CN107546974B - 具有级联二极管电路的升压电路和逆变器拓扑 - Google Patents

Abstract

本发明总体涉及用于升压电路、逆变器和半桥电路的拓扑。用于连接至交流(AC)电源的功率因数校正(PFC)升压电路包括：用于连接至AC电源的AC输入节点(102)；用于连接至参考电位的参考电位节点(104)；以及至少第一和第二功率晶体管，其相对于彼此反向串联连接在所述AC输入节点与所述参考电位节点之间，其中第一功率晶体管(T1)反向并联连接到第一功率二极管(D5)，第二功率晶体管(T2)反向并联连接到第二功率二极管(D6)。第一二极管电路(D1、D2)连接在所述AC输入节点(102)与正输出节点(112)之间，并且包括具有不同恢复时间的第一和第二二极管元件的串联连接。

Description

具有级联二极管电路的升压电路和逆变器拓扑

技术领域

本发明总体涉及电力电子开关电路，特别地涉及采用两个或更多个受控开关的电力模块。更具体地，本发明提供了用于升压电路、逆变器和半桥电路的改进的拓扑。

在电力电子领域以及在许多应用例如用于太阳能市场的逆变器模块中，效率变得越来越重要，效率优化已成为主要的设计目标。光伏太阳能电池板通常使用脉冲宽度调制(PWM)逆变器来将由太阳能电池产生的直流(DC)电力转换成可以馈送至电网的交流(AC)电力。这些逆变器的典型的另外的应用包括它们在不间断电源(UPS)、燃料电池和风力涡轮机中的应用。此外，PWM逆变器可以用于为无功负载提供补偿，用于供电电网的谐波消除，或用作感应电动机的变速驱动器。最常用的逆变器是单相和三相无变压器型逆变器。

逆变器设计中最常用的开关元件是场效应晶体管FET，例如金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET、双极晶体管例如绝缘栅双极晶体管IGBT、双极结型晶体管BJT以及栅极可关断晶闸管GTO。传统上，MOSFET被用于低DC电压或低功率逆变器设计。IGBT被用于中高功率或高压逆变器设计。GTO被用于超高功率逆变器设计。最近的发展是所谓的超结(SJ)MOSFET，其与标准MOSFET相比具有非常低的寄生电容。SJ MOSFET具有输入和输出电容值的大约一半，这为开关损耗和驱动损耗带来了好处。

此外，本发明涉及功率因数校正(PFC)升压电路。特别地，本发明涉及一种PFC升压电路，其包括可开关功率晶体管以将电路在反激状态与正激状态之间切换。

背景技术

多年来，行业已经考虑了用于PFC升压电路的多种不同的电路布置，以便尝试在减少元件数量并且最小化功率损耗的同时最大限度地提高电源效率。布置单相PFC升压电路的传统方式依靠桥式整流装置来将AC交流电源电压整流为连续变化的DC电压源。例如，常规PFC升压电路可以包括由四个二极管元件组成的全波整流器。以串联方式设置电感元件，而在整流器输出的输出端并联设置有电容元件。控制可开关功率晶体管以在电感元件中存储能量以及将存储的能量传送至电容元件。

图1中描述了由Vincotech公司提供的已知的中性升压PFC电路。根据该拓扑，电感器连接在AC电源与第一AC输入节点102之间。第一二极管D10设置在第一AC输入节点102与第一电容器C1的第一端子之间。与第一二极管D10反向并联的第二二极管D14设置在第一AC输入节点102与第二电容器C2的第一端子之间。第一电容器和第二电容器的第二端子在第二AC输入节点104处彼此连接并且连接至地电位。两个绝缘栅双极晶体管(IGBT)T1、T2的串联电路连接在第一AC输入节点102与第二AC输入节点104之间。此外，二极管D5和D6放置在IGBT T1、T2的反激路径中以传导反向电流并且补偿双极晶体管中体二极管的缺少。两个IGBT都连接至相同的栅极驱动单元和相同的电源。

然而，在该已知电路中，需要全阻断电压作为二极管D1和D4的最大额定电压，例如1200V。当使用这样的高额定值的硅二极管时，开关频率变得太慢(通常必须达到大于4kHz的开关频率)。可替选地，可以使用昂贵的碳化硅(SiC)肖特基势垒二极管。与图1所示的PFC电路有关的问题是紧急关闭时的电位振铃。在IGBT T1、T2关断后，反向恢复电流将在相反方向对电感器L进行充电，并将在第一AC输入节点102处的电压改变为相反的DC电压。

