电池组的极差r_soc；

步骤23，比较所述极差r_soc与预设极差阈值的大小，当所述极差r_soc大于所述预设极差阈值时，进入步骤24，当所述极差r_soc小于等于所述预设极差阈值时，进入步骤25；

步骤24，选择所有单体锂电池的SOC的均值作为均衡的目标SOC，对SOC低于的单体锂电池进行充电均衡，对SOC高于的单体锂电池进行放电均衡，其中，dSOC为均衡控制带；

步骤25，结束。

优选的，步骤21具体包括：

步骤11，判断电池是否处于工作状态，如果是，则进入到步骤12，如果否，则进入步骤 17；

步骤12，利用公式二计算当前状态的SOC_i，其中，SOC_i是电池当前状态的SOC，SOC₀为电池开始工作状态时的初始SOC，C_N是电池的额定容量，I是电池电流，η为充放电效率，当充电的时候，η为负数，当放电的时候，η为正数；

步骤13，判断电池是否处于工作状态，如果是，则返回步骤12，如果否，则进入步骤14；

步骤14，测量开路电压OCV₁，查找SOC与OCV的对应关系表，获得与所述开路电压OCV₁相对应的SOC₁；

步骤15，计算SOC_i和SOC₁之间的差值e，当e的绝对值大于预设误差阈值时，进入步骤 16，当e的绝对值小于等于预设误差阈值时，输出SOC_i；进入步骤11；

步骤16，计算修正后的SOC，输出所述修正后的SOC修正，同时更新SOC与OCV的对应关系表；进入步骤11；

步骤17，测量开路电压OCV₂，查找SOC与OCV的对应关系表，获得与所述开路电压OCV₂相对应的SOC₂，输出SOC₂；进入步骤11。

优选的，在步骤11之前，利用插值法建立最初的SOC与OCV的对应关系表。

优选的，步骤16具体包括：

采用公式五计算修正后的S_n(i+1)，输出S_n(i+1)，并且更新SOC与OCV的对应关系表中相应的S_n(i)为S_n(i+1)；

S_n(i+1)＝S_n(i)-F(n，e)(0≤n≤50) (公式五)

其中，S_n(i)表示当前第i次更新后表中的值，S_n(i+1)表示第i+1次更新后表中的值，F(n， e)是修正系数，该系数是一个与n和e相关的函数，该函数采用公式六表示；

F(n，e)＝a*e*n (公式六)

其中，a是一个可调的常量，表示修正速率，n是插值的点数，e是SOC_i和SOC₁之间的差值。

优选的，在SOC的不同段，a的取值不同。

优选的，在步骤24中，当电池进行放电均衡时，对即将进入放电截止的电池进行充电，使其SOC与其他电池的SOC保持一致，不论该电池是否处于截止带内；当电池进行充电均衡时，对即将进入充电截止的电池，启动均衡电路使得该电池的SOC在附近波动，使得最终所有电池能同时达到SOC＝1的状态。

本发明提出的实现上述方法的动态修正SOC的锂电池组均衡控制系统，该控制系统分别上级系统和下级系统，其中上级系统包括PC和主控MCU,下级系统包括多个子下级系统，每个子下级系统用于对一个小电池组进行均衡控制，每个子下级系统包括一个次级MCU，一个均衡模块，其特征在于：

主控MCU，用于收集下级系统中的各个次级MCU反馈的数据，向上级的PC传输所述数据，以及用于将PC发送的命令转发到对应的次级MCU；

PC，用于接收主控MCU发送的数据，以及用于向主控MCU发送命令；

次级MCU，用于采集本小电池组内各电池的电压、电流和温度数据；将采集的所述数据反馈给主控MCU；计算各个单体电池的SOC；根据所述SOC判断是否需要进行均衡；当需要进行均衡时控制本小电池组的均衡模块对需要进行均衡的电池进行均衡；

均衡模块，用于根据本小电池组内的次级MCU的控制对需要进行均衡的电池进行均衡。

优选的，所述均衡模块采用双向反激式变压器。

优选的，双向反激式变压器采用LTC3300-1芯片。

优选的，对于SOC较高需要均衡的单体电池，将该电池对应次变开关打开，断开包括初级开关在内的其他所有开关，双向反激式变压器的次级绕组中有电流通过，此时电能以磁能的形式存储在该次级绕组中；在所述电池中SOC下降到符合要求后，断开次变开关，导通初级开关，能量从次级绕组传递至初级绕组，磁能转化为电能，从而将多余的能量转移到了电池组中其他的电池内；对于SOC较低需要均衡的单体电池，将对应初级的开关打开，断开所有次级开关，双向反激式变压器的初级绕组中有电流通过，此时电能在初级侧以磁能的形式存入到初级绕组中；当充入了足够的电能后，断开初级的开关，打开最低SOC对应的次变开关，导通该次级绕组，能量从初级绕组传递到次级绕组，磁能转回电能充入到了该电池中，单体电池的SOC回升，电池组整体SOC回复到一致的数值。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是锂电池老化现象实验结果图；

图2是改进的SOC估计算法的流程图；

图3是改进的SOC估计算法验证平台的原理框图；

图4是改进的SOC估计算法测试结果图；

图5是基于SOC均衡策略的判断流程；

图6是双向反激式变压器均衡电路原理图；

图7是反激式变压器的等效电路模型；

图8是反激式变压器的等效磁路图；

图9是两种工作模式下的电流波形图；

图10是均衡控制系统的整体框图；

图11是主控MCU的执行流程图；

图12是次级MCU的执行流程图；

图13是电源电路的原理图；

图14是单体电池选通开关电路的原理图；

图15是电压反转电路的原理图；

图16是电压频率转换电路的原理图；

图17是电压极性反转电路的原理图；

图18是两种电压器连接示意图；

图19是一路主动均衡电路的原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细的描述。

一、改进的SOC估计算法

现有的技术条件下，锂电池组的不一致性主要在生产过程中产生。同时，电动汽车上的锂电池组工作环境一般都比较恶劣，导致不一致性加剧。这种不一致性通常会通过电池的电压、容量和内阻的参数表现出来，对于电池组的寿命以及使用性能都有非常大的影响。在对电池组进行均衡控制之前，如何对锂电池组的一致性状态进行评价是一个先决条件，一致性的量化评价为电池组的均衡和维护提供重要的数据支持。

