CN107819720B

CN107819720B - Iq不平衡补偿方法和装置、时域补偿器及通信设备

Info

Publication number: CN107819720B
Application number: CN201610817688.1A
Authority: CN
Inventors: 白栎旸; 程晨; 孙远航; 李彧
Original assignee: Sanechips Technology Co Ltd
Current assignee: Sanechips Technology Co Ltd
Priority date: 2016-09-12
Filing date: 2016-09-12
Publication date: 2020-04-10
Anticipated expiration: 2036-09-12
Also published as: CN107819720A; WO2018045764A1

Abstract

本发明公开了一种IQ不平衡补偿方法和装置、补偿器及通信设备。本发明实施例提供的射频通信系统的IQ不平衡补偿方法，包括：获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；根据所述交互结果，获得预定类型不平衡参数；其中，所述预定类型不平衡参数包括频率角度不平衡参数；根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器；其中，所述第一类时域补偿器用于对所述IQ不平衡中的频率角度不平衡进行补偿。

Description

IQ不平衡补偿方法和装置、时域补偿器及通信设备

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种IQ不平衡补偿方法和装置、时域补偿器及通信设备。

背景技术

如图1所示，在直接上下变频的正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)通信系统中，模拟射频电路相对于传统的中频射频电路得到了很大程度的简化，但同时芯片制造工艺的偏差对系统造成的影响也被放大，IQ不平衡是指同时传输的I路信号和Q路信号，其幅度不一致，其相位不严格满足90度正交关系，一种对通信系统性能影响较大的干扰项。这里的I路信号和Q路信号可为将同一个通信信号正交分解之后形成的两路信号。

IQ不平衡的产生主要源于两种模拟器件(101、102、103、104、106、107及108)，其一是模拟基带电路中IQ两路低通滤波器(101、102、105、106)由于工艺偏差，导致其中一路低通的极点相对于另一路发生偏移，使得IQ两路低通滤波器产生差异，从而导致通过两路滤波器的信号的幅频和相频响应存在差别。一般将相同频点下两路幅度的差异称为幅度不平衡，相位的正交差异称为角度不平衡。由于极点偏移主要表现在高频上的响应变化，因而滤波器的幅度和角度不平衡是随频率变化的，称之为频率依赖性的IQ不平衡。

另一种引入IQ不平衡的主要器件是混频器(103、104、107、108)，具体是由IQ两路的混频器的幅度增益和初相差异造成的。它的不平衡特点是不论混频器的输入信号如何，混频器的增益差和初相差都是固定的，即幅度不平衡和角度不平衡不随频率变化，因而称之为常数不平衡。

图1中的ADC表示的为模数转换器；DAC表示的为数模转换器。IQ不平衡对接收信号的误差向量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)影响很大。特别是对于高阶映射，如256-正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)等，映射星座本身较为接近，对误差的鲁棒性差，因而对EVM的要求很高，如256-QAM一般商用要求的EVM应小于-45dB。此时，如果仅使得IQ角度不平衡1°，或者幅度不平衡0.2dB，就已经无法满足该要求，而这样的偏差对于流片工艺来说是较为常见的，故如何进行IQ补偿，满足高通信质量的需求，是现有技术亟待解决的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例期望提供一种IQ不平衡补偿方法和装置、时域补偿器及通信设备，至少部分解决上述问题。

为达到上述目的，本发明的技术方案如下：

本发明实施例第一方面提供一种射频通信系统的IQ不平衡补偿方法，包括：

获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；

根据所述交互结果，获得预定类型不平衡参数；其中，所述预定类型不平衡参数包括频率角度不平衡参数；

根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器；其中，所述第一类时域补偿器用于对所述IQ不平衡中的频率角度不平衡进行补偿。

基于上述方案，所述根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器，包括：

依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应FIR滤波器的抽头个数；

依据所述频率角度不平衡参数，计算每一个所述抽头的抽头系数；

根据所述抽头个数，确定所述FIR滤波器中依次串联的D触发器的个数；

确定所述FIR滤波器对输入信号的延迟时间；

确定第一延迟器和第二延迟器；其中，所述第一延迟器和所述第二延迟器的延迟时间均等于所述FIR滤波器对所述输入信号的延迟时间；

将一个所述FIR滤波器与所述第一延迟器并联后，与第一加法器相连，形成用于I路信号传输的第一传输路径；

将一个所述FIR滤波器与一个乘法系数为-1的乘法器，并与所述第二延迟器相连后，与第二加法器相连，形成用于Q路信号传输的第二传输路径。

基于上述方案，所述依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数，包括：

当所述采样率与所述OFDM数据带宽相等时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；

所述依据所述频率角度不平衡参数，计算每一个所述抽头的抽头系数，包括：

依据如下公式计算所述抽头系数；

m(3)＝0；

所述m(1)为第1个抽头系数；所述m(2)为第2个抽头系数；所述m(3)为第3个抽头系数；所述m(4)为第4个抽头系数；所述m(5)为第5个抽头系数；

所述w表示OFDM数据带宽中正半频所包含的各子载波序号；所述N是指OFDM系统中总的子载波个数的一半；所述P(w)为w对应频率的频率角度不平衡参数。

当所述采样率是所述OFDM数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为7；

依据如下公式计算所述抽头系数；

m(2)＝m(4)＝m(6)＝0；

其中，所述m(1)为第1个抽头系数；所述m(2)为第2个抽头系数；所述m(3)为第3个抽头系数；所述m(4)为第4个抽头系数；所述m(5)为第5个抽头系数；所述m(6)为第6个抽头系数；所述m(7)为第7个抽头系数；