此外，对于其他已知的电源模块电路，例如具有中性点钳位(NPC)拓扑的逆变器，需要具有高阻断电压(例如1200V)的快速升压二极管。图8至图10示出了混合电压NPC逆变器模块的常规拓扑，其中二极管需要换向DC电压的一半，但是必须在非活动半波期间阻断全部电压。换句话说，需要具有高额定电压的快速二极管，由此常规电路制造成本高。

因此，需要提供可以用更便宜的元件实现同时又安全、稳健、普遍适用的改进的PFC升压电路、NPC逆变器电路、升压电路和三相逆变器。

发明内容

该目的通过独立权利要求的主题来解决。本发明的有利实施方式为从属权利要求的主题。

本发明基于以下构思：与使用具有特定阻断电压的单个二极管相比，使用具有一半阻断电压的至少两个二极管的串联连接减少了反向恢复电荷并且因此降低了开关损耗。根据本发明，各种功率模块电路中的单个二极管被具有不同恢复速度的二极管的串联连接所代替。

根据本发明的第一有利实施方式，提供了一种用于连接至交流(AC)电源的功率因数校正(PFC)升压电路，所述PFC升压电路包括：用于连接至AC电源的AC输入节点；用于连接至参考电位的参考电位节点；用于输出正DC电压的正输出节点和用于输出负DC电压的负输出节点；以及至少第一和第二功率晶体管，其相对于彼此反向串联连接在所述AC输入节点与所述参考电位节点之间。

第一功率晶体管反向并联连接到第一功率二极管，第二功率晶体管反向并联连接到第二功率二极管。这些第一和第二功率二极管由所述第一和第二功率晶体管的体二极管形成，其中所述功率晶体管例如为MOSFET或IGBT。在功率晶体管是基于GaN制造的情况下，其中反向偏置(或二极管)操作具有稍微不同的机构，所述第一和第二功率二极管可以有利地由与所述第一和第二功率晶体管分开制造的二极管形成。例如，二极管可以与用于开关的同步整流的电路集成。

根据本发明，第一二极管电路连接在所述AC输入节点与所述正输出节点之间，其中所述第一二极管电路包括具有不同恢复时间的第一和第二二极管元件的串联连接。

通过用具有不同恢复时间的两个二极管代替传统布置的单个二极管，二极管中的一个可以有利地是快速恢复二极管，而二极管中的另一个是被优化以降低静态损耗的低压降二极管。在操作中，快速二极管在开关期间处理换向，而低压降二极管在静态阻断模式期间增加阻断能力。该操作模式例如对于典型的三电平AC/DC转换器应用即三相PFC是有利的。在一个半波期间，仅非活动二极管被加载全阻断电压。正进行换向的二极管仅面对最大电压的一半。示例性地，当与总共1200V的DC电压一起使用时，两个二极管具有600V的额定阻断电压。

根据本发明的升压PFC电路呈现改善的开关行为和提高的效率，在不使用昂贵的碳化硅技术的情况下覆盖了1200V应用。

有利地，半导体升压开关的栅极端子和发射极(或源极)端子处于相同的电压电平。因此，只需要一个栅极驱动器和电源。

此外，不需要动态对称化，因为仅DC电压的一半在换向时被切换。

对于本领域技术人员来说明显的是，根据本发明的原理，可以使用任何特定的半导体开关。例如，可以采用IGBT、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、GaN高电子迁移率晶体管(HEMT)或任何其它合适的技术。在使用场效应技术的情况下，与开关反向并联的二极管可以被体二极管和/或同步整流代替。

有利地，第一二极管元件连接在第二二极管元件与参考电位节点之间，并且包括具有小于约100ns的恢复时间的超快半导体二极管。

根据示例性实施方式，第二二极管元件包括具有小于约1V的正向压降的低压降半导体二极管。

此外，可以提供串联连接在所述第一二极管电路与所述参考电位节点之间的第一输出电容器。该电容器可以例如是包括根据本发明的PFC电路的电源模块的组成部分。

为了提供对称电路架构，在所述AC输入节点与所述负输出节点之间或在所述负输出节点与连接所述第一和第二功率晶体管的节点之间提供第二二极管电路。当连接在负输出节点与连接所述第一和第二功率晶体管的节点之间时，所述第二二极管电路包括具有不同恢复时间的两个二极管元件的串联连接。仅具有一个二极管作为第二二极管电路的布置具有少需要一个二极管的优点。