电动汽车是通过估算电池组的荷电状态SOC来表征汽车的可续驶里程。SOC作为电池组容量的状态参数，它反映了电池组的剩余容量状态，其在数值上定义为电池剩余容量占电池标定总容量的比值：

公式一中，Q_R是电池中剩余的电荷容量，C是电池的标称(额定)电荷容量。

从上述给出的SOC定义方式来看，SOC代表的是电池剩余容量和电池可用容量之间的比值，如果采用SOC作为不一致性的评价依据时，可以避免各单体电池之间可用容量存在的差别，其目标是让所有单体电池能同时达到充放电的截至电压，保证尽可能的利用电池组的可用容量。保障所有单体电池的SOC一致性实际上就相当于保证了所有电池放电深度的一致，从而避免了因为电池组中某个单体电池老化程度过大而导致的整个电池组性能下降甚至报废的问题。SOC的差异可以反映出电池的不一致性，同时SOC估计值也可以在电池组运行过程中实时获取，所以基于SOC的均衡策略能实时地抑制电池组的不一致性。

当采用SOC估算时，最大的难点就是对于SOC估计的准确性和实时性。在锂电池放电的初期，电池的SOC变化很小，如果不能准确估计的话，在电池放电末期会因为SOC估计误差的积累而导致误差过大。此时如果再均衡的话，对于均衡控制电路的挑战是相当大的，同时均衡的效果也会大打折扣。另外，对于SOC的实时估计是需要一定计算量的，当电池组中电池数量较多时，为保障SOC的实时性，就需要均衡系统能采用具有一定计算能力的MCU。

电池内部的剩余电量是没有办法直接测量得到的，只能够通过电池可以测量的数据量来估计电池的剩余电量，如电压、电流和内阻等数据。不过，电池内部的化学特性是非常复杂的，所以这些数据与SOC之间也不会呈现线性或者其他简单函数关系，目前所提出的对于SOC 的估计方法总会存在或多或少的缺陷，这也使得对于电池组的SOC状态估计成为了电池管理系统中的一个重点和难点。现有技术中的SOC估计方法如下：

(1)安时法

安时法是最常用来估计电池SOC参数的方法，此方法的核心思想可以用公式二来表述：

其中SOC_i是电池当前状态的SOC；C_N是电池的额定容量；I是电池电流；η为充放电效率。通过计算电流对时间的积分，可以获得一段时间内流失的电量。配合已知的最初SOC₀，就可以得到某个时刻的SOC了。此方法的原理与实现都很简单，但其存在如下的缺陷：首先对电流测量精度要求较高，如果电流测量不准会导致SOC计算误差，长期积累，误差逐渐被放大；其次，对于初始的SOC₀估计也需要一定方法的获得；最后，在温度较高或者电流波动较大时，该方法误差比较大。因此，为了获得可靠的SOC估计值，需要使用高性能的电流传感器以获取精确的电流值，并且需要足够多的数据用于估计起始状态。

(2)开路电压法

电池的电动势可以认为是由三部分来构成的，包括电池的开路电压(open-circuit voltage，OCV)、电池的欧姆电压以及电池的极化电压。电池在非工作状态下，并且在经过长时间的静置后，电池的欧姆电压和极化电压都会下降到0，此时电池的开路电压OCV和电池的端电压相等，就是电池的电动势，所以可以依据OCV-SOC之间的关系曲线来估算SOC。实时上，在铅酸电池上OCV-SOC之间有相当好的线性关系，可以用此方法来较为精确的估计SOC。但是对于锂电池来说，两者之间的线性关系就没有那么明显，因此需要建立起比较复杂的关系对照表。

开路电压法的显著缺点是测量前需要将电池充分静置，时长需要几个小时甚至十几个小时，这给测量造成困难；其次，静置时间的长短也是比较难确定的地方；同时，随着电池的老化，开路电压OCV与SOC之间的对应关系也会改变。这些原因导致实际使用中不可能使用开路电压法在线获取SOC。开路电压法可以结合安时法，作为安时法中初始的SOC值获得方法。但是开路电压与SOC之间的关系会随着电池老化而改变，实际使用时不可能总是重新测量两者这件的关系，所以需要一种能动态修正开路电压OCV与SOC之间对应关系的算法。

(3)负载电压法

负载电压法的原理与开路电压法是一致的，是为了克服开路电压法不能在线估算电池SOC 的缺点而提出的。它的原理如下：如果能够获得电池的内阻r和工作电流I，通过测量负载R 两端的电压U，依照如下的公式就可以计算出电池的平衡电动势EMF。

EMF＝U+I*r (公式三)

从开路电压法的分析可以知道，EMF与SOC之间的对应关系就是开路电压法中的OCV与 SOC之间的关系，所以知道了EMF后就可以对应得到电池的SOC。

理论上来说，该方法确实克服了开路电压法不能实时测量SOC的缺点，但实际使用中此方法还是存在着比较明显的缺陷：首先，影响电池内阻r的因素非常多，同时电池的内阻本身就是具有不一致性的，各个单体电池之间的内阻可能会有很大的差异，所以准确获取电池的内阻是比较困难的；其次，该方法本身是基于开路电压法的，所以开路电压法所面对的问题该方法是也不能回避的。负载电压法在电动汽车领域很少被用来在线获取SOC，倒是常用来作为电池充放电截止的判断依据。

(4)内阻法

内阻法的基本思想与开路电压法是一致的，大量的实验研究表明锂电池的交流阻抗或者直流内阻与电池的SOC之间有着密切的关系，如果能够通过一些电池样本来确定这样的关系，那么就可以通过检测电池的内阻来获得电池的SOC。

电池的内阻可以分为交流阻抗和直流内阻。交流阻抗是反映电池对交流电的反抗能力，可以通过交流阻抗仪来测得该值。类似的，直流内阻则表明了电池对于直流电的反抗能力，该值则可以通过检测短时间内电压的变化值和电流的变化值来获得。

不过在之前的负载电压法的分析中也提到了，电池的内阻与SOC之间的关系非常复杂，它不止受制于SOC影响，还受温度和电池健康状况等多个因素的影响，所以内阻与SOC之间的关系很难真正确定下来。同时，电池的内阻往往非常小，仅有毫欧级别，这就对测量的精度要求非常高，测量的误差对结果影响也非常大。所以，实际在电动汽车实际应用中该方法很少会被使用到。

