CN107181519B - 一种基于移动目标doa的零陷扩展3d-mimo波束赋形方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D‑MIMO波束赋形方法，属于干扰抑制领域。首先在现有3D‑MIMO波束赋形的基础上，针对通信的基站与某移动终端，在xy平面上构造M×N个阵元的天线阵；并分别计算每个阵因子的权值；确定目标移动终端与干扰移动终端与基站之间的DOA信息；然后根据DOA信息重新调整每个阵因子的权值；最后通过对期望方向和非期望方向周围的角度区域施加约束，在非期望方向上进行零陷扩展，同时在期望方向上无失真。解决了用户移动性场景下零陷宽度较窄时干扰抑制能力下降的问题，提高了系统的鲁棒性，从而有效抑制位置变化的干扰，并使期望信号得到较好的接近无失真相应，有效提高了频谱效率以满足更高的速率要求。

Description

一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法

技术领域

本发明属于干扰抑制领域，具体是一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法。

背景技术

根据《5G愿景与需求白皮书》描述，5G支持的广域覆盖场景将为用户提供高达10Mbit/s的体验密度，支持热点区域的数据流量密度可达10Gbit/s体验速率和10Tbit/km2数据密度。但是，传统的MIMO天线不仅数量少，控制能力差，而且其空间复用，空间分集和波束赋形等功能的低性能和侧重性的应用，也为5G所不能接受。

3D-MIMO技术是5G的关键技术之一，在2D-MIMO技术的基础上增加了垂直方向的空间自由度，能够提高系统容量、增加频谱效率、有效降低小区间干扰。从LTE Rel-11标准化的初始阶段就有公司开始推动3D-MIMO波束赋形技术，而在Rel-12的准备阶段已经有越来越多的运营商和设备制造商企业表现出对3D-MIMO波束赋形技术的热情。

智能天线的工作原理主要包括两个过程，首先是天线系统对来自移动终端发射的多径信号的波达方向(DOA)进行估计，算出移动终端与基站的距离、下倾角和方位角后进行空间滤波，从而抑制其它终端对基站的干扰；其次是基站根据DOA信息，调整天线各振子上信号的幅度和相位的权值，对智能天线发送的信号进行数字波束赋形，使基站发射信号的主瓣能够以较小的波瓣角和较高的功率密度，沿着移动终端电波信号的波达方向送回移动终端，从而使智能天线发射的电磁波的主瓣方向对准期望用户，零瓣方向对准干扰源。

显然，智能天线的核心是波束赋形的产生和赋形波束的定位，既要产生功率密度极高、辐射距离更远的赋形波束，也要使赋形波束能够准确定位用户终端。

MIMO天线的波束赋形是一种基于天线阵列的信号预处理技术，它是通过调整天线阵列中每个阵元的加权系数产生具有指向性的波束，从而获得明显的阵列增益。若能根据信道条件适当控制每个阵元的加权系数，同样可以获得在增强期望方向信号强度的同时，尽可能降低对非期望方向的干扰。如果加权系数是通过终端的DOA参数预处理得到，则波束赋形就可以指向终端用户。然而现有波束赋形技术都是基于用户静止状态时信号估计的DOA信息来进行调整，而在用户移动性场景中，波束赋形性能将严重降低。

3D-MIMO波束赋形系统需要一套方案来决定权重，从而调整波束指向，使得波束指向理想用户终端，而在非理想用户的方向形成零陷以减轻干扰。这样可以增加信干噪比，并且使来自其它旁瓣的干扰有所减轻。因此需要一套权重决定方法，来分别构建水平和垂直阵列的权值，最小化阵列模式向量和单位向量的均方误差，这里单位向量表示理想方向的阵列模式，零向量表示非理想方向的阵列模式。由于矩形平面阵列可以看成M个N维的线阵列，这样M-N维阵列的权重可以分别从水平阵列和垂直阵列的权重得到。

波束导向和零陷方法主要依靠角度域信息进行赋形权值生成，当用户移动的时候，由于用户终端位置的不确定性可能影响波达方向DOA估计的准确性，从而降低波束赋形技术的干扰抑制性能。传统的波束赋形方法形成的零陷较窄，在信号波达方向估计准确时可以很好地抑制干扰信号。但实际中由于信号DOA变化，会导致干扰来向与零陷位置失准以及期望信号导向适量失配，使得波束赋形输出的信号中含有未被抑制的干扰信号。导向矢量失配会导致波束赋形性能下降。