此外，可以在所述第二二极管电路与所述参考电位节点之间串联连接第二输出电容器。

通过另外提供连接在所述参考电位节点与连接第一二极管电路的两个二极管元件的节点之间的第一对称化二极管，可以有效地抑制电位振铃的问题。如果需要，也可以通过提供与对称化二极管并联的电阻器进行漏电流的对称化。此外，第二对称化二极管可以连接在所述参考电位节点与连接第二二极管电路的两个二极管元件的节点之间。

根据本发明的构思还可以有利地与具有中性点钳位(NPC)拓扑的逆变器电路一起使用。逆变器电路包括：用于连接至第一极性的DC电压的第一输入端子和用于连接至与所述第一极性相反的极性的DC电压的第二输入端子以及用于连接至参考电位的输入中性点端子。

第一输出节点连接至第一去耦电感器的第一端，第二输出节点连接至第二去耦电感器的第一端，以及提供有输出连接点以用于输出被连接至第一去耦电感器的第二端和第二去耦电感器的第二端的AC电压。在所述第一输入端子与所述第一输出节点之间耦接有第一半导体开关装置，其中在所述第二输入端子与所述第二输出节点之间耦接有第二半导体开关装置，所述第一和第二半导体开关装置每个包括串联连接的至少两个半导体开关。

根据本发明，第一二极管电路连接在所述第一输入端子与所述第一输出节点之间，第二二极管电路连接在所述第二输入端子与所述第二输出节点之间，其中所述第一和第二二极管电路每个包括具有不同恢复时间的第一和第二二极管元件的串联连接。

有利地，第一二极管元件用作必须换向一半DC电压的升压二极管，而在非活动的半波处，第二二极管元件提供所需的阻断电压。根据本发明，该第二二极管元件是不具有快速恢复功能的低压降整流二极管。特别地，所述第一和第二二极管元件额定有第一输入端子与第二输入端子之间出现的最大DC电压的一半的最大阻断电压。

分路输出拓扑改善了NPC逆变器的开关特性，特别是避免了交叉导通(cross-conduction)。根据本发明的电路使用第二整流二极管的降低的压降提供了在升压模式下的提高的效率。

此外，根据本发明的有利实施方式，可以提供可选的钳位二极管，用于改善在输入电压的极性变化时和被动阻断模式期间的对称化。特别地，逆变器电路还可以包括连接在所述输入中性点端子与连接第一二极管电路的所述两个二极管元件的节点之间的第一对称化二极管。第二对称化二极管可以连接在所述输入中性点端子与连接第二二极管电路的所述两个二极管元件的节点之间。

根据另一有利的实施方式，二极管元件中的至少一个由两个对称快速恢复二极管的串联连接形成。对于DC电压为高电压例如高于1200V的情况，本发明分成两个串联连接的二极管可能仍然是不够的，使得需要具有足够高的阻断电压(例如1200V)的缓慢的硅二极管或者昂贵的SiC肖特基势垒二极管。通过特别地将升压二极管和中性钳位二极管形成为两个对称快速恢复二极管的串联连接，可以克服该问题并且仅需要具有较低阻断电压(例如600V)的二极管。

本发明还涉及一种具有混合电压中性点钳位(NPC)拓扑的逆变器电路。该逆变器电路包括：用于连接至第一极性的DC电压的第一输入端子；用于连接至与所述第一极性相反的极性的DC电压的第二输入端子；以及用于连接至参考电位的输入中性点端子。

第一输出节点连接至第一去耦电感器的第一端，第二输出节点连接至第二去耦电感器的第一端，以及提供有输出连接点以用于输出被连接至第一去耦电感器的第二端和第二去耦电感器的第二端的AC电压。在所述第一输入端子与所述第一输出节点之间耦接有第一半导体开关装置，其中在所述第二输入端子与所述第二输出节点之间耦接有第二半导体开关装置，所述第一和第二半导体开关装置每个包括串联连接的至少两个半导体开关。第一二极管电路连接在所述第一输入端子与所述第一输出节点之间，第二二极管电路连接在所述第二输入端子与所述第二输出节之间，其中所述第一和第二二极管电路每个包括具有不同恢复时间的第一和第二二极管元件的串联连接。可以看出，这种构思的优点在于，特别是对于无功功率切换，不需要具有高阻断电压的二极管。因此，可以实现具有降低的制造成本的更快的切换。