(5)神经网络法

神经网络法是在建好网络模型的前提下，通过大量的样本进行数据训练，从而来估算电池SOC。电池是一个高度非线性的系统，神经网络法具有非线性的基本特性，能够较好地模拟电池的非线性动态特征，因此，神经网络法估算SOC具有较好的效果。而神经网络法估算 SOC需要训练大量的样本数据，其中训练的抽样数据和训练的方法都将影响其估算结果，另一个缺陷是神经网络方法需要大量的资源，对于电池管理系统的设计提出了更高的要求，往往需要采用更高性能的控制芯片，大大提高了成本。

(6)卡尔曼滤波法

卡尔曼滤波法是将电池系统作为一个非线性的动态系统，其中电池的SOC仅为该系统中的一个状态，相应建立电池模型，根据模型列出状态方程和观测方程，采用扩展的卡尔曼滤波法估算电池SOC。该方法的基本思想是对动态系统的状态做出最小方差上的最优估计。其解决了安时法中SOC初值估计不准和累计误差的问题。如若能够准确的建立电池模型，则卡尔曼滤波法将可以准确的估算电池的SOC。但是该方法也存在以下几个问题：首先估算电池 SOC的准确性关键依赖于电池模型的准确性，其次由于卡尔曼滤波法中应用了大量的矩阵运算，它对系统处理器的运行速度要求也就提高了。

通过总结现有的SOC估算方法，常用的有以下几种：安时法、开路电压法、内阻法、神经网络法和卡尔曼滤波法。以上各种方法在不同的使用环境下以及针对不同的动力电池，分别具有各自所独有的特点，但同时也存在着不同的缺陷与不足，表1是对常见SOC估计方法的优缺点总结。

表1常见SOC估计方法总结

综上所述，常用SOC算法中的开路电压法中需要电池非工作状态下估算SOC，因此难以满足电动汽车动力在线估算SOC的要求，适宜与其他方法结合估算SOC。安时法存在对初始值的依赖和累计误差越来越大的问题以及不能应对电池的自放电问题。卡尔曼滤波法解决了安时法中SOC初值估计不准和累计误差的问题，与此同时，其存在的主要问题是它对电池模型依赖性很强，只有建立了准确的电池模型才能较为准确的估算电池的SOC；并且由于在卡尔曼滤波法中用到了大量的矩阵运算，其对系统处理器的速度要求较高。而神经网络法估算 SOC的主要问题是由于需要训练大量的样本数据，因此估算误差将受到训练抽样数据和训练方法的影响，另一个缺陷是神经网络方法需要大量的资源，对于电池管理系统的设计提出了更高的要求。

在实际使用中，锂电池随着循环次数的增加会出现老化的现象。锂电池老化现象表现在电池内部参数的变化，最重要的是电池容量的衰减。可以对比不同循环次数的锂电池开路电压与SOC之间的关系看出这样的衰减，本发明中测试了3400mAh的磷酸铁锂电池在新电池时和经历了500次循环后的OCV与SOC之间关系，实验的结果如图1所示。

从图1中可以看出，锂电池的开路电压OCV和SOC之间是呈现出一定对应关系的，但与此同时锂电池的逐步老化会导致开路电压OCV和电池SOC之间的关系逐渐改变。随着充放电循环的增加电池逐渐老化，电池的容量不断减小。从图1中还可以看到在同样的开路电压OCV，在新电池和老化电池的OCV-SOC曲线上对应不同的SOC。为此，在采用开路电压作为SOC的基础估计算法时需要加入一定的修正算法应对OCV与SOC之间关系的变化。

考虑到锂电池老化因素的影响，同时由于锂电池管理系统所采用的嵌入式芯片通常计算性能比较弱，所以本发明中提出的改进的SOC估计算法融合了安时法和开路电压法，同时加入了一定的动态修正算法，以将SOC估算值保持在可接受的误差范围内，来应对锂电池老化的影响。

如上所述，安时法作为一种常用的方法，其误差来源在于初始SOC的估算以及使用过程中电流的测量精度。电流的测量精度通过更换高精度的测量器件来提高，而高精度的初始SOC 可以通过开路电压法测量得到。但是由于电池的老化效应，电池的开路电压和SOC之间的对应关系是动态变化的，所以本发明提出的改进的SOC估计算法的核心就是动态维护SOC与OCV 的对应关系表。在电池使用过程中，如果电池SOC的测量值和对应关系表中的值的差大于预设误差阈值时就修正所述对应关系表。

本发明中将电池的充放电过程分成三个阶段：充放电前，充放电时和充放电后。由于开路电压测量需要将电池静置较长时间，所以开路电压法只适合电池在非使用状态的情况下来估算SOC，即在充放电前或者充放电后的阶段。这两个阶段的SOC是通过查找SOC与OCV的对应关系表得到。在充放电时，无法直接获得SOC，但是可以通过安时法计算放出或者充入的电量值，再配合充放电前的SOC获得。在充放电结束后可以通过安时法计算得到充放电后的SOC。同时静置后，还可以通过开路电压法查表得到一个理论上的SOC。计算得到的SOC和理论上的SOC之间会有偏差，如果差值大于预设误差阈值就更新SOC与OCV的对应关系表。

本发明所述的改进的SOC估计算法的流程图如图2所示。具体为：

举例来说，有电池放电，在放电前可以测量出其开路电压，那么通过查找SOC与OCV的对应关系表，可以知道此时的SOC，记为S1。电池开始放电时，记录电流开始计算消耗的电量，最后得到放出的总电量，记为Sc。通过计算，可以知道最后时刻的电量，S2＝S1–Sc。当放电结束，通过开路电压测量对比表中数据得到理论上的SOC，记为S3。将误差值Sb定义为S3和S2之间的差值，即Sb＝S3–S2。当Sb超出了预设误差阈值，则启动修正过程，修正SOC与OCV的对应关系表中的数据。

在开始使用算法时，在步骤11之前，需要建立一张最初的SOC与OCV的对应关系表。为了获得这样的一张表，同时也考虑空间和计算能力的限制，所以选择了插值法来获得这样的表。可以选20个点，即每个5％的SOC测量开路电压的值。需要密集一些的话也可以选择50 个点甚至更多，这视需求和芯片可用存储而定。