所述w表示OFDM数据带宽中正半频所包含的各子载波序号；所述N是指OFDM系统中总的子载波个数的一半；所述P(w)为w对应频率的频率角度不平衡参数；所述P(N)为w等于N时对应频率的频率角度不平衡参数。

基于上述方案，所述预定类型不平衡参数还包括常数角度不平衡参数；

所述方法还包括：

根据所述常数角度不平衡参数，确定第二类时域补偿器；其中，所述第二类时域补偿器用于补偿常数依赖性不平衡。

基于上述方案，所述预定类型不平衡参数还包括频率依赖性幅度不平衡参数及常数性幅度不平衡参数；

所述方法还包括：

根据所述频率依赖性幅度不平衡参数及所述常数性幅度不平衡参数，确定第三类时域补偿器；所述第三类时域补偿器用于补偿频率依赖性幅度不平衡及常数性幅度不平衡。

基于上述方案，所述方法还包括：

依次使发射信号经过所述第二类时域补偿器、第三类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。

基于上述方案，所述方法还包括：

依次使接收信号经过所述第三类时域补偿器、第一类时域补偿器及所述第二类时域补偿器。

本发明实施例第二方面提供一种射频通信系统的IQ不平衡补偿装置，包括：

获取单元，用于获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；

获得单元，用于根据所述交互结果，获得预定类型不平衡参数；其中，所述预定类型不平衡参数包括频率角度不平衡参数；

确定单元，用于根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器；其中，所述第一类时域补偿器用于对所述IQ不平衡中的频率角度不平衡进行补偿。

基于上述方案，所述确定单元，具体用于依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应FIR滤波器的抽头个数；依据所述频率角度不平衡参数，计算每一个所述抽头的抽头系数；根据所述抽头个数，确定所述FIR滤波器中依次串联的D触发器的个数；确定所述FIR滤波器对输入信号的延迟时间；确定第一延迟器和第二延迟器；其中，所述第一延迟器和所述第二延迟器的延迟时间均等于所述FIR滤波器对所述输入信号的延迟时间；将一个所述FIR滤波器与所述第一延迟器并联后，与第一加法器相连，形成用于I路信号传输的第一传输路径；将一个所述FIR滤波器与一个乘法系数为-1的乘法器，并与所述第二延迟器相连后，与第二加法器相连，形成用于Q路信号传输的第二传输路径。

基于上述方案，所述确定单元，具体用于当所述采样率与所述OFDM数据带宽相等时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；依据如下公式计算所述抽头系数；

m(3)＝0；

所述w表示OFDM数据带宽中正半频所包含的各子载波序号；

所述N是指OFDM系统中总的子载波个数的一半；所述P(w)为w对应频率的频率角度不平衡参数。

基于上述方案，所述确定单元，具体用于当所述采样率是所述OFDM数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为7；依据如下公式计算所述抽头系数；

m(2)＝m(4)＝m(6)＝0；

所述确定单元，还用于根据所述常数角度不平衡参数，确定第二类时域补偿器；其中，所述第二类时域补偿器用于补偿常数角度不平衡。

所述确定单元，还用于根据所述频率依赖性幅度不平衡参数及所述常数性幅度不平衡参数，确定第三类时域补偿器；所述第三类时域补偿器用于补偿频率依赖性幅度不平衡及常数性幅度不平衡。

本发明实施例第三方面提供一种时域补偿器，包括：

两个FIR滤波器，其中，所述FIR滤波器的抽头个数决定于通信设备的采样率和正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系；所述抽头的抽头系数是基于频率角度不平衡参数确定的；所述FIR滤波器包括第一FIR滤波器和第二FIR滤波器；

第一延迟器，与所述第一FIR滤波器并联，延迟时间等于所述第一FIR滤波器的延迟时间；

第二延迟器，与所述第二FIR滤波器和乘法系数为-1的乘法器组成的路径并联，延迟时间等于所述第二FIR滤波器的延迟时间；

第一加法器，分别与所述第一延迟器及所述第一FIR滤波器的输出端连接，形成传输I路信号的第一传输路径；

第二加法器，分别于所述乘法器和所述第二延迟器连接的输出端连接，形成传输所述Q路信号的第二传输器。

基于上述方案，当所述采样率与所述OFDM数据带宽相等时，所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；

m(3)＝0；

基于上述方案，当所述采样率是所述OFDM数据带宽的2倍时，所述第一类时域补偿器的抽头个数为7；

m(2)＝m(4)＝m(6)＝0；

本发明实施例第四方面提供一种通信设备，，所述通信设备包括信号的发射部件；

所述发射部件包括：依据发射信号传输路径依次连接的第二类时域补偿器、第三类时域补偿器及第一类时域补偿器；

所述第二类时域补偿器，根据常数角度不平衡参数确定的；

所述第三类时域补偿器，为根据频率依赖幅度不平衡参数及常数性幅度不平衡参数设计的；

所述第一类时域补偿器为如前任意所述的第一类时域补偿器。

本发明实施例第四方面提供一种通信设备，所述通信设备还包括接收部件；

所述接收部件包括：依据接收信号传输路径依次连接的第三类时域补偿器、第一类时域补偿器及第二类时域补偿器；

所述第一类时域补偿器为如前任意所述的第一类时域补偿器；

所述第二类时域补偿器，根据常数角度不平衡参数确定的。

本发明实施例提供的IQ不平衡补偿方法和装置、时域补偿器及通信设备，利用频率角度不平衡参数确定第一类时域补偿器，这样确定出的第一类时域补偿器可以在时域上对所述频率角度不平衡参数对应的频率角度不平衡进行补偿且补偿效果好，补偿器的结构简单，且作为一个独立的补偿结构加入到现有的通信系统中，不影响通信系统中其他单元的原有结构，具有兼容性强的特点。