根据另一有利的实施方式，提供了一种用于电源模块中的升压电路。

升压电路包括经由电感器连接至第一极性的DC电压的第一DC输入端子；用于连接至与所述第一极性相反的极性的DC电压的第二DC输入端子；以及第一输出端子、第二输出端子和输出中性点。在所述第一或第二输入端子与所述输入中性点之间耦接有第一半导体开关装置，其中在第一输出端子与输出中性点之间耦接有第一输出电容器，并且其中在第二输出端子与输出中性点之间耦接有第二输出电容器。在所述第二或第一输入端子与所述输入中性点之间耦接有二极管电路，其中所述二极管电路包括具有不同恢复时间的第一和第二二极管元件的串联连接，并且其中在所述输出端中性点与连接二极管电路的所述两个二极管元件的节点之间连接有第三二极管元件。

使用具有不同恢复时间的第一和第二二极管元件的串联连接具有下述优点：各个二极管必须额定有传统升压电路所需的阻断电压的一半。

最后，本发明的基本构思也可以实现在基于半桥结构的三相逆变器结构中。根据本发明，三相逆变器电路包括：用于连接至第一极性的DC电压的第一DC输入端子；用于连接至与所述第一极性相反的极性的DC电压的第二DC输入端子；以及并联连接在所述第一和第二输入端子之间的第一、第二和第三半桥，每个半桥包括两个半导体开关的串联连接；第一、第二和第三输出端子，所述第一输出端子连接至连接所述第一半桥的所述两个半导体开关的节点，所述第二输出端子连接至连接所述第二半桥的所述两个半导体开关的节点以及所述第三输出端子连接至连接所述第三半桥的所述两个半导体开关的节点。根据本发明，第一和第二二极管元件的第一至第六串联连接跨接在每个所述半导体开关上，二极管元件中的每一个额定有第一输入端子与第二输入端子之间出现的最大电压的一半的最大阻断电压。

利用这种布置，可以在不使用具有全额定阻断电压的昂贵的SiC肖特基势垒二极管的情况下实现高的开关性能。

为了另外提供对称化，逆变器电路可以包括：两个电容器的串联电路，其中两个电容器之间的节点形成输入中性点，其中第一电容器并联连接到第一电阻器，并且第二电容器并联连接到第二电阻器；以及第一至第六对称化二极管，其每个连接在所述输入中性点与连接串联连接的两个二极管元件的节点之间。在该实施方式中，连接至第一或第二输入端子的每个二极管元件具有比相应第二二极管元件更快的恢复时间。在恢复期间，第二二极管元件接受全电压，直到在电容器之间达到输出电压与中性电压之间的差值。水平对称化二极管提供反向恢复电流，并且将第一二极管钳位到中性电压。因此，可以实现对称化。

附图说明

附图被合并到本说明书中并且形成说明书的一部分，以说明本发明的若干实施方式。这些附图与说明书一起用于解释本发明的原理。附图仅仅是出于说明如何实现和使用本发明的优选和替代示例的目的，而不应该将其解释为将本发明限制为仅示出和描述的实施方式。此外，实施方式的若干方面可以单独地或者以不同的组合形成根据本发明的解决方案。因此，以下描述的实施方式可以单独考虑或者以其任意组合来考虑。根据以下对本发明的各种实施方式的更具体的描述，另外的特征和优点将变得显而易见，如附图所示，在附图中相同的附图标记表示相同的元件，并且其中：