步骤16中的修正SOC与OCV的对应关系表可以通过公式四和五来完成的。

e＝SOC_Table-SOC_Cal (公式四)

S_n(i+1)＝S_n(i)-F(n，e)(0≤n≤50) (公式五)

公式四中的SOC_Table中是表中原来的SOC，而SOC_Cal则是计算出的SOC，最后使用了一个e 表示两者的差值。公式五中S_n(i)表示当前第i次更新后的表中的值，S_n(i+1)则就是更新后第 i+1次表中的值。F(n，e)就是修正系数，该系数是一个与n和e相关的函数。本发明中采用的是一次函数的表示即：

F(n，e)＝a*e*n (公式六)

其中的a是一个可调的常量，表示修正速率，从图1中可以看出，在SOC不同段的电压对应关系不同，所以不同SOC下受老化的影响也不同的。因此，在不同段的修正速率应该不相同，即a应该在不同段取不同的值。n是插值的点数。如果需要的话，F(n)的函数形式也是可以换的，依据不同的电池特性可以修改更新的函数形式。

为验证本发明提出的修正的SOC估计算法的有效性和实用性，需要验证电池在多次的充放电之后计算得到的SOC与OCV的对应关系表与电池当前真实的对应表是否一致，误差在什么范围。为此，本发明在设计了一个实验平台用于验证该SOC估计算法的有效性，该平台的原理性框图如图3。本发明以额定容量3400mAh，额定电压为3.7V的18650锂电池单体为测试对象。实验中为了可见明显的衰减，电池充放电循环的次数需要多一些，本实验中循环了 500次。同时为了避免温度对测试结果的影响，测试中控制温度在25摄氏度。为了电池能确实恢复到静置状态，在测量开路电压的时候需要将电池静置30分钟以上。同时为了减小内部电阻的压降在放电时的影响，电池在放电时使用了低速放电模式，所以电压的曲线可以直接用来估计开路电压的曲线。

测试的结果如图4所示。从图4中可以看到，新电池与老化电池两条曲线之间有较大的差距。若未加入修正算法，在电池老化后仍会使用新电池的电压与容量之间的关系，这会导致在SOC估计值的误差会随着电池不断老化而越来越大，非常不利于延长电池的使用寿命。当加入了修正方法后，计算曲线与老化电池的曲线有相当良好的符合程度，此项表明随着电池的老化，本发明中的算法能动态修正电压与容量之间对应关系。这能极大的帮助减小电池老化给SOC估计带来的误差。

二、均衡控制策略

如上所述，SOC的估计算法是均衡技术中均衡策略的核心技术之一，在确定了上述的修正的SOC估计算法后，下面对本发明采用的均衡策略进行介绍。均衡策略和均衡电路拓扑设计是均衡控制系统中最重要的两个关键点，均衡电路拓扑需要配合合理的均衡策略才能发挥出好的均衡效果，两者是均衡控制系统相辅相成的两部分。本发明中采用了基于双向反激式变压器的均衡电路，同时为该电路设计了一套均衡策略。

依据上文中的分析和研究，为了取得很好的均衡效果，更好实现本发明延长电池组寿命的设计目标，本发明中采用了SOC作为均衡控制的变量，在均衡控制系统中需采用量化标准来开启或者关闭均衡功能。为了评价并识别电池组的不一致状态，本发明分析了方差δ_soc ²和极差r_soc两个不同的量化指标，二者的表达式与统计数学中所用的一致，具体如下：

r_SOC＝max(SOC(i))-min(SOC(i))，i＝1...n (公式九)

从统计数学角度来分析，电池组中各个单体电池之间SOC值的离散程度是通过方差来表示的，即方差越小说明电池组内各单体电池相对于平均电池SOC离散程度越小，电池组内SOC 值的差异性越小；反之，如果方差越大，则说明电池组内各单体电池相对于平均SOC值的离散程度越高，各单体电池的SOC值差异性越大。所以如果使用方差做为评价锂电池组一致性的量化标准的话，理论上来说可以获得不错的效果。但是方差或者标准差的计算量是相当大的，考虑到均衡控制系统中所用的嵌入式芯片往往计算性能并不强大，而评价电池组的一致性又是需要经常甚至实时做出的，所以采用方差作为系统一致性评价的量化标准是不太合适的。

极差表示的是电池组中最大的SOC和最小SOC之间的差值，当该值较小时，说明电池组中最大SOC与最小SOC之间的差异小，也就是说各单体电池的SOC分布在较小的范围内，可以说明电池组的一致性较好。当极值较大时，电池组最大SOC与最小SOC之间差距很大，电池组的SOC可能分布在比较广的范围内，说明电池组一致性可能较差。同时，计算极差时不需要考虑到电池组所有单体电池的SOC状况，仅需要找到最大和最小的SOC值就可以了，这大大较少了计算量。

从上述分析中可以知道，使用SOC的方差和极差都能反映出电池组的一致性的状况，所以使用方差和极差做为量化电池组一致性的评价标准都是合适的。但是同时考虑到均衡控制系统的计算能力，使用极差能大大减少系统的计算，加快系统的反应速度，所以极差相较于方差更合适于本发明中的使用。

在基于SOC均衡策略中主要通过减小电池之间的SOC差异来实现电池组均衡的目的，以各单体锂电池的SOC作为主要的控制对象，通过对单体电池充放电的形式来缩小电池之间SOC 的差别。本发明所使用的均衡过程如下：在开始均衡时会测量所有电池的SOC，选择其中一个作为均衡的目标SOC。不过通常来说会选择均值作为均衡的目标SOC，使用均值作为目标可以提高均衡的效率并且充分发挥充放电均衡的优势。本发明在使用SOC作为均衡控制手段时，设置了一个均衡控制带(dSOC)以防止均衡的波动，本发明中采用了1％作为截止带控制dSOC。接着对SOC高于的单体锂电池进行放电均衡，同样的对低于的电池组进行充电均衡。该过程可以通过流程图示意，如图5所示。具体为：

步骤21，获得锂电池组中各单体锂电池的SOC，具体通过上述改进的SOC估计算法获得所述各单体锂电池的SOC；

步骤22，计算电池组的极差r_soc，即，计算电池组的各单体锂电池中最大的SOC和最小 SOC之间的差值r_soc；

步骤24，选择所有单体锂电池的SOC的均值作为均衡的目标SOC，对SOC低于的单体锂电池进行充电均衡，对SOC高于的单体锂电池进行放电均衡，其中，dSOC为均衡控制带，本发明中采用1％作为截止带控制dSOC；