附图说明

图1为本发明实施例提供的一种通信系统的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的第一种射频通信系统的IQ不平衡补偿方法的流程示意图；

图3为本发明实施例提供的一种发射部件和接收部件之间交互测试信号的流程示意图；

图4为本发明实施例提供的一种不平衡参数的测试结构示意图；

图5为本发明实施例提供的一种不平衡参数的评估流程示意图；

图6为本发明实施例提供的一种确定第一时域补偿器的流程示意图；

图7为本发明实施例提供的一种第一种时域补偿器的结构示意图；

图8为本发明实施例提供的一种5抽头的FIR滤波器的结构示意图；

图9为本发明实施例提供的一种7抽头的FIR滤波器的结构示意图；

图10为本发明实施例提供的一种计算抽头系数的电路结构示意图；

图11为本发明实施例提供的一种第二类时域补偿器的结构示意图；

图12为本发明实施例提供的一种第三类时域补偿器的结构示意图；

图13为本发明实施例提供的一种发射部件的部分结构示意图；

图14为本发明实施例提供的一种接收部件的部分结构示意图；

图15为本发明实施例提供的一种射频通信系统的IQ不平衡补偿装置的结构示意图；

图16为本发明实施例提供的第二种射频通信系统的IQ不平衡补偿方法的流程示意图；

图17为本发明实施例提供的一种5抽头第三类时域补偿器的结构示意图；

图18为本发明实施例提供的一种9抽头第三类时域补偿器的结构示意图；

具体实施方式

以下结合说明书附图及具体实施例对本发明的技术方案做进一步的详细阐述。

如图2所示，本实施例提供一种射频通信系统的IQ不平衡补偿方法，包括：

步骤S110：获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；

步骤S120：根据所述交互结果，获得预定类型不平衡参数；其中，所述预定类型不平衡参数包括频率角度不平衡参数；

步骤S130：根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器；其中，所述第一类时域补偿器用于对所述IQ不平衡中的频率角度不平衡进行补偿。

在本实施例中提供一种进行IQ不平衡补偿方法，可以应用于通信系统中。在本实施例中所述频率角度不平衡参数可包括频率角度不平衡的不平衡值。

在本实施例中利用所述频率角度不平衡参数，设计的补偿器为时域补偿器，时域补偿器是在时域进行补偿的补偿器，故在本实施例中利用时域补偿器实现了对频率依赖性不平衡的简便补偿。

所述步骤S110的实现方式有多种，以下提供一种简便实现方式。

如图3所示，所述步骤S110可包括：

步骤201：测试信号控制器扫频频点，例如测试信号控制器中设定需要扫描的各频点，可以是全通信频点扫描，如果考虑扫描时间开销可以根据IQ不平衡性质仅扫描通带的二分之一频段或四分之一频段，在剩余低频段只扫描1至2个频点即可。

步骤202：发射单音IQ两路测试信号；具体可包括：测试信号控制器控制发射部件按照已设置频点逐个发射IQ两路正交的单音信号。该测试信号的传输路径如图4所示。

步骤203：对射频自反馈链路进行角度偏移；例如，利用图4中所示的角度偏移器301进行角度偏移。图4所示的系统内部自环参数估计链路增加了一个角度偏移器(301)和一个不平衡参数估计器，使用该器件可以同时对系统中任何一台独立通信机的发射部件和接收部件的IQ不平衡进行同时校准。利用不平衡参数估计器302进行不平衡参数估计。

步骤204：解析得到幅度不平衡参数和角度不平衡参数。例如，利用图4所示的不平衡参数估计器302，进行幅度不平衡参数和角度不平衡参数进行估计。

图5为上述不平衡参数估计的流程示意图，包括：

步骤411：发射正频率信号，途径角度偏移器301偏移角度为0度；

步骤412：接收部件通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R1(w)以及该频点的镜像频点响应值R1(-w)；

步骤421：发射单音镜像负频率信号，途经的角度偏移器301偏移为0度；

步骤422：在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R2(w)以及该频点的镜像频点响应值R2(-w)。

步骤431：发射同频率单音正信号，途经的角度偏移器301偏移为90度；

步骤432：在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R3(w)以及该频点的镜像频点响应值R3(-w)。

步骤441：发射镜像负频率信号，途经的角度偏移器301偏移为90度；

步骤442：在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R4(w)以及该频点的镜像频点响应值R4(-w)。