图1是常规中性升压PFC电路的电路图；

图2是根据本发明的中性升压PFC电路的电路图；

图3是根据本发明的另一中性升压PFC电路的电路图；

图4是根据本发明的另一中性升压PFC电路的电路图；

图5是常规NPC逆变器的电路图；

图6是根据本发明的具有分路输出的NPC逆变器的电路图；

图7是根据本发明的具有分路输出的另一NPC逆变器的电路图；

图8是常规混合电压NPC逆变器的电路图；

图9是另一常规混合电压NPC逆变器的电路图；

图10是另一常规混合电压NPC逆变器的电路图；

图11是根据本发明的混合电压NPC逆变器的电路图；

图12是根据本发明的另一实施方式的混合电压NPC逆变器的电路图；

图13是常规升压电路的电路图；

图14是根据本发明的升压电路的电路图；

图15是常规三相逆变器的电路图；

图16是根据本发明的三相逆变器的电路图；

图17是根据本发明的另一三相逆变器的电路图。

具体实施方式

现在将参照附图更详细地解释本发明。参照图1，将首先参考常规中性升压功率因数校正(PFC)电路，以便更好地理解本发明的基本原理。中性升压PFC电路用第一输入节点102经由电感器L连接至交流电源AC。第一晶体管T1和第二晶体管T2串联连接在第一输入节点102与连接至参考电位例如地的第二输入节点104之间。在示出的实施方式中，晶体管T1和T2包括绝缘栅双极晶体管(IGBT)。因此，晶体管T1、T2中的每一个分别与二极管D5和D6反向并联连接。然而，对于本领域技术人员明显的是，也可以使用其它半导体开关而不是IGBT，例如场效应晶体管FET，例如金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET、双极结型晶体管BJT、GaN基晶体管以及栅极可关断晶闸管GTO。当使用MOSFET时，二极管D5和D6可以由晶体管的体二极管代替。另一方面，对于GaN基晶体管，可以有利地利用开关的同步整流来制造二极管。

IGBT T1、T2反向串联连接，即IGBT T1的发射极连接至IGBT T2的发射极。在该结构中，两个IGBT T1、T2的栅极端子连接至公共栅极驱动器，使得仅需要一个栅极驱动器和一个电源。提供第一和第二输出电容器C1、C2用于在第一和第二输出节点112、114与地电位104之间输出正DC电压和负DC电压。第一二极管D10和第二二极管D14分别布置在第一AC输入节点102与第一和第二输出节点112、114之间。

然而，如上所述，在该已知电路中，需要全阻断电压作为二极管D10和D14的最大额定阻断电压，例如1200V。当使用这样的高额定值的硅二极管时，开关频率变得太慢(通常必须达到大于4kHz的开关频率)。可替选地，可以使用昂贵的碳化硅(SiC)肖特基势垒二极管。与图1所示的PFC电路有关的问题是紧急关闭时的电位振铃。在IGBT T1、T2关断之后，反向恢复电流将沿相反方向对电感器L充电，并将在第一AC输入节点102处的电压改变为相反的DC电压。

为了克服这些问题，本发明提出通过用两个二极管的串联连接代替每个二极管D10和D14来修改图1的电路。该电路如图2所示。根据本发明，取代二极管D10额定有全阻断电压，在第一AC输入节点102与第一输出节点112之间提供具有一半阻断电压的二极管D1和D2的串联连接。另外，额定有全阻断电压(例如1200V)的图1的二极管D14被每个额定有阻断电压的一半(例如600V)的二极管D3和D4的串联连接所代替。最靠近输出节点112、114的二极管D1和D4包括超快恢复二极管，而二极管D2和D3以及D5和D6由所谓的低压降二极管形成，即具有被优化以降低静态损耗的低正向压降的二极管。引入串联的具有半阻断电压并且具有不同恢复速度的两个二极管(以下有时也称为“级联”)降低了反向恢复电荷以及在二极管和相应的开关元件切换期间的损耗。通常，与1200V技术相比，在600V技术中可用快得多的元件。这将导致开关损耗的进一步降低。

使用级联电路的问题是在换向期间二极管的电压共享以及动态对称化。因为两个二极管中的一个反向恢复较快，所以该二极管将不得不阻断全反向电压。根据本发明，避免了换向期间的全阻断电压，使得仅在换向之后静态模式下需要全阻断电压。

根据本发明，由特定应用环境的功能给出对称化或者必须通过使用另外的钳位电路来提供对称化。在图2中，由虚线示出另外的钳位电路。特别地，可以提供两个对称化二极管D7和D8。第一对称化二极管D7布置在参考电位节点104与第一二极管元件D1和第二二极管元件D2之间的节点108之间。第二对称化二极管D8连接在参考电位节点104与二极管元件D4和D3之间的节点110之间。

通过提供这些可选的对称化二极管D7、D8，可以有效地抑制电位振铃。此外，通过使用的二极管的反向泄漏特性或者通过提供与对称化二极管D7、D8并联的电阻器(图中未示出)来优选地确保阻断操作的对称化。

利用根据本发明的电路布置，可以在仅使用具有较低阻断电压的低成本效益的二极管而不是具有较高阻断电压的昂贵的SiC二极管的同时改善升压PFC电路的开关特性。在该架构中，两个IGBT T1、T2的栅极端子连接至公共栅极驱动器，使得仅需要一个栅极驱动器和一个电源。