发明内容

本发明在现有3D-MIMO波束赋形的基础上，针对用户移动性场景下零陷宽度较窄时干扰抑制能力下降，为了约束零陷宽度，旁瓣增益和权矢量模值等得到性能更加稳定的波束赋形，提出了一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法。

具体步骤如下：

步骤一、针对通信的基站与某移动终端，在xy平面上构造M×N个阵元的天线阵；

选取水平地面作为x轴，且x轴上设有M个阵元，与x轴垂直的水平地面为y轴，且y轴上设有N个阵元；

步骤二、分别计算天线阵中每个阵因子的权值；

第m-n的阵因子权重w_mn计算如下：

w_mn＝a_m·b_n

a_m指第m-n的阵因子在x轴方向的权值；b_n指第m-n的阵因子在y轴方向的权值。

步骤三、根据目标移动终端与干扰移动终端的位置，分别确定各终端与基站之间的DOA信息；

目标移动终端是指与基站通信的移动终端；

目标移动终端和基站之间的DOA设为

干扰移动终端和基站之间的DOA设为

i＝1,2,3,……；由于终端的移动性产生的角度估计偏差设为

所有DOA角度均以x轴为角的起始边；

步骤四、根据各终端与基站之间的DOA信息，重新调整每个阵因子的权值；

具体如下：

步骤401、将M×N个阵元中每行阵因子在水平方向的值AF_x和每列阵因子在垂直方向的值AF_y，利用方向图乘积原理得到每个阵因子的表达式；

d_x为x轴上相邻两个阵因子之间的间距，d_y为y轴上相邻两个阵因子之间的间距。

k为调整系数，为整数；β_x表示水平方向上的相位延迟，β_y表示垂直方向上的相位延迟，(θ,φ)为各终端和基站之间的角度值；

步骤402、带入各终端与基站之间的DOA信息，将目标移动终端对应的阵因子表达式的值设为1，将干扰移动终端对应的阵因子表达式的值设为0；

结果如下：

步骤403、根据各个阵因子表达式的值，利用每行阵因子在水平方向的值AF_x计算水平方向的权重W_x；

首先，根据每行阵因子在水平方向的值AF_x公式，计算出权重W_x的表达式；

其中，W_x＝[a₁ a₂…a_M]^T；

然后，在期望方向上，根据目标移动终端对应的阵因子表达式的值为1，得到：

在非期望方向上，根据干扰移动终端对应的阵因子表达式的值为0，得到：

最后，对权重W_x表达式进行求解；

设

B＝[1 0…0]^T，上式化简为AW_x＝B；

W_x＝A^-1B，A是M×M的可逆矩阵；W_x＝pinv(A)*B，pinv(A)是Moore-Penrose广义逆。

步骤404、根据各个阵因子表达式的值，利用每列阵因子在垂直方向的值AF_y计算垂直方向的权重W_y；

首先，根据每列阵因子在垂直方向的值AF_y公式，计算出权重W_y的表达式；

其中，W_y＝[b₁ b₂…b_N]^T；

然后，在期望方向上，根据目标移动终端对应的阵因子表达式的值为1，得到：

在非期望方向上，根据干扰移动终端对应的阵因子表达式的值为0，得到：

最后，对权重W_y表达式进行求解；

设

B'＝[1 0…0]^T，上式化简为A'W_y＝B'；

W_y＝A'^-1B'，A'是N×N的可逆矩阵；W_y＝pinv(A')*B'，pinv(A')是Moore-Penrose广义逆。

步骤405、利用水平方向的权重W_x和垂直方向的权重W_y计算阵天线的权重矩阵W，进一步得到每个阵因子调整后的权值；

W＝W_x(W_y)^T＝(w_mn)_M×N

步骤五、运用调整后每个阵因子的权值，通过对期望方向和非期望方向周围的角度区域施加约束，在非期望方向上进行零陷扩展，同时在期望方向上无失真；

零陷扩展包括两部分：期望方向上的DOA信号θ₀扩展为[θ_0l,θ_0h]以及非期望方向的DOA信号θ_i扩展为[θ_il,θ_ih]。

具体为：为扩展非期望方向的DOA信号θ_i，当θ_i∈[θ_il,θ_ih]时阵列满足：|w^Hs(θ_i)|≤δ，则θ_i扩展为[θ_il,θ_ih]；δ为零陷响应约束阈值；

为扩展期望方向上的DOA信号θ₀，当θ∈[θ_0l,θ_0h]时θ₀接近无失真，且满足w^Hs(θ)-1≤μ，则θ₀扩展为[θ_0l,θ_0h]；μ为一极小值。

本发明的优点在于：

1)、一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法，相比于传统的波束赋形方案，本发明在无线技术方面，有效提高了频谱效率以满足更高的速率要求。