通常IQ不平衡现象具体分为四种类型：

第一类不平衡：频率依赖性角度不平衡；

第二类不平衡：常数性角度不平衡；

第三类不平衡：频率依赖性幅度不平衡；

第四类不平衡：常数性幅度不平衡。

最终获得发射部件第一类和第二类不平衡的合作用估计式如下：

接收部件第一类和第二类不平衡的合作用估计式如下：

发射部件第三类和第四类不平衡的合作用估计式如下：

接收部件第三类和第四类不平衡的合作用估计式如下：

所述w为测试信号的不平衡信箱发生的频点在OFDM数字基带中的子载波序号，该序号是一个正值。一般将OFDM数字基带中正半频所包含的各子载波频点作为w。例如一个OFDM符号拥有64个子载波，负半频有32个子载波，由低频到高频编号依次为-1～-32，而正半频也有32个子载波，由低频到高频编号依次为1～32。这里w仅指正半频的1～32号子载波，所述-w负半频的相应子载波，(·)^*表示复数共轭，Re[·]示取实部操作；I[·]表示取虚部操作。

为了表述简单，可将所述a_tx(w)和a_rx(w)统一命名为a(w)；将所述g_tx(w)和g_rx(w)统一命名为g(w)。

接下来将参数a(w)区分为第一类不平衡和第二类不平衡。区分的标准是按照模拟滤波器IQ不平衡的特征，不平衡主要集中在高频处，而在低频处几乎不发生不平衡，因此，最低频点a(1)几乎不包含第一类不平衡，其本身可以被作为第二类不平衡，下文用Pdc表示这类第二类不平衡参数。使用各频点的a(w)减去Pdc，可获得第一类不平衡，下文用P(w)表示。

如图6所示，所述步骤S130可包括：

步骤S131：依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应FIR滤波器的抽头个数；

步骤S132：依据所述频率角度不平衡参数，计算每一个所述抽头的抽头系数；

步骤S133：根据所述抽头个数，确定所述FIR滤波器中依次串联的D触发器的个数；

步骤S134：确定所述FIR滤波器对输入信号的延迟时间；

步骤S135：确定第一延迟器和第二延迟器；其中，所述第一延迟器和所述第二延迟器的延迟时间均等于所述FIR滤波器对所述输入信号的延迟时间；

步骤S136：将一个所述FIR滤波器与所述第一延迟器并联后，与第一加法器相连，形成用于I路信号传输的第一传输路径；

步骤S137：将一个所述FIR滤波器与一个乘法系数为-1的乘法器，并与所述第二延迟器相连后，与第二加法器相连，形成用于Q路信号传输的第二传输路径。

所述第一类时域补偿器包括FIR滤波器。FIR滤波器内设置有串联的一个或多个D触发器，D触发器用于进行输入信号的延时。

在本实施例中首先根据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽的带宽关系，结合平衡补偿之后要求的精确度，来确定所述抽头个数。

在步骤S132中将根据抽头个数确定D触发器的个数，一般情况下所述抽头个数减去1就等于所述D触发器的个数。所述D触发器的个数一旦确定，则与此同时所述FIR滤波器的延迟时间就确定了，通常所述FIR滤波器的延迟时间等于P*T/2或(S-1)*T/2。所述P为所述D触发器的个数，所述T为每一个所述D触发器的延迟时间；所述S为抽头个数。在本实施例中所述D触发器可选为延迟时间相等的触发器，具体应用时，可以采用规格相同的D触发器来实现。在本示例中，所述D触发器可延迟时间为一个采样时钟的延迟器件。

在本实施例中还会根据FIR滤波器的延迟时间，确定第一延迟器和第二延迟器的延迟时间。在本实施例中所述第一延迟器和所述第二延迟器可为各种电路形成的延迟器，例如，采用D触发器串联和并联形成的延迟时间等于所述FIR滤波器的延迟器。

在本实施例中所述第一类时域补偿器包括两个部分，分别是用于传输I路信号的第一传输路径和传输Q路信号的第二传输路径。

如图7所示，为本实施例提供的第一类时域补偿器的结构。显然第一延迟器和FIR滤波器501并联后，与第一加法器相连；FIR滤波器502与乘法系数为-1的乘法器相乘后，再与第二延迟器并联，最终与第二加法器相连。

图7中的FIR滤波器501和FIR滤波器502为两个完全相同的滤波器。

所述FIR滤波器的抽头个数可为任意值，例如，任意奇数值，以下分别介绍5抽头和7抽头的FIR滤波器的结构。

在一些实施例中，所述步骤S121可包括：当所述采样率与所述OFDM数据带宽相等时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5。

所述步骤S122可包括：依据如下公式计算所述抽头系数；

m(3)＝0；

所述w表示OFDM数据带宽中正半频所包含的各子载波序号；所述N是指OFDM系统中总的子载波个数的一半；所述P(w)为w对应频率的频率角度不平衡参数。所述w对应频率为子载波序号为w的频率或子载波的频率。

图8所示为5抽头FIR滤波器的一种，从D触发器的输入或输出直接引出的传输路径为所述抽头。在图8中显示有抽头1、抽头2、抽头4及抽头5；由于m(3)＝0，对应的抽头省略了抽头3。同时由于m(1)＝-m(5)；为了节省一个乘法器，利用第三加法器进行对应的加减法之后，均与乘法系数为m(1)的乘法器相乘；这样可以简化FIR滤波器的结构。在具体应用时，可以将抽头1引入一个乘法系数为m(1)的乘法器，可以将抽头5引入一个乘法系数为m(5)的乘法器；可以将抽头2引入一个乘法系数为m(2)的乘法器，可以将抽头4引入一个乘法系数为m(4)的乘法器之后，再将各个抽头的输出信号统一引入一个加法器。但是采用图8所示的结构，可以减少利用两个结构更加简单、计算效率更高的加法器替代两个结构更加复杂，计算效率更低乘法器，一方面结构更加简单，计算效率更高。

