CN107623456A - 基于mmc的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法,变压器包括输入级为高压交流级，用于由高压工频交流到高压直流与低压高频交流的电能变换；两个输出级分别为高压直流级与低压直流级，用于将高压交流级变换后的高压直流与低压高频交流电能转换成高压直流电压与低压直流电压并输出；控制方法包括：对高压交流级以低压直流级输出电压或子模块电容平均电压为电压外环反馈量，以高压交流级电流为内环反馈量进行双闭环控制，在高压交流级的输出调制波中叠加高频方波信号分量，以获得高压交流级输出高压直流电压与低压高频直流电压；本发明从高压交流到低压直流仅有两级结构，节省了大量器件，有助于提高变压器整体效率与可靠性，降低成本。

Description

基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法，属于电力系统的技术领域。

背景技术

随着可再生能源发电的迅速发展、直流类负荷的增多，传统的工频变压器由于缺少智能控制环节以及直流变换端口，已经不足以应对现代电力系统的要求与挑战。并且工频变压器体积庞大，重量较大，要求了较大的占地面积。而随着半导体器件的迅速发展，提出了一种基于大功率电力电子变流技术的新型智能变压器，不仅可以减小变压器的重量体积，并且可以提供多种交直流端口，具有灵活多变的可控性，方便了各种分布式能源、储能和负荷的灵活接入，为高效地解决当今电网面临的诸多难题提供了可能。

目前已有很多学者提出了多种电力电子变压器拓扑结构，但一般都是利用模块化多电平变流器或者级联全桥的拓扑结构，将高压交流电整流变换成高压直流电，再使用多个DC-DC变换器串并联的结构对高压直流电降压为低压直流电。这些电力电子变压器拓扑电能转换级数较多，使用了较多的功率器件，导致损耗较大，并且多个直流变换器串并联存在环流问题需要抑制，直流转换级的控制复杂。成本较高，控制复杂，可靠性不高，功率密度不高，很难实现大规模的使用。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术的不足，提供一种基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法，解决电力电子变压器拓扑电能转换级数较多，使用了较多的功率器件，导致损耗较大，并且多个直流变换器串并联存在环流问题需要抑制的问题。

本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：

基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑,包括由输入级和两个输出级组成，其中所述输入级为高压交流级，用于由高压工频交流到高压直流与低压高频交流的电能变换；所述两个输出级分别为高压直流级与低压直流级，用于分别将高压交流级变换后的高压直流与低压高频交流电能转换成高压直流电压与低压直流电压并输出；其中，所述高压交流级由采用三相桥臂的模块化多电平变流器组成，所述每相桥臂由上下两个半桥臂组成，且每个半桥臂由N个半桥子模块或全桥子模块与一个桥臂电感串联构成；所述每相桥臂的上下桥臂的中间点分别经滤波电感连接至中高压交流电网，且将并联三相桥臂后的两个端口作为高压交流级输出端口。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述高压直流级包括陷波器与高压直流储能电容，所述陷波器的一个端口与高压交流级的其中一个输出端口串联，且在高压交流级另一输出端口与陷波器的另一端口间作为高压直流级输出端口，以及在高压直流级输出端口间并联高压直流储能电容。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述陷波器由滤波电感与滤波电容并联组成。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述低压直流级包括隔直电容、高频隔离变压器、H桥电路与低压直流储能电容，其中所述两个高压交流级输出端口串联隔直电容后连接至高频隔离变压器的一次侧端口，且高频隔离变压器的二次侧端口连接H桥电路的第一、二桥臂中间点；所述H桥电路输出端口并联低压直流储能电容后为低压直流级输出端口。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述两个输出级还包括低压交流级，该低压交流级包括带通滤波电路和低压交流级电路；所述高频隔离变压器的二次侧端口串联带通滤波电路，及在H桥电路的第一与第二桥臂中间点处并联低压交流级电路；所述低压交流级电路由低压交流滤波电感与低压交流滤波电容串联构成，且将低压交流滤波电容的两端作为低压交流输出端口。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述H桥电路由两对串联的开关管并联组成。

一种基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑的控制方法，包括以下步骤：

对所述高压交流级以低压直流级输出电压或子模块电容平均电压为电压外环反馈量，以高压交流级电流为内环反馈量进行双闭环控制得到三相桥臂基本调制信号，并在高压交流级的输出调制波中叠加高频方波信号分量，以获得高压交流级输出高压直流电压与低压高频直流电压；分别将高压交流级输出的高压直流与低压高频交流电能转换成高压直流电压与低压直流电压并输出；