步骤25，结束。

在此过程中一些特殊的节点是需要注意的。当电池处于放电状态时，体质差的电池会提前进入放电完毕从而达到截止电压，而体质好的电池会剩余一部分的电量，这就导致了电池组的容量不能被充分使用。为了解决这个问题，同时还要保护每个电池的寿命使之不能处于过放的状态，本发明中的解决方法是，对即将进入放电截至的电池进行充电使其SOC与其他电池的SOC保持一致，不论该电池是否处于截止带内。这样可以是整个电池组中的电池同时到达SOC＝0的状态，充分利用电池组的容量。

同样的，在电池处于充电状态的时候，体质差的电池会提前进入满电状态并达到截止电压，这样同样是的电池组的容量被浪费了，所以为了防止这些电池提前进入截止电压，本发明中采取的应对措施是在检测到有电池即将进入充电截止时，启动均衡电路使得该电池的SOC 在电池SOC附近波动，使得最终所有电池能同时达到SOC＝1的状态。

三、均衡电路

本发明选择了双向反激式变压器均衡电路。主要原因是该均衡电路电流大、均衡速度快，可以实现双向的均衡。图6中演示了典型的双向反激式变压器均衡电路的原理图。

反激式变压器均衡的本质是通过电能与磁能的相互转换，实现能量在电池单体之间的双向传递。当电池组某节单体电池相比于其他电池能量较多时，以反激式变压器为能量转移媒介，将其中电池多余的能量传递给整个电池组；而当电池组某节电池的能量相比于其他电池较少时，同样以反激式变压器为能量转移媒介，将整个电池组的能量输入给该单体电池，防止电池能量过低而对电池造成危害。此种结构具有两个方向的均衡方式，具体如下。

(1)单体电池到电池组的均衡(顶部均衡)

均衡控制系统检测完所有单体电池的SOC后，对于SOC较高需要均衡的单体电池，将该电池对应次变开关打开，而断开包括初级开关在内的其他所有开关，反激式变压器的次级绕组中有电流通过，此时电能以磁能的形式存储在该次级绕组中；在电池中SOC降到需要值后，断开次变开关，导通初级开关，这样能量会从次级绕组传递至初级绕组，磁能又转化为了电能传递给了整个电池组，这样就控制住了SOC最高的电池，同时将多余的能量转移到了电池组中其他的电池内。

(2)电池组到单体电池的均衡(底部均衡)

均衡控制系统检测完所有单体电池的SOC后，对于SOC较低需要均衡的单体电池，将对应初级的开关打开，而断开所有次级开关，反激式变压器的初级绕组中会有电流通过，此时电能在初级侧以磁能的形式存入到了初级绕组中；当充入了足够的电能后，断开初级的开关，而打开最低SOC对应的次变开关，导通该次级绕组，这样能量就从初级绕组传递到了次级绕组，磁能转回电能充入到了该电池中，通过此过程单体电池的SOC可以有所回升，电池组整体SOC也回复到较为一致的数值。

对反激式变压器进行电路和磁路分析可以等到如图7所示的等效电路模型和图8所示的等效磁路图。

当MOS开关管导通时，由图8左侧可见，铁心中的磁阻R_M与漏磁的磁阻R_S并联，磁均势为N₁i₁，在R_M上产生的磁通量Φ_M穿过铁心，断开MOS管后，次级绕组中流过的电流i₂产生磁通量Φ_M。图8的右侧部分中可见，在转化的瞬间又N₁i₁＝N₂i₂。如果N₁：N₂＝1：1，图7中的等效电路模型是由反激式变压器等效磁路模型变换而来，图中初级和次级的漏感L_S大小相同。反激式变压器由于存在气隙，其铁心具有较小的电感值，而反激式变压器中的漏感L_S无法忽略。MOS管开通后，i₀流过初级L_S与L_M，此时次级没有电流通过。MOS管关断时，输入侧漏感中L_S的全部能量与L_M的一部分能量消耗在吸收网络(钳位电路：在反激式变压器中具有减小开关管所承受的电压应力)，而L_M中剩余的一部分能量和次级L_S中全部的能量通过次级进行输出。

在图6中，当MOS管S开通时，输入电压U_i加载到变压器初级绕组两端，根据楞次定律可知此时次级绕组产生下正上负的感应电动势，二极管D₂无法导通，因此电流无法在次级回路中流通。此时变压器原边绕组相当于一个电感。假设初级绕组的电感量为Lp，次级绕组的电感量为Ls，则MOS管导通期间流过初级绕组的电流为：

在t＝t_on时，初级绕组电流达到最大值：

当关闭MOS管时，根据楞次定律可知次级绕组的电压极性转为上正下负，此时二极管D₂被导通，存储在变压器中的磁能转换为了电能，次级绕组中有电流流过，电流为：

当t＝t_off时，次级绕组的电流达到最小值I_smin。当I_smin＝0时，MOS管导通期间存储的磁场中的能量完全释放，此过程称为反激式变压器的断续工作模式；当I_smin>0时，MOS管导通期间存储在磁场中的能量没有完全释放，此过程称为反激式变压器的连续工作模式。上述两种工作模式的电流波形同如图9所示。

变压器磁芯中的磁通在每个周期结束的时候必须回到原来的位置，该原则称为磁通复位原则，在连续工作模式下存在剩磁，理论上应该保持每个周期结束时磁通都能恢复到初始值，但由于磁性存在铁损，线圈绕组也存在铜损，这就使得在使用过程中温度升高，导致初始值磁通量发生偏移，无法复位，最终导致磁通量变化进入非线性区域，电感量减小，电流值增大，磁芯易到达饱和状态，变压器不能正常工作，造成电路的极大不安全，同时连续工作模式下反激式变压器的体积也是教大的，而断续工作模式下变压器体积较小，且允许较大的初级和次级电流。因此，本发明所采用的反激式变压器工作于断续工作模式。

本发明中所采用的反激式变压器原边和6节单体磷酸铁锂电池串联成组的电池组相连，各副边和各单体电池相连，每个单体电池的额定电压是3.6V，因此变压器原边工作电压约为 18～24V，副边工作电压范围为4.2～3.0，变压器的工作效率设计为80％，工作频率是10KHz。