在另一些实施例中，所述步骤S121可包括：当所述采样率是所述OFDM数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为7；

所述步骤S122可包括：依据如下公式计算所述抽头系数；

m(2)＝m(4)＝m(6)＝0；

如图9所示为7抽头FIR滤波器的一种，包括6个D触发器。在图9中分别显示有抽头1、抽头3、抽头5及抽头7共4个抽头。由于m(2)＝m(4)＝m(6)＝0，故抽头2、抽头4及抽头6在图9中省略。同样因为m(1)＝-m(7)，m(3)＝-m(5)，在本实施例中为了简化FIR滤波器的结构，同时提升处理效率，利用第五加法器和第六加法器，分别省略了一个乘法器。故在具体实现时，同样可以为抽头2、抽头4及抽头6，引入到一个乘法系数等各抽头的抽头系数的乘法器相乘之后，再引入最终的加法器。

在上述技术抽头系数的过程中，要求P(w)共有N个频点的不平衡参数。而在发送单音扫频测试信号进行不平衡估计时，可能会出现仅扫描一部分频点的情况。此情况下，对于没有扫描的频点的不平衡参数采用就近复制的原则，确定没有扫描到叛逆点的不平衡参数，即将最邻近的扫描过的频点的不平衡估计值复制过来，作为本频点的不平衡估计值。

图10所示的为抽头之间的硬件结构；其中图10中的601至603为

的乘法运算；604为乘法系数为1/N的乘法运算。例如，以5抽头为例，则抽头1的601是

602是

的603是

抽头2的601是

602是

603是

在本实施例中，所述预定类型不平衡参数还包括常数角度不平衡参数；

所述方法还包括：

根据所述常数角度不平衡参数，确定第二类时域补偿器；其中，所述第二类时域补偿器用于补偿常数角度不平衡。

图11为本发明实施例提供的一种第二类时域补偿器的结构。在图11中Pdc表示的为第二类不平衡参数，即为所述常数依赖性不平衡的不平衡参数。所述第二类时域补偿器包括：乘法器1、乘法器2、加法器1和加法器2。

乘法器1与加法器2串联后，与加法器1并联；

乘法器2与加法器1串联后，与加法器2并联；

I路信号分别输入乘法器1和加法器1；Q路信号分别输入乘法器2和加法器2；加法器1出的为补偿后的I路信号；加法2输出的为补偿后的Q路信号。此处的I路信号和Q路信号都为时域信号。乘法器1和乘法器2的乘法系数都为Pdc。

在一些实施例中，所述预定类型不平衡参数还包括频率依赖性幅度不平衡参数及常数性幅度不平衡参数；所述方法还包括：根据所述频率依赖性幅度不平衡参数及所述常数性幅度不平衡参数，确定第三类时域补偿器；所述第三类时域补偿器用于补偿频率依赖性幅度不平衡及常数性幅度不平衡。

图12所示的为一种所述第三类时域补偿器的结构，包括第三延迟器和一个FIR滤波器。所述第三延迟器的延时施加等于所述FIR滤波器的延迟时间。I路信号输入所述第三延迟器，所述Q路信号输入所述FIR滤波器。此处的FIR滤波器的抽头个数和抽头系数的确定可以参见现有技术，在此就不再赘述了。总之，第三类时域补偿器可用语言对第三类不平衡和第四类不平衡的合作用g(w)进行补偿。具体的补偿方法是在信号的I路或Q路加入FIR滤波器，在另一路进行相应的延迟来实现的。故在具体实现时，也可以将I路信号输入FIR滤波器，将Q路信号输入到第三延迟器。

在通信系统中的通信设备包括发送无线信号的发射部件和接收无线信号的接收部件。

在本实施例中，所述方法还包括：依次使发射信号经过所述第二类时域补偿器、第三类时域补偿器及所述第一类时域补偿器。所述方法还包括：依次使接收信号经过所述第三类时域补偿器、第一类时域补偿器及所述第二类时域补偿器。

图13为发射部件中各类时域补偿器的连接结构，首先是第二类时域补偿器、然后是第三类时域补偿器，接着是第一类时域补偿器，然后是进行数模转换的数模转换器DAC。

值得注意的是，在图13中第三类时与补偿器中的FIR滤波器1101和第一类时域补偿器中的FIR滤波器1202是根据不同类型的不平衡参数设计的。

图14为接收部件中各类时域补偿器的连接结构，首先是进行模数转换的模数转换器ADC、然后第三类时域补偿器、接着是第一类时域补偿器，最后是第二类时与补偿器，然后是进行数模转换的数模转换器DAC。

值得注意的是，在图14中第三类时与补偿器中的FIR滤波器1201和第一类时域补偿器中的FIR滤波器1102是根据不同类型的不平衡参数设计的。

如图15所示，一种射频通信系统的IQ不平衡补偿装置，包括：

获取单元110，用于获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；

获得单元120，用于根据所述交互结果，获得预定类型不平衡参数；其中，所述预定类型不平衡参数包括频率角度不平衡参数；

确定单元130，用于根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器；其中，所述第一类时域补偿器用于对所述IQ不平衡中的频率角度不平衡进行补偿。

本实施例中所述获取单元110、获得单元120及确定单元130可对应于处理器或处理电路等。所述处理器可包括中央处理器CPU、微处理器MCU、数字信号处理器DSP、可编程阵列PLC、应用处理器AP等各种处理器。所述处理电路可包括专用集成电路。