并且，当功率在高压交流级与低压直流级之间传输时，控制所述低压直流级产生与所叠加高频方波信号分量同频同相位的电压波形。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案，所述方法中进行双闭环控制，具体为：

根据采样的高压交流级的三相交流电压与三相交流电流进行PLL锁相得到相位角，并分别对三相交流电压与三相交流电流变换得到各自在d轴与q轴分量；

将低压直流级输出电压或子模块电容平均电压为电压外环反馈量，与给定电压比较，经电压环PI调节后作为d轴电流环的基准值；将得到d轴电流环的基准值与三相交流电流d轴分量比较后的差值，经PI调解后得到d轴输出值；将设定的q轴电流环基准值与三相交流电流q轴分量比较后的差值，经PI调解后得到q轴输出值；对所得到的d轴输出值和q轴输出值解耦运算得到基本调制信号的d轴与q轴分量，经dq反变换得到三相基本调制信号；

在三相基本调制信号中注入高频方波信号得到模块化多电平变流器的调制信号；

根据采样的高压交流级中模块化多电平变流器子模块的电容电压分别与给定基准值进行比较，并将比较后的输出经过PI调节后与得到的模块化多电平变流器的调制信号相加，作为该子模块的最终调制信号，以均衡子模块电容电压并调节电力电子变压器输出。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：还包括对高压交流级进行环流抑制。

进一步地，作为本发明的一种优选技术方案：所述对高压交流级进行环流抑制，具体为：

对模块化多电平变流器的三相桥臂和输出端口的电流进行采样和处理，确定桥臂的环流控制输入；根据所确定的桥臂的环流控制输入进行运算及变换得到三相桥臂调制信号的环流抑制补偿信号；

利用模块化多电平变流器进行双闭环控制得到的三相桥臂基本调制信号减去环流抑制补偿信号得到带有环流抑制效果的三相桥臂调制信号。

本发明采用上述技术方案，能产生如下技术效果：

本发明提供的一种基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法，减少了原有电力电子变压器中的高压直流到低压直流的电能转换，从高压交流到低压直流仅有两级结构，节省了大量器件，有助于提高变压器整体效率与可靠性，降低成本；并且该电力电子变压器还具有高压直流端口，可以提供高压直流电压。此外，低压直流级H桥可以实现零电流关断，减小了低压直流级开关器件的电流应力，提高了传输效率。

附图说明

图1为本发明提出的基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑的电路拓扑图。

图2a为本发明提出的模块化多电平变流器的一种单个子模块拓扑图。

图2b为本发明提出的模块化多电平变流器的另一种单个子模块拓扑图。

图3为本发明提出的带有低压交流端口的新型电力电子变压器拓扑。

图4为本发明提出的新型电力电子变压器的控制方法的原理示意图。

图5a为本发明提出子模块均压策略控制的一种方法。

图5b为本发明提出带有环流抑制效果的子模块均压策略控制的一种方法。

图6为本发明提出的带有低压交流端口的新型电力电子变压器拓扑的H桥控制方法。

图7为本发明提出的新型电力电子变压器的低压直流级输出电压波形。

图8为本发明提出的新型电力电子变压器的高压交流侧A相电压电流波形。

图9为本发明提出的新型电力电子变压器的高压交流级输出H₁H₂端口电压波形。

具体实施方式

下面结合说明书附图对本发明的实施方式进行描述。

如图1所示，本发明提出一种基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑，包括由输入级和两个输出级组成，其中所述输入级为高压交流级，用于由高压工频交流到高压直流与低压高频交流的电能变换；所述两个输出级分别为高压直流级与低压直流级，用于分别将高压交流级变换后的高压直流与低压高频交流电能进一步转换成高压直流电压与低压直流电压并输出。

其中，所述高压交流级由半桥子模块与全桥子模块混联型型模块化多电平变流器组成，其模块化多电平变流器的子模块类型并不固定，可以由部分全桥子模块和部分半桥子模块混合组成，其结构分别如图2a和图2b所示，但不固定于一种子模块类型；本实施例中，模块化多电平变换器共有三相六桥臂，每相桥臂由上下两个半桥臂组成且每个半桥臂由N个半桥子模块或全桥子模块SM₁～SM_N与一个桥臂电感L_arm串联构成；所述每相桥臂的上下桥臂的中间点A、B、C分别连接至中高压交流电网，且将并联三相桥臂后的两个端口H₁、H₂作为高压交流级输出端口。