(1)最大占空比

一般的情况下，变压器的输出效率随着占空比的增大而增大，但当占空比超过50％时，电路会产生震荡。虽然此现象可以通过在电路中加入谐波补偿模块来进行改善，但是如果没有选择合适的元器件，并进行合理的布置，此时电路中谐波补偿模块可能无法起到作用，导致电路的工作状态在占空比大于50％的情况下依然会不稳定。所以变压器的最大占空比一般位于40％～50％之间，而本发明最大占空比最终选为45％。实际使用的占空比还要通过仿真来获得。

(2)匝数比

变压器的匝数比N为变压器原边线圈匝数Np和副边线圈匝数Ns之比。

在设计之初无法直接得知变压器的初、次级匝数。本发明中依照公式十三所示的变压器反射电压直接确定变压器的变比N为：

上式中，反射电压V_OR表示当副边绕组上有电流流过时而在原边绕组上形成相反的电压， V_o表示输出电压，V_f是MOS管的压降。V_OR通过下式计算可得到。

通过公式十四和公式十五可以计算得到N＝5.2，取N＝5。

实验证明，当占空比大于40％时，均衡电流过大，不符合硬件条件，而当占空比为20％时副边的电流小于5A，与本发明的目标不符，所以在进行顶部均衡时占空比应该在25％和35％之间。同时，当占空比大于35％时，变压器工作于连续模式，所以也不合适，因此在底部均衡是占空比应该选择20％到30％之间。综合下来，选择25％或者30％的占空比对于顶部均衡和底部均衡都是比较合适的范围。

四、均衡控制系统

本发明采用了恩智浦最新推出的K64芯片作为MCU端的控制芯片，最新的性能强大的嵌入式芯片，为本发明SOC估计算法和均衡策略的展开提供了很好的性能保证。同时以该芯片为核心设计了电压测量模块、电流测量模块、温度测量模块和均衡模块。其中均衡模块使用了专为双向变压器主动均衡电路设计的LTC3300-1芯片，借助集成芯片的优势，均衡模块在电路复杂性和成本控制上有了进一步的提升。

锂电池组在使用时常常需要组合上百节单体锂离子电池，考虑到电池组分布的灵活性，整个电池组需要分成很多小的电池组分别装在不同的电池箱内，同时为了扩展容量，后续可以方便扩展新电池到电池组内，本发明采用模块化扩展的设计。整体的设计框图如图10所示。

整个系统在设计上分为了上下两级。次级MCU实现实行对本组电池进行监控的功能，包括：采集本组内各电池的电压、电流和温度等数据；将采集的所述数据反馈给主控MCU；计算各个单体电池的SOC；根据所述SOC判断是否需要进行均衡；当需要进行均衡时控制本组的均衡模块对需要进行均衡的电池进行均衡。主控MCU负责收集下级MCU反馈的数据，同时向上级的PC传输所述数据，以方便对整个电池组的数据采集和调试。主控MCU还可以将PC 发送的命令转发到对应的电池组。主控MCU的执行流程如图11所示，次级MCU的执行流程如图12所示。

采用这样的分级和模块化设计具有以下的优点：

(1)提高系统的可扩展性。锂电池组在使用的时候需要组合不同数量的电池，比如汽车厂商为了销售的需要，常常会依据不同的续航里程来对同一车型进行价格的分级，不同的续航里程需要在电池组中集成不同数量的锂电池，如果为此在同一车型采用不同的均衡控制系统，这样不仅加大了前期的研发成本，并且对于不同均衡控制系统的维护也需要投入更多的精力和成本。所以采用分级设计可以加强系统的扩展性。

(2)提高系统的实时性。每个小的电池组内的MCU仅仅只需要管理本组内的电池即可，这样大大减少了每个下级MCU的计算量，增强了均衡控制系统的实时性。

(3)提高系统的兼容性。如果在同一个大电池组需要采用不同厂商的小电池组，只需要对该小组的均衡模块重新调试或者设计，避免了对整个系统的大规模修改。

(4)增加均衡控制系统的可靠性。模块化的设计可以避免整个系统的瘫痪，当某个小电池组内的均衡模块出现故障时，其他小电池组仍能正常工作。这样既保护了其他小电池组内的电池，同时也能避免发生更严重的事故。

在具体的硬件电路方面，本发明采用如下设计方式：

电源电路

电源模块的作用是为次级的MCU提供正常工作的电源，本发明设计的电源模块的电路原理图如图13所示。次级MCU的主控芯片K64的正常工作电压在1.71V到3.6V之间，通常使用时保证芯片供电在3.3V左右，本发明的均衡系统还需要用到5V的电压。由于次级MCU和均衡模块都设置在小电池组内，所以可以直接从小电池组取电。一个小电池组通常由6个单体电池组成，每个电池的工作电压在3.0V到4.2V之间，因此小电池组的端电压在18V到25.2V 之间。本系统采用了NI公司的LM2576电压转换芯片。LM2576芯片可以接受7到40V的电压输入，输出电压5V，能驱动3A的负载，线性和负载调整能力非常强大，同时LM2576内部还集成有频率补偿器和一个固定频率振荡器，依靠很少的外部元器件就可以完成良好的电压输出。在图13中还包含了一个5V转3.3V的电路，因为K64的通常工作电压是3.3V所以需要使用一个ASM1117-3.3V稳压电源模块将5V转成3.3V输出到K64供电。电路中加入的两个电源指示灯用于指示两种电源是否正常工作。

电压采集电路

精确的电压采集电路不仅关系到电池组的正常使用和监控，也是对电池进行精确的均衡判断必要的保证。所以将锂电池串联起来形成电池组使用时，需要对电池组内每一节电池电压进行精确的电压测量。

常用于串联锂电池组的电池电压采集方式包括共模测量法和差模测量法。其中共模测量是相对于同一参考电平，用精密电阻等比例衰减的方式测量电池组的电压，然后依次相减后获得各节单体电池电压。这种方法的优点是电路简单，不过该方法的测量精度有赖于分压电阻决定，易受温度影响而产生严重的累计误差，所以该方法只适合于串联电池数少并且对测量精度要求不高的场合。对于依赖与电压计算精确SOC的场合是不适合的。