所述处理器或专用集成电路可通过执行预定指令，完成上述功能；从而，简便确定出第一类时域补偿器。这里的确定所述第一类时域补偿器，可包括确定出第一类时域补偿器的结构和结构参数。这里的结构可包括组成器件、组成器件之间的连接结构；所述结构参数可包括前述的抽头系数，可以简便的完成至少是IQ不平衡中的频率角度不平衡补偿。

在一些实施例中，所述确定单元130，具体用于依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应FIR滤波器的抽头个数；依据所述频率角度不平衡参数，计算每一个所述抽头的抽头系数；根据所述抽头个数，确定所述FIR滤波器中依次串联的D触发器的个数；确定所述FIR滤波器对输入信号的延迟时间；确定第一延迟器和第二延迟器；其中，所述第一延迟器和所述第二延迟器的延迟时间均等于所述FIR滤波器对所述输入信号的延迟时间；将一个所述FIR滤波器与所述第一延迟器并联后，与第一加法器相连，形成用于I路信号传输的第一传输路径；将一个所述FIR滤波器与一个乘法系数为-1的乘法器，并与所述第二延迟器相连后，与第二加法器相连，形成用于Q路信号传输的第二传输路径。

所述确定单元130可对应于各种具有数字计算功能的计算器、逻辑电路或处理器等结构。

例如，所述确定单元130，具体用于当所述采样率与所述OFDM数据带宽相等时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；依据如下公式计算所述抽头系数；

m(3)＝0；

所述w表示OFDM数据带宽中正半频所包含的各子载波序号；

再例如，所述确定单元130，具体用于当所述采样率是所述OFDM数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为7；依据如下公式计算所述抽头系数；

m(2)＝m(4)＝m(6)＝0；

在一些实施例中，所述预定类型不平衡参数还包括常数角度不平衡参数；

所述确定单元130，还用于根据所述常数角度不平衡参数，确定第二类时域补偿器；其中，所述第二类时域补偿器用于补偿常数角度不平衡。

在还有一些实施例中，所述预定类型不平衡参数还包括频率依赖性幅度不平衡参数及常数性幅度不平衡参数；所述确定单元130，还用于根据所述频率依赖性幅度不平衡参数及所述常数性幅度不平衡参数，确定第三类时域补偿器；所述第三类时域补偿器用于补偿频率依赖性幅度不平衡及常数性幅度不平衡。

如图7所示，本实施例提供一种时域补偿器，包括：

两个FIR滤波器，其中，所述FIR滤波器的抽头个数决定于通信设备的采样率和正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系；所述抽头的抽头系数是基于频率角度不平衡参数确定的；所述FIR滤波器包括第一FIR滤波器和第二FIR滤波器；在本实施例中所述第一FIR滤波器为所述FIR滤波器501；所述第二FIR滤波器为FIR滤波器502。

这里的第一延迟器和第二延迟器可为各种器件组成的延迟结构，例如一个或多个D触发器连接形成的延迟器。

本实施例提供的时域补偿器即为前述第一类时域补偿器，可以对频率角度不平衡进行很好的补偿，且对与现有通信结构的兼容性强。

在一些实施例中，当所述采样率与所述OFDM数据带宽相等时，所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；

m(3)＝0；

图8所示的为5抽头的FIR滤波器的结构之一。

在一些实施例中，当所述采样率是所述OFDM数据带宽的2倍时，所述第一类时域补偿器的抽头个数为7；

m(2)＝m(4)＝m(6)＝0；

图9所示的为一种7抽头的所述FIR滤波器的结构。

如图12所示，本实施例提供一种通信设备，所述通信设备为发射部件；这里的发射部件可为发送无线信号的发射结构。所述发射部件包括：依据发射信号传输路径依次连接的第二类时域补偿器、第三类时域补偿器及第一类时域补偿器；所述第二类时域补偿器，根据常数角度不平衡参数确定的；

所述第三类时域补偿器，为根据频率依赖幅度不平衡参数及常数性幅度不平衡参数设计的；所述第一类时预补偿器为前述任一项的第一类时域补偿器。

这里的第二时域补偿器的结构可参见图11；所述第三类时域补偿器可参见图12。

在图13中FIR滤波器1101和FIR滤波器1102是基于不同不平衡参数设计的滤波器。

如图14所示，本实施例提供另一种通信设备，所述通信设备为接收部件；所述接收部件为从其他设备接收无线信号并进行无线信号处理的结构。

所述第一类时域补偿器为如上所述的第一类时域补偿器；所述第二类时域补偿器，根据常数角度不平衡参数确定的。

在图14中FIR滤波器1201和FIR滤波器1202是基于不同不平衡参数设计的滤波器。

以下结合上述任意实施例提供几个具体示例：

示例一：

场景1：OFDM映射方式为256正交振幅调制QAM，子载波间隔为0.3125MHz，数据带宽为80MHz。模拟低通滤波器极点偏移2％，混频器角度不平衡4度，混频器幅度不平衡0.5dB，数模转换器和模数转换器的采样率等于80MHz。