所述高压直流级包括陷波器与高压直流储能电容C_oh，所述所述陷波器的一个端口与高压交流级的一输出端口串联，且将高压交流级另一输出端口与陷波器的另一端口间作为高压直流级输出端口，在高压直流级输出端口间并联高压直流储能电容。优选地，陷波器由滤波电感L_f与滤波电容C_f并联组成，陷波器起滤除高压直流级输出电能中的低压高频分量的作用。高压直流储能电容C_oh起到稳定高压直流端口电压的作用。通过一个由滤波电感L_f与滤波电容C_f并联构成的陷波器，滤除模块化多电平变流器输出波形中的高频方波，在获得高压直流端口得到一个高压直流电压。

所述低压直流级包括隔直电容C_r、高频隔离变压器、H桥电路与低压直流储能电容C_ol，其中所述两个高压交流级输出端口H₁、H₂串联隔直电容C_r后连接至高频隔离变压器的一次侧端口Y₁、N₁，且高频隔离变压器的二次侧端口Y₂、N₂连接H桥电路的第一、二桥臂中间点M、N；所述H桥电路输出端口并联低压直流储能电容C_ol后为低压直流级输出端口。其中，所述H桥电路可由若干组H桥并联组成，本实施例中采用单个H桥结构，由两对串联的开关管并联组成；隔直电容C_r一方面起到滤除高压交流级输出中的高压直流分量的作用，另一方面与高压交流级桥臂电感L_arm构成谐振电路，辅助低压直流级H桥电路实现零电流关断；高频隔离变压器起到电气隔离与高频交流电压的电压变换的作用；H桥电路则实现了有低压高频交流到低压直流电压的转换；低压直流储能电容C_ol起到稳定低压直流端口电压的作用。

通过低压直流级隔直电容C_r滤除多电平变流器中高压直流电压，在高频变压器一次侧获得低压高频电压波形。通过低压直流级H桥电路整流，可在低压直流端口获得低压直流电压。并且，由模块化多电平变换器的桥臂电感与低压直流级隔直电容构成谐振电路，控制低压直流级H桥电路产生与高频变压器一次侧方波同频同相位的方波，使得低压直流级H桥电路的开关器件工作在零电流关断模式下，可有效减小开关器件的开关损耗。

所述的电力电子变压器中低压直流级隔直电容C_r与模块化多电平变流器桥臂电抗构成串联谐振电路，高压直流级滤波电感与滤波电容构成陷波器。桥臂电抗L_arm与隔直电容C_r的谐振频率f_r需要满足与模块化多电平变流器调制信号中注入的高频方波信号u_squ的频率f_squ相等，即满足式(1)。

本发明也可以使用其他的模块或器件代替桥臂电抗L_arm与隔直电容C_r构成串联谐振电路，也可以使用其他的模块或方法实现高压直流级陷波器的滤波作用。

本发明所述的电力电子变压器所采用的模块化多电平变流器实例的单个模块拓扑如图2a所示，为半桥结构，由两个开关管Q₁、Q₂与储能电容组成。也可为全桥结构，如图2b所示，由四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄与储能电容组成。

所述的电力电子变压器的拓扑结构也可以做以下改进，增加额外的低压交流端口。即所述两个输出级还包括低压交流级，该低压交流级包括带通滤波电路和低压交流级电路。

如图3所示，在低压直流级添加额外的低压交流级，合称为低压级，需要在原有的电路拓扑中做以下改进：在高频隔离变压器的二次侧端口Y₂、N₂串联额外的谐振电感L_r2与谐振电容C_r2构成带通滤波电路，在低压级H桥电路第一桥臂与第二桥臂中间点处并联低压交流级电路。低压交流级电路主要由低压交流滤波电感L_{f_acl}与低压交流滤波电容C_{o_acl}串联构成，电容C_{o_acl}两端作为低压交流输出端口。

在此基础上，本发明还提出一种基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑的控制方法，所述的控制方法分为高压交流级与低压直流级的两个控制部分，包括以下步骤：

对所述高压交流级以低压直流级输出电压或子模块电容平均电压为电压外环反馈量，以高压交流级电流为内环反馈量进行双闭环控制得到三相桥臂基本调制信号，并在该三相桥臂基本调制信号中叠加高频方波信号分量，以使得高压交流级输出高压直流电压与低压高频直流电压；分别将高压交流级输出的高压直流与低压高频交流电能转换成高压直流电压与低压直流电压并输出。