图3示出了根据本发明的改进的中性升压PFC电路布置。与图2所示的实施方式相反，图3的电路布置仅在第一AC输入节点102与第一输出节点112之间提供级联二极管电路。第二输出节点114经由单个二极管D4在节点106处连接至IGBT T1和T2的两个发射极端子。该布置具有需要较少二极管实现电路的优点。从该图可以看出，晶体管T1、T2均由公共栅极驱动器107控制。栅极驱动器107在其输入处接收脉冲宽度调制(PWM)控制信号。

图4示出了图3中示出的改进电路的变型。根据该实施方式，提供了另外的温度传感器116。图4中示出的电路布置可以组装为单独容纳的模块部件。如虚线所示，模块可以如上面所描述的可选地设置有集成的输出电容器C1、C2和对称化二极管D7。

本发明的构思，即将二极管结构分成多个二极管，可以有利地与中性点钳位(NPC)逆变器结构一起使用。图5示出了常规NPC逆变器模块，其可以例如用于从DC输入电压例如从光伏组件产生正弦输出电压。NPC逆变器包括在第一分支中的两个IGBT T51、T52以及在第二分支中的两个IGBT T53、T54。每个晶体管设置有二极管(附图标记D51、D52、D53、D54)。第一分支连接至可以连接至正极性的DC电压的第一DC输入端子118。第二分支连接至可以连接至负极性的DC电压的第二DC输入端子120。输出端子122可以例如连接至电感器(图中未示出)。输入中性点NP可以连接至地。

在操作中，晶体管T52在输出信号的正半波期间导通。晶体管T53在负半波期间导通。PWM由晶体管T51和T54调制。当晶体管T51在正半波期间关断时，电流将从中性点NP通过二极管D55换向至输出122。负路径处于完全不活动。在负半波时，负电流从中性点NP通过二极管D56换向，其中晶体管T51和T52处于不活动。

通常，NPC拓扑具有降低的开关损耗的优点，因为只需要切换DC电压的一半；这也使晶体管中的开关损耗减半。此外，NPC拓扑具有在输出电流中较低的纹波和输出电压瞬变的一半。这减少了在滤波电感器中滤波和隔离的努力。最后，在NPC架构中，DC电压分为正电压和负电压，其支持DC电容器的串联连接，而没有泄漏补偿的问题。

通过图6所示的根据本发明的改进的拓扑来保持这些优点。另外，提供有分路输出OUT1、OUT2，其通过避免交叉导通来提高开关特性。根据本发明，在每个输入端子与输出端子中的一个之间提供具有不同恢复时间的两个二极管的级联电路。具体地，二极管D61和D62连接在第一DC输入端子118与第二输出端子OUT2之间。二极管D63和D64连接在第二DC输入端子120与第一输出端子OUT1之间。二极管D61和D64作为升压二极管工作，并且必须在相应非活动半波处换向一半DC电压。内部竖向二极管D62和D63提供所需的阻断电压。根据本发明，内部二极管D62和D63由不具有快速恢复功能的低压降整流二极管形成。利用该降低的压降，在升压模式下可以实现提高的效率。

可选地，可以如图6中虚线所示提供另外的钳位二极管D65、D66。这些钳位二极管D65、D66提高了在被动阻断模式期间的对称化。

此外，可以提供温度传感器116用于监测功率模块的温度。

图7示出了根据本发明的NPC电路的进一步的细化。根据该实施方式，图6中示出的二极管中的一些被另外的两个二极管的串联连接所代替。优选地，升压二极管D61、D64和中性钳位二极管D67、D68由两个对称快速恢复二极管D61-a、D61-b、D64-a、D64-b、D67-a、D67-b、D68-a、D68-b的串联连接形成。

除了图6所示的电路的优点以外，该解决方案具有在不需要使用慢Si二极管或昂贵的SiC二极管的情况下可以处理甚至更高的DC电压(大于例如1200V)的优点。

图8至图10示出了常规的混合电压NPC逆变器。该拓扑的优点是在激发时仅发生一个正向压降。然而，对于这些已知的电路，对于无功功率切换需要具有双倍阻断电压的快速升压二极管。例如，需要1200V额定的二极管而不是600V额定的二极管。这是因为二极管必须在非活动半波期间阻断全电压，尽管它们只需要换向一半电压。

为了克服该问题，本发明提供一种如图11所示的具有高级升压电路的混合电压NPC电路。根据本发明，提供二极管D111和D114的串联连接以及二极管D112和D113的串联连接，IGBT T113和T114连接在地与连接这些二极管的节点之间。利用根据图11的电路，由于降压和升压二极管功能被部分地合并，所以提高了全部半导体开关的利用率。