2)、一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法，在运动目标中，当信号估计不准时，通过有效展宽零陷，扩展对信号的有效接收范围，并施加对期望和干扰方向的阵列响应约束，以及旁瓣控制约束等方式，对运动目标及存在较大信号DOA估计偏差时，提高系统的鲁棒性。

附图说明

图1是本发明3D-MIMO中终端用户移动性场景图；

图2是本发明基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法流程图；

图3是本发明有源面阵列因子几何分布图；

图4是本发明智能天线波束赋形3D天线方向图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

本发明涉及3D-MIMO(3-Dimensional Multiple-Input Multiple-Output)中终端用户移动性场景，如图1所示，θ₀表示移动终端到BS的初始水平方向夹角，θ₁表示移动以后的水平方向角；Δθ表示角度差值；d₀表示基站与移动终端初始距离；d₁表示移动终端移动以后与基站的距离。t₀表示初始时间，t₁表示移动以后的时间，Δt表示时间差。

针对通信的基站BS与某移动终端MES，当该目标终端进入干扰区域时，入射信号DOA的变化或存在估计误差时导致波束赋形性能下降，通过零陷展宽在干扰处形成较宽的零陷，从而有效抑制位置变化的干扰，并使期望信号得到较好的接近无失真相应。

如图2所示，具体步骤如下：

步骤一、针对通信的基站与某移动终端，在xy平面上构造M×N个阵元的天线阵；

对一个x-y平面上的矩形平面阵，如图3所示，x轴上有M个阵元，y轴上有N个阵元，构成M×N个阵元的天线阵；该矩形平面阵可视为N个阵元的M个直线阵，或M个阵元的N个直线阵。

表示阵列天线的水平方位角，θ表示垂直方向仰角，d_x和d_y分别表示天线阵子的水平和垂直方向间距；u表示接收信号。

步骤二、分别计算天线阵中每个阵因子的权值；

第m-n阵元的权值为w_mn计算如下：

w_mn＝a_m·b_n

a_m指第m-n的阵因子在x轴方向的权值；b_n指第m-n的阵因子在y轴方向的权值。

步骤三、根据目标移动终端与干扰移动终端的位置，分别计算各终端与基站之间的DOA信息；

目标移动终端是指与基站通信的移动终端；

本实施例中目标移动终端和基站之间的DOA设为

干扰移动终端和基站之间的DOA设为

和

由于终端的移动性产生的角度估计偏差设为

所有DOA角度均以x轴为角的起始边；

步骤四、根据各终端与基站之间的DOA信息，重新调整每个阵因子的权值；

具体如下：

步骤401、将M×N个阵元中每行阵因子在水平方向的值AF_x和每列阵因子在垂直方向的值AF_y，利用方向图乘积原理得到每个阵因子的表达式；

已知道M个阵元或N个阵元的天线阵单独作用的阵因子，所以由方向图乘积原理得到整个M×N个阵元的天线阵方向图，由方向图乘积原理得：

d_x为x轴上相邻两个阵因子之间的间距，d_y为y轴上相邻两个阵因子之间的间距。

k为调整系数，为整数；β_x表示水平方向上的相位延迟，β_y表示垂直方向上的相位延迟，当需要波束调相时，

其中θ₀和

表示调相至θ₀和

角。(θ,φ)为各终端和基站之间的角度值；

步骤402、带入各终端与基站之间的DOA信息，将目标移动终端对应的阵因子表达式的值设为1，将干扰移动终端对应的阵因子表达式的值设为0；

为了能够接收期望方向的信号，并且使非期望方向的影响降到最小。需要使期望方向产生单位增益，使得AF＝1；而在非期望方向上形成零点，使得AF＝0。即在期望方向上有：AF_x＝1and AF_y＝1；在非期望方向上有AF_x＝0and AF_y＝0。