本发明中选用了差模测量的方法，该方法通过一定的方法依次选通每一节电池进行测量。该方法适合于串联电池数多，同时对精度要求比较高的场合。使用这种差模测量的方式还有一个好处是当某一路的采集出故障时，可以不影响其他通道的正常工作。此外，相比较于使用集成芯片的采集方式来说，这种分通道的测量方式在出现故障时只需要修复相应的故障通道，而不至于更换整个芯片，对于降低后期的维护费用是大有裨益的。

(1)单体电池选择电路

差模测量的方式需要能选通每个单体电池，本发明中采用了MOSFET PS7241-2A作为电压采集的单体电池选通开关。PS7241系列器件由了发光二极管(输入侧)与常开触点MOS管(输出侧)组成。每个PS7241-2A包含有两个相互独立的选通开关，该器件的特点是工作电流低，耐压值高同时具有非常快的反应速度。单体电池选通开关电路的原理图如图14所示。

图14中电阻R1～R4是限流分压电阻，用于限制测量过程中电路中电流的大小。当需要测量某一个单体电池的电压是，只需要通过K64将对应PS7241上的1、3两个引脚电平拉高，此时相应电池单体的两端电压会从PS7241的6、8两个引脚上输出。以图14中的电路为例，需要测量bat1的电压时，将PS1中的1、3引脚拉高，此时从6、8中输出的就是bat1两端的电压，其中6脚输出电池正极，8脚为电池负极。而当需要测量电池bat2时，将PS1中的 3脚和PS2中的1脚选通，从PS1的6脚和PS2的8脚输出的就是bat2两端的电压，其中PS2 的8脚是电池bat2的正极，PS1的6脚是电池bat1的负极。

(2)电压反转电路

在上面的分析中已经指出，测量bat1和bat2时，对于CAP_1和CAP_2对应的引脚上的电压是相反的，事实上所有的奇数号电池和偶数号电池在测量时电压都是相反的。因此本发明多使用了两块PS7241，设计了如图15的电压反转电路。通过此电路可以使测量奇数号电池和偶数号电池是输出相同的电压方向，方便后续的AD电路对各单体电池的电压值测量。不采用继电器的原因是，因为继电器的反应没有PS7241快，同时继电器导致的压降也会对结果的精确程度有影响。

当测试奇数号的电池时，CAP2为电池正，CAP1为电池负，此时需要控制K_AD_1置为低电压，K_AD_2为高电压，即使得图中PS5和PS6的8脚导通，而6不导通。当测试偶数号电池时，CAP1为电池正，CAP2为电池负，此时控制K_AD_1置高电平，K_AD_2置低电平，此时 PS5和PS6的6脚导通，而8不导通。通过该电路可以使得AD_P始终接到电池正极，而AD_N 始终接到电池的负极。

(3)电压-频率转换电路

电压-频率转换电路(VFC)可以把输入的电压信号转换为频率信号输出，VFC电路输出的频率信号和输入电压信号是成线性比例关系的，就是说，电压越高输出的频率也就越快。 VFC电路被广泛应用于各种电路中，包括信号调频，调相，AD转换电路等。VFC电路具有抗干扰能力强、隔离方便、性能稳定、灵敏度高和非线性误差小的优点。同时，在对模拟信号进行数字化处理时，VFC电路的分辨率和精度都是要高于AD转换的电路的，并且在相同的精度前提下VFC电路通常来说成本会更低。

本发明中设计的电压-频率转换电路有两部分构成。第一部分是运算放大电路，此部分核心是一块OP07C运算放大器。OP07C具有低噪声，非斩波稳零的特点。对于大多数的使用场景来说，OP07C不需要外部原器件来偏移调零和频率校准。此外，OP07C还具有低偏置电流，高开环增益和工作温度范围宽广的特点。为了保证VFC电路的稳定性和抗干扰能力，本发明将运算放大器的放大倍数设为了2倍。

电压-频率转换电路的第二部分就是VFC电路，该部分的核心是AD7740芯片。AD7740是一块低成本，体积极小的电压频率转换芯片。此芯片可以工作在3.0V到3.6V或者4.75V到 5.25V的电压之间，工作电流最低可达0.9mA。AD7740支持非常宽的工作温度范围，所依赖的外部原器件很少，电压转换频率精准。芯片内部集成有2.5V的基准参考，也支持使用外部输入的VDD作为参考电压。芯片还有一个同步时钟输入引脚——CLKIN，最高可以支持1MHz 的频率输入。本发明中采用K64的输出时钟作为AD7740的同步时钟，这样减少了不必要的原器件，降低电路复杂程度。

当模拟电压在0V到VREF之间变化时，AD7740的信号输出频率在0.1到0.9倍的FCLKIN 之间内线性的变化。其电压和频率的转换公式如下：

最后给出电压-频率转换电路如图16所示。

值得注意的是，OP07C需要正负电压供电，所以还需要一个反极性电路实现将+5V的电压转换成-5V的电压，用于给OP07C提供负电源。本发明中使用了MAX660电荷泵反极性开关集成稳压器实现了此功能，电路图如图17所示。

电流采集电路

精确的电流测量是使用安时法进行SOC估计时必不可少的条件，本发明中使用了霍尔电流传感器进行电流的测量。霍尔电流传感器的原理是当原边电流流过一条长导线时，在导线周围产生磁场，磁场的大小与电流的大小成正比，产生的磁场聚集在磁环内，通过磁环气隙中霍尔元件进行测量并放大输出，其输出电压就可反应出原边电流的大小。

霍尔电流传感器的优点是测量范围广，可以测量任意波形的电流和电压，甚至对于瞬态的峰值电流、电压信号都可以忠实地反映出来。霍尔电流传感器的相应速度极快，可以达到 us级的反应速度的。同时霍尔电流传感器的精度很高，可以做到优于1％的测量精度，测量线程程度也好，并且还可以长时间无故障的工作，通常可以保证长达数小时的连续工作。此外，霍尔元件可以做到很小的体积使用也方便。

本发明选择的霍尔电流传感器测量范围可达±100A，工作电压为5V。当电路中电流为零是，电压输出为2.5V；单电路中电流为-100A时，电压输出为0V；当电路中电流为100A时输出为5V。对于采用OP07C的采样电路来说，本发明采用的霍尔电流传感器的输出处于正常工作范围内。

温度采集电路

温度采集电路用于采集每个小电池组的温度值，温度对于锂电池的运行时是有较大的影响，实时的温度值一方面可以保证对锂电池SOC的估计的准确性，另一方面可以过高的温度对于系统的运行安全也是必不可少的。