有利地，该拓扑仅需要600V额定的二极管，但是可以在最高达1000V(当然该特定值仅仅是示例性的)的三电平配置下运行。

从图11中可以看出，在降压操作时，二极管D111用作对于IGBT T111的续流二极管(FWD)以及二极管D112用作对于IGBT T112的FWD，而在升压操作时，二极管D113用作对于IGBT T113的FWD以及二极管D114用作对于IGBT T114的FWD。

在图11所示的实施方式中，仅使用IGBT作为半导体开关。然而，为了提高开关频率和处理无功功率的能力，也可以采用SiC MOSFET和超结(SJ)MOSFET。图12示出了相应改进的混合电压NPC逆变器电路。

特别地，形成降压开关的晶体管T111和T112包括SiC MOSFET。形成升压开关的晶体管T113和T114包括SJ MOSFET。如众所周知的，通过采用SJ MOSFET，开关速度急剧增加。与标准MOSFET相比，该行为来自SJ MOSFET的低寄生电容。SJ MOSFET具有输入和输出电容值的大约一半，这为开关损耗和驱动损耗带来了好处。因此，在200kHz工作可以实现超过98％的效率，包括滤波器。此外，在输出处可以使用具有非常低的电感的电感器。如图12所示的电路具有处理无功功率的100％的能力，并且还可以提供低电压穿越(LVRT)和故障穿越(FRT)。该成本适中，因为仅需要两个昂贵的SiC MOSFET。

现在将参照图13和图14说明根据本发明的构思的另一有利应用。图13描绘了常规升压电路，其包括：半导体开关T131、齐纳二极管DZ以及输出电容器C。该升压电路的优点主要可以在续流和激励时仅出现一个压降的事实中看出。然而，该电路的缺点是，需要具有全额定阻断电压(例如1200V)的齐纳二极管。因此，对于在太阳能电力应用中必须处理的高频，需要昂贵的1200V肖特基势垒二极管。

可以通过使用如图14所示的具有二极管级联和可选对称化二极管的升压电路来克服该问题。根据该实施方式，二极管D142和D143的串联连接被连接在第一DC输入端子118(其经由电感器L连接至DC电压)与DC+输出端子112之间。对称化二极管D144连接在连接二极管D142和D143的节点119与输出中性点(NP)节点104之间。

在第二DC输入节点120与第一DC输入节点118之间布置IGBT T141。根据本发明，二极管D142具有比二极管D143更快的恢复时间。因此，在恢复期间，二极管D142接受全电压，直到在电容C1和C2之间达到输出电压与中性电压之间的差值。辅助对称化二极管144(由虚线表示为可选的)提供反向恢复电流并将二极管D143钳位到中性电压。

有利地，图14所示的电路布置仅需要额定有最大出现DC电压的一半的阻断电压的二极管。三电平架构与大多数现有拓扑兼容。

在图14中，二极管D142和D143的串联连接被布置在正路径中。然而，对于本领域技术人员来说明显的是，可替选地，二极管也可以布置在负路径中，而IGBT T141将被布置在正路径中。

此外，本发明还可以有利地应用于如图15所示的三相逆变器。该常规电路基于三个半桥，并且从DC输入提供三个AC相的输出。与该已知的布置相反，本发明提出了通过用具有仅一半阻断电压的两个二极管的串联连接来代替与半桥的半导体开关中的每一个跨接的二极管。图16示出了根据本发明的电路布置。这些串联连接的二极管可以由相同的快速恢复二极管形成，并且提高了开关速度。因此，在不使用具有全阻断电压的昂贵的SiC肖特基势垒二极管的情况下可以实现高开关性能。

可选地，可以设置温度传感器116。

图17示出了另一有利的实施方式，其中具有不同恢复速度的二极管用作级联二极管。三相逆变器电路可以操作为升压器。在每个半桥分支中，外部二极管具有比内部二极管更快的恢复时间。因此，在恢复期间，外部二极管接受全电压，直到在电容C3和C4之间达到输出电压与中性电压之间的差值。每个分支还包括辅助水平二极管，其提供反向恢复电流并将内部二极管钳位到中性电压。有利地，与图16的布置相比，可以解决对称化的问题。

总之，本发明允许使用提供更快反向恢复特性的低电压二极管。这降低了开关损耗并且提高了高频开关应用中的效率。在市场上，存在比具有较高阻断电压的快速恢复二极管快很多的具有较低电压的快速恢复二极管，此外，与替选方案例如双电压SiC二极管相比，成本更低。