并且，在功率在高压交流级与低压直流级之间传输时，控制所述低压直流级产生与所叠加高频方波信号分量同频同相位的电压波形。即低压直流级控制H桥电路产生与所叠加高频方波信号同频同相位的电压波形，通过模块化多电平变流器桥臂电抗与隔直电容构成的谐振回路，在高频隔离变压器两侧产生高频正弦电流，使H桥开关管均工作于零电流关断状态。

如图4所示，本方法具体控制包含以下步骤：

步骤(1)：对高压交流级三相电压与三相电流进行采样，通过对三相交流电压进行PLL锁相得到相位角θ。对三相交流电压进行dq变换得到三相电压的d轴与q轴分量为u_d、u_q，对三相交流电流进行dq变换得到三相电流的d轴与q轴分量为i_d、i_q。

将低压直流级输出电平u_dcl或子模块电容电压平均值u_{c_average}为电压外环的反馈量，与给定电压u_{dcl_ref}进行比较，经电压环PI调节后作为d轴电流环的基准值值i_{d_ref}；将得到的d轴电流环基准值i_{d_ref}与三相交流电流d轴分量i_d比较后的差值，经PI调解后得到输出值i_{d_PI}；将q轴电流环基准值设为0，与三相交流电流q轴分量i_q比较后的差值，经PI调解后得到输出值i_{q_PI}。

对所得i_{d_PI}与i_{q_PI}值进行解耦运算，其解耦方法如式(2)、(3)所示，得到基本调制信号的d轴与q轴分量i_{d_out}与i_{q_out}。其中ω为电网电压的角频率，为100πrad/s，L为高压交流侧的滤波电感。对i_{d_out}与i_{q_out}进行dq反变换得到三相桥臂基本调制信号u_a0、u_b0、u_c0。

i_{d_out}＝-i_{d_PI}+i_q*ωL+u_d (2)

i_{q_out}＝-i_{q_PI}-i_d*ωL+u_q (3)

步骤(2)：在(1)中所得的三相桥臂基本调制信号u_a0、u_b0、u_c0中注入高频方波信号u_squ得到模块化多电平变流器的调制信号u_{a_ref}、u_{b_ref}、u_{c_ref}，注入方波频率的幅值大小决定了低压直流端口的电压输出，高压直流端口电压与高压交流级模块化多电平变换器的子模块数量与类型，及子模块电容电压有关。

步骤(3)：如图5a所示，对高压交流级模块化多电平变流器子模块中的电容电压进行采样，分别为u_a1、u_a2……u_aN，u_b1、u_b2……u_bN，u_c1、u_c2……u_cN，将子模块电容电压分别与给定基准值u_ave进行比较，输出经过PI调节后与模块化多电平变流器的调制波u_{a_ref}、u_{b_ref}、u_{c_ref}相加，作为该子模块的最终调制信号u_{a1_m}、u_{a2_m}……u_{aN_m}，u_{b1_m}、u_{b2_m}……u_{bN_m}，u_{c1_m}、u_{c2_m}……u_{cN_m}。结合载波移相控制获得每个子模块的PWM驱动信号，以均衡子模块电容电压并调节电力电子变压器输出。

步骤(4)：对低压直流级控制，其步骤如下：当功率由高压交流侧传向低压直流侧时，低压直流级H桥开关器件处于关闭状态，利用H桥IGBT反并联的二极管进行整流，使变压器二次侧方波电压波形与(2)中高频方波信号u_squ同频同相位；当功率由低压直流侧传向高压交流测时，使用固定50％占空比对低压直流级H桥进行控制，同样使变压器二次侧方波电压与(2)中高频方波信号u_squ同频同相位。