为了能够接收期望方向的信号，并且使非期望方向的影响降到最小；需要使期望方向产生单位增益，即

而在非期望方向上形成零点即

步骤403、根据各个阵因子表达式的值，利用每行阵因子在水平方向的值AF_x计算水平方向的权重W_x；

首先，根据每行阵因子在水平方向的值AF_x公式，计算出权重W_x的表达式；

其中，W_x＝[a₁ a₂…a_M]^T；

然后，在期望方向上，根据目标移动终端对应的阵因子表达式的值为1，得到：

在非期望方向上，根据干扰移动终端对应的阵因子表达式的值为0，得到：

在本发明中一个区域内有四个波束，在期望方向上有θ＝θ₀，

另外三个非期望方向分别有

在非期望方向上，可得：

最后，对权重W_x表达式进行求解；

设

B＝[1 0…0]^T，上式化简为AW_x＝B；

W_x＝A^-1B，A是4×M的可逆矩阵；水平维的权重W_x＝pinv(A)*B，pinv(A)是Moore-Penrose广义逆。

步骤404、根据各个阵因子表达式的值，利用每列阵因子在垂直方向的值AF_y计算垂直方向的权重W_y；

首先，根据每列阵因子在垂直方向的值AF_y公式，计算出权重W_y的表达式；

其中，W_y＝[b₁ b₂…b_N]^T；

然后，在期望方向上，根据目标移动终端对应的阵因子表达式的值为1，得到：

在非期望方向上，根据干扰移动终端对应的阵因子表达式的值为0，得到：

最后，对权重W_y表达式进行求解；

设

B'＝[1 0…0]^T，上式化简为A'W_y＝B'；

W_y＝A'^-1B'，A'是N×N的可逆矩阵；W_y＝pinv(A')*B'，pinv(A')是Moore-Penrose广义逆。

步骤405、利用水平方向的权重W_x和垂直方向的权重W_y计算阵天线的权重矩阵W，进一步得到每个阵因子调整后的权值；

W＝W_x(W_y)^T＝(w_mn)_M×N

由于用户的移动性可能影响到达角度上的估计：

θ₁＝θ₀+Δθ

其中，θ_tmp＝θ₀+(π-θ_v)，Δd＝v×Δt，0≤Δt＜T_ud。

步骤五、运用调整后每个阵因子的权值，通过对期望方向和非期望方向周围的角度区域施加约束，在非期望方向上进行零陷扩展，同时在期望方向上无失真；

传统的波束形成方法形成的零陷较窄，在信号波达方向估计准确时可以很好地抑制干扰信号。但实际中由于用户的运动信号DOA变化等原因，会导致干扰来向与零陷位置失准以及期望信号导向失配；零陷扩展技术可以有效解决干扰信号运动时，波束赋形性能下降的问题；

零陷扩展包括两部分：期望方向上的DOA信号θ₀扩展为[θ_0l,θ_0h]以及非期望方向的DOA信号θ_i扩展为[θ_il,θ_ih]。

具体为：干扰信号运动

假设期望信号DOA为θ₀，干扰信号DOA在[θ_il,θ_ih]内变化，为了较好地接收期望信号并抑制干扰信号，阵列相应需满足：

H(θ₀)＝w^Hs(θ₀)＝1

H(θ_i)＝|w^Hs(θ_i)|≤δ

θ_i∈[θ_il,θ_ih]，δ为零陷响应约束阈值；

控制波束图旁瓣增益小于某一阈值η，则旁瓣区域的阵列响应需满足

|w^Hs(θ_Θ)|≤η

其中，Θ表示旁瓣区域覆盖的角度范围。

期望信号运动

当期望信号在一定范围[θ_0l,θ_0h]内变化时，要得到较好的期望响应，则需要满足在[θ_0l,θ_0h]范围内接近无失真，即

w^Hs(θ)-1≤μ

其中，θ∈[θ_0l,θ_0h]，μ为一极小值。

在期望信号DOA角度范围内等间隔地选取离散角度信息，则

w^Hs(θ_0t)-1≤μ,t＝1,2,…,T

其中，T为所选取的离散角度的个数；假设K个固定来自干扰信号分别从θ_ik,k＝1,2,…,K方向入射，则在干扰方向的约束条件为

H(θ_ik)≤δ，k＝1,2,…,K

主要分为两步：

根据DOE信息选择合适的预编码矩阵，并在该方向上形成零陷。

接收信号可以写成

y＝HPx

其中，H为信道向量，P为预编码矩阵

选择DFT码本作为候选的波束赋形矩阵，基于DFT码本的预编码在线阵列中具有较好的波束指向性，并且可以简化设计过程，预编码矩阵可以写成

G表示码本大小，P^(g)(m,n)表示预编码矩阵的第m行n列。

表示第g个预编码矩阵。

假设线阵列有N_t个天线阵子，间距为半波长

阵列相应因子可以写成

令

假设

为

的第m行，这样零点可以由下式得到

由预编码矩阵获得。

本发明最终形成的基于移动目标DOA的零陷扩展智能天线波束赋形3D天线方向图，如图4所示。

Claims (4)