以上详细描述的电路可以用作电源模块的子电路或独立模块。此外，示出的拓扑可以分布在多个模块或衬底上，以便提供低感应换向路径。此外，可以提供可选的漏电流对称化电路并将其集成到电源模块中。

Claims (14)

1.一种用于连接至交流AC电源的功率因数校正升压电路，所述功率因数校正升压电路包括：

用于连接至AC电源的AC输入节点(102)；

用于连接至参考电位的参考电位节点(104)；

用于输出正DC电压的正输出节点(112)和用于输出负DC电压的负输出节点(114)；

至少第一和第二功率晶体管(T1、T2)，其相对于彼此反向串联连接在所述AC输入节点与所述参考电位节点之间，其中，所述第一功率晶体管(T1)反向并联连接到第一功率二极管(D5)，所述第二功率晶体管(T2)反向并联连接到第二功率二极管(D6)；

连接在所述AC输入节点(102)与所述正输出节点(112)之间的第一二极管电路(D1、D2)；

其中，所述第一二极管电路(D1、D2)由具有不同恢复时间的第一和第二二极管元件的串联连接形成，并且其中，所述二极管元件中的一个包括快速恢复二极管并且所述二极管元件中的另一个包括被优化以降低静态损耗的低压降二极管，以使得在操作中，所述快速恢复二极管在开关期间处理换向，而所述低压降二极管在静态阻断模式期间增加阻断能力。

2.根据权利要求1所述的功率因数校正升压电路，其中，所述第一二极管元件(D1)连接在所述第二二极管元件(D2)与所述正输出节点(112)之间，并且包括作为所述快速恢复二极管的、具有小于约100ns的恢复时间的超快半导体二极管。

3.根据权利要求2所述的功率因数校正升压电路，其中，所述第二二极管元件(D2)包括作为所述低压降二极管的、具有小于约1V的正向压降的低压降半导体二极管。

4.根据权利要求1至3中的一项所述的功率因数校正升压电路，其中，所述第一和第二功率二极管(D5、D6)由所述第一和第二功率晶体管(T1、T2)的体二极管形成，或者所述第一和第二功率二极管(D5、D6)由与所述第一和第二功率晶体管(T1、T2)分开制造的二极管形成。

5.根据权利要求1至3中的一项所述的功率因数校正升压电路，还包括串联连接在所述第一二极管电路(D1、D2)与所述参考电位节点(104)之间的第一输出电容器(C1)。

6.根据权利要求1至3中的一项所述的功率因数校正升压电路，其中，在所述AC输入节点(102)与所述负输出节点(114)之间设置有第二二极管电路(D3、D4)，其中，所述第二二极管电路(D3、D4)包括具有不同恢复时间的两个二极管元件的串联连接。

7.根据权利要求1至3中的一项所述的功率因数校正升压电路，其中，在所述负输出节点(114)与连接所述第一和第二功率晶体管(T1、T2)的节点(106)之间设置有第二二极管电路(D4)。

8.根据权利要求6所述的功率因数校正升压电路，还包括串联连接在所述第二二极管电路(D3、D4)与所述参考电位节点(104)之间的第二输出电容器(C2)。

9.根据权利要求7所述的功率因数校正升压电路，还包括串联连接在所述第二二极管电路(D4)与所述参考电位节点(104)之间的第二输出电容器(C2)。

10.根据权利要求1至3中的一项所述的功率因数校正升压电路，还包括连接在所述参考电位节点(104)与连接所述第一二极管电路(D1、D2)的所述两个二极管元件的节点(108)之间的第一对称化二极管(D7)。

11.根据权利要求7所述的功率因数校正升压电路，还包括连接在所述参考电位节点(104)与连接所述第二二极管电路(D4)的所述两个二极管元件的节点(110)之间的第二对称化二极管(D8)。

12.根据权利要求8所述的功率因数校正升压电路，还包括连接在所述参考电位节点(104)与连接所述第二二极管电路(D3、D4)的所述两个二极管元件的节点(110)之间的第二对称化二极管(D8)。

13.根据权利要求9所述的功率因数校正升压电路，还包括连接在所述参考电位节点(104)与连接所述第二二极管电路(D4)的所述两个二极管元件的节点(110)之间的第二对称化二极管(D8)。

14.根据权利要求1至3中的一项所述的功率因数校正升压电路，其中，所述第一和第二功率晶体管(T1、T2)由公共栅极驱动器控制。

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