本发明采用了基于NTC的热敏电阻NTC10KB3950K设计的温度采集电路实现对小电池组的温度采集，该电路具有测量精度高，结构简单同时稳定性好的特点。NTC10KB3950K精度能到 1％，在0度时电阻为32.5K，对应电压是0.29V，85度是电阻1.063K，对应电压是3.26V。电阻与电压之间的计算通过下式给出:

然后依据NTC10K-3950的电压和温度对应关系表，可以查得小电池组中的温度值。

均衡电路

均衡控制电路是本发明中的核心之一。本发明设计了一种基于LTC3300-1芯片的变压器均衡电路。LTC3300-1是一款带有故障保护的控制器IC，适用于多节电池组成的电池组进行基于变压器的双向主动均衡。该器件集成有了所有需要的栅极驱动电路、高精度电池感测、故障检测电路以及一个内置定时器的看门狗。每个LTC3300-1可以利用一个36V输入共模电压对多达6节的串联锂电池进行均衡。可以将任意选定的电池的电荷以高效率的方式在其自身与12节甚至更多的相邻电池之间来回传输。LTC3300-1带有的SPI接口，可以在不采用光耦隔离的情况下完成与多个LTC3300-1器件的串联，从而实现对长串串接电池中每节电池的电荷平衡。串联的LTC3300-1可以同时独立的运行，因此允许对电池组中的所有电池同时独立地进行均衡管理。

每个LTC3300-1对应的均衡器电路时独立运行的。变压器的原边通过一个MOS管与每个单体电池相连，变压器的副边则通过一个MOS与整个电池组相连。LTC3300-1支持两种变压器的均衡方式。一种是每个变压器都有自己的变压器原边和副边；另一种是所有变压器有自己的原边，但共用一个与电池组相连的副边。LTC3300-1上两种变压器的接法示意图如图18 所示；

图18(a)中，用于每个单体电池的均衡的变压器都有独立的原边和副边，原边通过一个MOS管链接到单体电池，副边通过一个MOS管接到电池组；图18(b)中，每个均衡变压器只有单独的原边，通过MOS管连接电池单体，副边是所有变压器共用的。考虑到正个系统的模块设计目标，以及后更加易于维护的角度，本发明采用了图18(a)中所有的形式。

LTC3300-1最多可以接入最可以对6个电池进行均衡，图19给出了其中的通道2的接法，其他路的解法与该路是类似的。图中C2引脚链接到bat2的正极，I2P，I2S分别用于测量变压器原边和副边的电流，G2P和G2S则用于控制原副边的MOS管通断。BAT+，BAT-链接到的是整个电池组的正负极。

要理解本文所述的实施例可以由硬件、软件、固件、中间件、微代码或其任意组合来实现。对于硬件实现方式，处理单元可以在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器 (DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计以执行本文所述功能的其他电子单元、或其组合内实现。当以软件、固件、中间件或微代码、程序代码或代码段来实现实施例时，可以将它们存储在诸如存储组件的机器可读介质中。

对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims

1.一种动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法，其特征在于所述方法包括如下步骤：

步骤21，获得锂电池组中各单体锂电池的SOC；

步骤22，计算电池组的极差r_soc；

步骤25，结束。

2.根据权利要求1所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法，其特征在于步骤21具体包括：

步骤11，判断电池是否处于工作状态，如果是，则进入到步骤12，如果否，则进入步骤17；

步骤15，计算SOC_i和SOC₁之间的差值e，当e的绝对值大于预设误差阈值时，进入步骤16，当e的绝对值小于等于预设误差阈值时，输出SOC_i；进入步骤11；

3.根据权利要求2所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法，其特征在于：在步骤11之前，利用插值法建立最初的SOC与OCV的对应关系表。

4.根据权利要求2所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法，其特征在于：步骤16具体包括：

S_n(i+1)＝S_n(i)-F(n，e)(0≤n≤50) (公式五)

其中，S_n(i)表示当前第i次更新后表中的值，S_n(i+1)表示第i+1次更新后表中的值，F(n，e)是修正系数，该系数是一个与n和e相关的函数，该函数采用公式六表示；

F(n，e)＝a*e*n (公式六)

5.根据权利要求4所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法，其特征在于：在SOC的不同段，a的取值不同。

6.根据权利要求1所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制方法，其特征在于：

在步骤24中，当电池进行放电均衡时，对即将进入放电截止的电池进行充电，使其SOC与其他电池的SOC保持一致，不论该电池是否处于截止带内；当电池进行充电均衡时，对即将进入充电截止的电池，启动均衡电路使得该电池的SOC在附近波动，使得最终所有电池能同时达到SOC＝1的状态。

7.一种实现权利要求1-6中任一项所述的方法的动态修正SOC的锂电池组均衡控制系统，该控制系统分别上级系统和下级系统，其中上级系统包括PC和主控MCU,下级系统包括多个子下级系统，每个子下级系统用于对一个小电池组进行均衡控制，每个子下级系统包括一个次级MCU，一个均衡模块，其特征在于：

8.根据权利要求7所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制系统，其特征在于：所述均衡模块采用双向反激式变压器。

9.根据权利要求8所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制系统，其特征在于：双向反激式变压器采用LTC3300-1芯片。

10.根据权利要求8所述的动态修正SOC的锂电池组均衡控制系统，其特征在于：

对于SOC较高需要均衡的单体电池，将该电池对应次变开关打开，断开包括初级开关在内的其他所有开关，双向反激式变压器的次级绕组中有电流通过，此时电能以磁能的形式存储在该次级绕组中；在所述电池中SOC下降到符合要求后，断开次变开关，导通初级开关，能量从次级绕组传递至初级绕组，磁能转化为电能，从而将多余的能量转移到了电池组中其他的电池内；

对于SOC较低需要均衡的单体电池，将对应初级的开关打开，断开所有次级开关，双向反激式变压器的初级绕组中有电流通过，此时电能在初级侧以磁能的形式存入到初级绕组中；当充入了足够的电能后，断开初级的开关，打开最低SOC对应的次变开关，导通该次级绕组，能量从初级绕组传递到次级绕组，磁能转回电能充入到了该电池中，单体电池的SOC回升，电池组整体SOC回复到一致的数值。