所述的电力电子变压器的控制方法中下列方法也可使用，替代或添加在上述步骤中：

本发明的方法中高压交流级半桥子模块与全桥子模块混联型模块化多电平变流器的控制中可添加额外的环流抑制步骤。其步骤如下：

对模块化多电平的六个半桥臂的电流进行采样，分别为i_au、i_al、i_bu、i_bl、i_cu、i_cl，采样高压交流级输出端口H₁、H₂处的电流为i_ac。将i_au、i_al求和后乘以1/2作为A相桥臂环流控制输入i_{a_cir}，将i_bu、i_bl求和后乘以1/2作为B相桥臂环流控制输入i_{b_cir}，将i_cu、i_cl求和后乘以1/2作为C相桥臂环流控制输入i_{c_cir}。将i_{a_cir}、i_{b_cir}、i_{c_cir}减去1/3的i_ac后进行dq变换，dq变换的相位角θ_cir为高压交流侧相位角的2倍，dq变换输出为i_{d_cir}、i_{q_cir}。环流抑制环中环流d轴分量与q轴分量的基准值均为0，将d轴与q轴分量与基准值比较，经过PI调节的输出为i_{d_cir_PI}、i_{q_cir_PI}。对所得的i_{d_cir_PI}、i_{q_cir_PI}量进行解耦运算，其解耦方法如式(4)、(5)所示。对解耦后的输出i_{d_cir_out}与i_{q_cir_out}进行dq反变换后得到三相桥臂调制信号的环流抑制补偿信号，分别为i_{a_cir_add}、i_{b_cir_add}、i_{c_cir_add}。在模块化多电平变流器的调制信号u_{a_ref}、u_{b_ref}、u_{c_ref}中相应的减去环流抑制补偿信号i_{a_cir_add}、i_{b_cir_add}、i_{c_cir_add}可得到带有环流抑制效果的三相桥臂调制信号u_{a_last}、u_{b_last}、u_{c_last}，达到抑制三相桥臂间环流的效果。

i_{d_cir_out}＝i_{d_cir_PI}+i_{q_cir}*2ωL_arm (4)

i_{q_cir_out}＝i_{q_cir_PI}-i_{d_cir}*2ωL_arm (5)

若使用该环流抑制策略，则上述步骤(3)的内容应改为：如图5b所示，对高压交流级模块化多电平变流器子模块中的电容电压进行采样，分别为u_a1、u_a2……u_aN，u_b1、u_b2……u_bN，u_c1、u_c2……u_cN，将子模块电容电压分别与给定基准值u_ave进行比较，输出经过PI调节后与模块化多电平变流器的调制波u_{a_last}、u_{b_last}、u_{c_last}相加，作为该子模块的最终调制信号u_{a1_m}、u_{a2_m}……u_{aN_m}，u_{b1_m}、u_{b2_m}……u_{bN_m}，u_{c1_m}、u_{c2_m}……u_{cN_m}。结合载波移相控制获得每个子模块的PWM驱动信号。

并且，针对上面所述在低压直流级添加额外的低压交流级的改进，相应的控制方法如图6所示，具体步骤如下：

在步骤(2)中向三相桥臂基本调制信号u_a0、u_b0、u_c0中注入高频交流信号u_{ac_high}；

在步骤(4)中的低压级H桥电路的控制方式为：如图6所示，对低压直流输出电压u_dcl进行采样，与电压直流给定电压做差后经过PI调节后乘以与叠入高频交流信号u_{ac_high}同频同相位的单位交流信号。将结果与变压器副边电流i_s做差后经过PI调节，输出低压直流级调制信号。将交流电压给定u_{acl_ref}与低压交流输出电压u_acl做差，经PI调节后作为电流i_acl的给定，两者的差值经PI调节得到低压交流调制信号。将低压交流调制信号减去低压直流调制信号，得到低压级H桥调制信号u_H。

在采用该方法进行控制时，可以在不增加额外开关管的情况下，获得额外的低压交流电压输出，有利于减小开关管数量。

如图7、图8、图9所示，经matlab仿真，本发明所提出的高功率密度电力电子变压器能保持低压直流级输出电压稳定以及维持高压交流级的高功率因数。在使用该控制方法时，高压交流级输出H₁H₂的电压波形如图9所示，为方波减去桥臂电抗器上的电压所得波形。

综上，本发明减少了原有电力电子变压器中的高压直流到低压直流的电能转换，从高压交流到低压直流仅有两级结构，节省了大量器件，有助于提高变压器整体效率与可靠性，降低成本。并且该电力电子变压器还具有高压直流端口，可以提供高压直流电压。此外，低压直流级H桥可以实现零电流关断，减小了低压直流级开关器件的电流应力，提高了传输效率。

上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (10)