实施步骤可包括：在通信系统上电后，不能直接进行正常通信，而是进入系统启动状态，需要完成若干上电复位及校准工作，其中包括IQ不平衡的校准准备工作。准备工作包括，其一是确定各类IQ不平衡参数的估计工作，其二是从设计各类时域补偿器，是将IQ不平衡参数作为输入完成各补偿器的系数计算。在不平衡参数估计阶段，先给频率控制器配置需要扫描的OFDM子载波频点，一般设置为所有的通信用子载波都扫描，在本实施例中设置为0.3125MHz～40MHz，以0.3125MHz为间隔，共有128个频点。配置完成后在控制器指导下由发射部件产生单音IQ测试信号，频率为之前配置过的其中一个频点。该单音信号将经过图4所示整个路径，并在302中进行不平衡参数的估计。对于任意一个OFDM数字基带正频点序号w所对应频率的不平衡现象的估计需要发送4次单音测试信号，按照图5所示步骤进行发送，具体为：第一步发射单音正频率信号，途经的角度偏移器(301)偏移为0度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R1(w)以及该频点的镜像频点响应值R1(-w)。第二步发射单音镜像负频率信号，途经的角度偏移器偏移为0度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R2(w)以及该频点的镜像频点响应值R2(-w)。第三步发射同频率单音正信号，途经的角度偏移器偏移为90度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R3(w)以及该频点的镜像频点响应值R3(-w)。第四步发射镜像负频率信号，途经的角度偏移器偏移为90度，在接收端通过快速傅里叶变换获得该单音正频点的响应值R4(w)以及该频点的镜像频点响应值R4(-w)。

最终利用前述任意公式计算抽头系数，设计第一类时域补偿器、第二类时域补偿器及第三类时域补偿器，最终形成如图13和图14所示的接收部件和发射部件。

示例二：

场景2：OFDM映射方式为256QAM，子载波间隔为0.3125MHz，数据带宽为80MHz。模拟低通滤波器极点偏移0.2％，混频器角度不平衡4度，混频器幅度不平衡0.5dB，数模转换器和模数转换器的采样率等于160MHz。

实施步骤可包括：基本的流程同场景1一致。也是在上电初始化状态进入校准准备流程，包括不平衡参数估计流程和补偿器参数计算流程，完成后可切换至正常通讯状态。实施上的不同之处在于第一类时域补偿器的设计方法。第一类时域补偿器的结构仍为图7所示结构，但图中501和502的FIR滤波器结构由图8所示的5抽头结构变为图9所示的7抽头结构。

其中，w是正的子载波序号，本例中是1～128，P(w)指第一类不平衡在w频点上的估计值。式中N是指OFDM系统中总的子载波个数(包括有用子载波和无效子载波)的一半，所谓总的子载波个数一般表现为FFT或IFFT的点数。

示例三：

如图16所示，本示例提供一种IQ不平衡补偿方法包括：校准准备阶段和实时补偿阶段。

所述校准准备阶段包括

步骤201：测试信号控制器扫描频点；

步骤202：发射但因IQ两路测试信号；

步骤203：对射频自反馈链路进行角度偏移；

步骤204：解析达到幅度不平衡和角度不平衡；

步骤205：将角度失配区分为第一类不平衡和第二类不平衡；

步骤206：使用第一类不平衡参数设计第一类时域补偿器；

步骤207：使用第二类不平衡参数设计第二类时域补偿器；

步骤208：使用幅度不平衡参数设计第三类时域补偿器。

这里的第一类时域补偿器、第二类时域补偿器及第三类时域补偿器为通信系统中设备，通过执行预定操作完成的自动设计。

所述实时补偿阶段包括：

在发射部件中的补偿方法依次包括：

步骤209：在时域上使用第二类补偿器补偿第二类不平衡；

步骤210：在时域上使用第三类补偿器补偿第三类不平衡和第四类不平衡；

步骤211：在时域上使用第一类补偿器补偿第一类不平衡。

在接收部件中的补偿方法依次包括：

步骤212：在时域上使用第三类补偿器补偿第三类不平衡和第四类不平衡；

步骤210：在时域上使用第一类补偿器补偿第一类不平衡；

步骤211：在时域上使用第二类补偿器补偿第二类不平衡。

本发明实施例可完全在时域上对发射和接收系统中模拟基带低通滤波器和模拟混频器所引入的具有不同特征的IQ不平衡现象进行补偿。对于随频率单调变化的幅度和角度不平衡现象，可获得好的补偿效果。本发明实施例可以作为一个独立的IQ不平衡补偿模块加入系统，并不会影响通信系统中其他部分的原有设计。本发明还公开了一种时域上对IQ不平衡进行补偿的装置。

本示例还体用一种第三类时域补偿器的设计方法及第三类时域补偿器。所述方法包括：

根据所述频率依赖性幅度不平衡参数及所述常数性幅度不平衡参数的合作用不平衡参数；

依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定第三类时域补偿器中有限冲击响应FIR滤波器的抽头个数；

依据所述D触发器的个数确定所述FIR滤波器对输入信号的延迟时间；

确定与所述FIR滤波器并联的延时器；所述延时器的延迟时间等于所述FIR对输入信号的延时时间；

根据所述合作用不平衡参数，确定所述FIR滤波器的各个所述抽头的抽头系数；

利用所述第三类时域补偿器对所述频率依赖性幅度不平衡和常数性幅度不平衡进行补偿。

以下分别接收5抽头和9抽头的第一类时域补偿器的确定方法。

例如，当所述采样率与所述OFDM数据带宽相同时，确定所述第三类时域补偿器的抽头个数为5；

依据如下公式确定所述抽头系数；

其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数；所述w表示OFDM数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为在所述w对应的频率上的合作用不平衡参数；所述N为所述OFDM基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用不平衡参数；所述g(N)为子载波序号N对应的频率上的合作用不平衡参数。