1.基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑，其特征在于，包括由输入级和两个输出级组成，其中所述输入级为高压交流级，用于由高压工频交流到高压直流与低压高频交流的电能变换；所述两个输出级分别为高压直流级与低压直流级，用于分别将高压交流级变换后的高压直流与低压高频交流电能转换成高压直流电压与低压直流电压并输出；其中，所述高压交流级由采用三相桥臂的模块化多电平变流器组成，及所述每相桥臂由上下两个半桥臂组成且每个半桥臂由N个半桥子模块或全桥子模块与一个桥臂电感串联构成；所述每相桥臂的上下桥臂的中间点分别经滤波电感连接至中高压交流电网，且将并联三相桥臂后的两个端口作为高压交流级输出端口。

2.根据权利要求1所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑，其特征在于：所述高压直流级包括陷波器与高压直流储能电容，所述陷波器的一个端口与高压交流级的其中一个输出端口串联，且在高压交流级另一输出端口与陷波器的另一端口间作为高压直流级输出端口，以及在高压直流级输出端口间并联高压直流储能电容。

3.根据权利要求2所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑，其特征在于：所述陷波器由滤波电感与滤波电容并联组成。

4.根据权利要求1所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑，其特征在于：所述低压直流级包括隔直电容、高频隔离变压器、H桥电路与低压直流储能电容，其中所述两个高压交流级输出端口串联隔直电容后连接至高频隔离变压器的一次侧端口，且高频隔离变压器的二次侧端口连接H桥电路的第一、二桥臂中间点；所述H桥电路输出端口并联低压直流储能电容后为低压直流级输出端口。

5.根据权利要求4所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑，其特征在于：所述两个输出级还包括低压交流级，该低压交流级包括带通滤波电路和低压交流级电路；所述高频隔离变压器的二次侧端口串联带通滤波电路，及在H桥电路的第一与第二桥臂中间点处并联低压交流级电路；所述低压交流级电路由低压交流滤波电感与低压交流滤波电容串联构成，且将低压交流滤波电容的两端作为低压交流输出端口。

6.根据权利要求4所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑，其特征在于：所述H桥电路由两对串联的开关管并联组成。

7.一种基于上述任一项权利要求所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

对所述高压交流级以低压直流级输出电压或子模块电容平均电压为电压外环反馈量，以高压交流级电流为内环反馈量进行双闭环控制得到三相桥臂基本调制信号，并在该三相基本调制信号叠加高频方波信号分量，以使得高压交流级输出高压直流电压与低压高频电压；分别将高压交流级输出的高压直流与低压高频交流电能转换成高压直流电压与低压直流电压并输出；

并且，当功率在高压交流级与低压直流级之间传输时，控制所述低压直流级产生与所叠加高频方波信号分量同频同相位的电压波形。

8.根据权利要求7所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑的控制方法，其特征在于：所述方法中进行双闭环控制，具体为：

根据采样的高压交流级的三相交流电压与三相交流电流进行PLL锁相得到相位角，并分别对三相交流电压与三相交流电流变换得到各自在d轴与q轴分量；

将低压直流级输出电压或子模块电容平均电压为电压外环反馈量，与给定电压比较，经电压环PI调节后作为d轴电流环的基准值；将得到d轴电流环的基准值与三相交流电流d轴分量比较后的差值，经PI调解后得到d轴输出值；将设定的q轴电流环基准值与三相交流电流q轴分量比较后的差值，经PI调解后得到q轴输出值；对所得到的d轴输出值和q轴输出值解耦运算得到基本调制信号的d轴与q轴分量，经dq反变换得到三相桥臂基本调制信号；

在三相桥臂基本调制信号中注入高频方波信号得到模块化多电平变流器的子模块调制信号;

同时，根据采样的高压交流级中模块化多电平变流器子模块的电容电压分别与给定基准值进行比较，并将比较后的输出经过PI调节后与得到的模块化多电平变流器的调制信号相加，作为该子模块的最终调制信号，以均衡子模块电容电压并调节电力电子变压器输出。

9.根据权利要求7所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑的控制方法，其特征在于：还包括对高压交流级进行环流抑制。

10.根据权利要求9所述基于MMC的多端口电力电子变压器拓扑的控制方法，其特征在于：所述对高压交流级进行环流抑制，具体为：

对模块化多电平变流器的三相桥臂和输出端口的电流进行采样和处理，确定桥臂的环流控制输入；根据所确定的桥臂的环流控制输入进行运算及变换得到环流抑制补偿信号；

将模块化多电平变流器的双闭环控制得到的三相桥臂基本调制信号减去环流抑制补偿信号，可得到带有环流抑制效果的三相桥臂基本调制信号。