图17为本发明实施例提供第一类时域补偿器中5个抽头的FIR滤波器，包括4个依次串联的D触发器。由于h(1)等于h(5)，且h(2)等于h(4)，为了减少乘法器的应用，利用加法器将第1抽头和第5抽头的传输数据相加后，再利用乘法器乘以h(1)或h(5)；利用加法器将第2抽头和第4抽头的传输数据相加后，再利用乘法器乘以h(2)或h(4)。这样就利用两个加法器，替代了两个乘法器，一方面由于乘法器本身比加法器结构复杂，运算也更复杂，显然简化了第一类时域补偿器的结构。在具体的实现时，也可以各个抽头分别与一个乘法系数等于对应抽头系数的乘法器相乘之后，乘积再相加输出；不局限于图7所示的结构。

当所述采样率与所述OFDM数据带宽的2倍时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为9；

依据如下公式确定所述抽头系数；

h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0

其中，所述h(1)为第1个抽头系数；所述h(2)为第2个抽头系数；所述h(3)为第3个抽头系数；所述h(4)为第4个抽头系数；所述h(5)为第5个抽头系数、所述h(6)为第6个抽头系数；所述h(7)为第7个抽头系数；所述h(8)为第8个抽头系数；所述h(9)为第9个抽头系数；

所述w表示OFDM数据带宽中正半频所包含的子载波的子载波序号；所述g(w)为所述w对应的频率上的合作用不平衡参数；所述N为所述OFDM基带的总子载波个数的一半；所述g(0)为子载波序号0对应的频率上的合作用不平衡参数；所述g(N)为子载波序号N对应的频率上的合作用不平衡参数。

图9为本实施例提供的一种第三类时域补偿器中9抽头FIR滤波器。由于h(2)＝h(4)＝h(6)＝h(8)＝0，故在图18中省略了对应的抽头。由于第1抽头和第9抽头的抽头系数相等；第3抽头和第7抽头的抽头系数等，为了减少乘法器的使用，以减法所述第一类时域补偿器的结构和计算复杂度，在本实施例中第1抽头和第9抽头的传输数据通过加法器相加之后，利用同一乘法器乘上第1抽头或第9抽头的抽头系数；将第3抽头和第7抽头的传输数据利用一个加法器相加后，再利用一个乘法器与第3抽头或第7抽头的抽头系数相乘。值得注意的是，在具体的实现过程中还可以将各个抽头的传输数据利用乘法器与对应的抽头系数相乘之后，将将各个乘积相加输出，不局限于图18所示的FIR滤波器。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的设备和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，如：多个单元或组件可以结合，或可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另外，所显示或讨论的各组成部分相互之间的耦合、或直接耦合、或通信连接可以是通过一些接口，设备或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性的、机械的或其它形式的。

上述作为分离部件说明的单元可以是、或也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是、或也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，也可以分布到多个网络单元上；可以根据实际的需要选择其中的部分或全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理模块中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：移动存储设备、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims

1.一种射频通信系统的IQ不平衡补偿方法，其特征在于，包括：

获取发射部件和接收部件之间测试信号的交互结果；

根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器；其中，所述第一类时域补偿器用于对所述IQ不平衡中的频率角度不平衡进行补偿；

所述根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器，包括：

确定所述FIR滤波器对输入信号的延迟时间；

将一个所述FIR滤波器与一个乘法系数为-1的乘法器相乘，并与所述第二延迟器相连后，与第二加法器相连，形成用于Q路信号传输的第二传输路径。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数，包括：

依据如下公式计算所述抽头系数；

m(3)＝0；

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

依据如下公式计算所述抽头系数；

m(2)＝m(4)＝m(6)＝0；

4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于，

所述预定类型不平衡参数还包括常数角度不平衡参数；

所述方法还包括：

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

所述预定类型不平衡参数还包括频率依赖性幅度不平衡参数及常数性幅度不平衡参数；

所述方法还包括：

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述方法还包括：

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，

所述方法还包括：

8.一种射频通信系统的IQ不平衡补偿装置，其特征在于，包括：

确定单元，用于根据所述频率角度不平衡参数，确定第一类时域补偿器；其中，所述第一类时域补偿器用于对所述IQ不平衡中的频率角度不平衡进行补偿；

所述确定单元，具体用于依据通信设备的采样率与正交频分复用OFDM数据带宽之间的关系，确定所述第一类时域补偿器中有限冲击响应FIR滤波器的抽头个数；依据所述频率角度不平衡参数，计算每一个所述抽头的抽头系数；根据所述抽头个数，确定所述FIR滤波器中依次串联的D触发器的个数；确定所述FIR滤波器对输入信号的延迟时间；确定第一延迟器和第二延迟器；其中，所述第一延迟器和所述第二延迟器的延迟时间均等于所述FIR滤波器对所述输入信号的延迟时间；将一个所述FIR滤波器与所述第一延迟器并联后，与第一加法器相连，形成用于I路信号传输的第一传输路径；将一个所述FIR滤波器与一个乘法系数为-1的乘法器相乘，并与所述第二延迟器相连后，与第二加法器相连，形成用于Q路信号传输的第二传输路径。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，

所述确定单元，具体用于当所述采样率与所述OFDM数据带宽相等时，确定所述第一类时域补偿器的抽头个数为5；依据如下公式计算所述抽头系数；