1.一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法，其特征在于，具体步骤如下：

步骤一、针对通信的基站与某移动终端，在xy平面上构造M×N个阵元的天线阵；

选取水平地面作为x轴，且x轴上设有M个阵元，与x轴垂直的水平地面为y轴，且y轴上设有N个阵元；

步骤二、分别计算天线阵中每个阵因子的权值；

第m-n的阵因子权重w_mn计算如下：

w_mn＝a_m·b_n

a_m指第m-n的阵因子在x轴方向的权值；b_n指第m-n的阵因子在y轴方向的权值；

步骤三、根据目标移动终端与干扰移动终端的位置，分别确定各终端与基站之间的DOA信息；

目标移动终端和基站之间的DOA设为

干扰移动终端和基站之间的DOA设为

由于终端的移动性产生的角度估计偏差设为

所有DOA角度均以x轴为角的起始边；

表示阵列天线的水平方位角，θ表示垂直方向仰角；

步骤四、根据各终端与基站之间的DOA信息，重新调整每个阵因子的权值；

具体实现步骤如下：

步骤401、将M×N个阵元中每行阵因子在水平方向的值AF_x和每列阵因子在垂直方向的值AF_y，利用方向图乘积原理得到每个阵因子AF的表达式；

其中，d_x为x轴上相邻两个阵因子之间的间距，d_y为y轴上相邻两个阵因子之间的间距；k为调整系数，取正整数；β_x表示水平方向上的相位延迟，β_y表示垂直方向上的相位延迟，(θ,φ)为各终端和基站之间的角度值；

步骤402、带入各终端与基站之间的DOA信息，将目标移动终端对应的阵因子表达式的值设为1，将干扰移动终端对应的阵因子表达式的值设为0；

结果如下：

步骤403、根据各个阵因子表达式的值，利用每行阵因子在水平方向的值AF_x计算水平方向的权重W_x；

步骤404、根据各个阵因子表达式的值，利用每列阵因子在垂直方向的值AF_y计算垂直方向的权重W_y；

步骤405、利用水平方向的权重W_x和垂直方向的权重W_y计算阵天线的权重矩阵W，进一步得到每个阵因子调整后的权值；

W＝W_x(W_y)^Τ＝(w_mn)_M×N

步骤五、运用调整后每个阵因子的权值，通过对期望方向和非期望方向周围的角度区域施加约束，在非期望方向上进行零陷扩展，同时在期望方向上无失真。

2.如权利要求1所述的一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法，其特征在于，所述的步骤403具体如下：

首先，根据每行阵因子在水平方向的值AF_x公式，计算出权重W_x的表达式；

其中，W_x＝[a₁ a₂…a_M]^T；

然后，在期望方向上，根据目标移动终端对应的阵因子表达式的值为1，得到：

在非期望方向上，根据干扰移动终端对应的阵因子表达式的值为0，得到：

最后，对权重W_x表达式进行求解；

设

B＝[1 0…0]^Τ，上式化简为AW_x＝B；

W_x＝A^-1B，A是M×M的可逆矩阵；W_x＝pinv(A)*B，pinv(A)是Moore-Penrose广义逆。

3.如权利要求1所述的一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法，其特征在于，所述的步骤404具体如下：

首先，根据每列阵因子在垂直方向的值AF_y公式，计算出权重W_y的表达式；

其中，W_y＝[b₁ b₂…b_N]^T；

然后，在期望方向上，根据目标移动终端对应的阵因子表达式的值为1，得到：

在非期望方向上，根据干扰移动终端对应的阵因子表达式的值为0，得到：

最后，对权重W_y表达式进行求解；

设

B'＝[1 0…0]^Τ，上式化简为A'W_y＝B'；

W_y＝A'^-1B'，A'是N×N的可逆矩阵；W_y＝pinv(A')*B'，pinv(A')是Moore-Penrose广义逆。

4.如权利要求1所述的一种基于移动目标DOA的零陷扩展3D-MIMO波束赋形方法，其特征在于，所述的步骤五中零陷扩展包括两部分：期望方向上的DOA信号θ₀扩展为[θ_0l,θ_0h]以及非期望方向的DOA信号θ_i扩展为[θ_il,θ_ih]；具体为：

为扩展非期望方向的DOA信号θ_i，当θ_i∈[θ_il,θ_ih]时阵列满足：|w^Hs(θ_i)|≤δ，则θ_i扩展为[θ_il,θ_ih]；δ为零陷响应约束阈值；

为扩展期望方向上的DOA信号θ₀，当θ∈[θ_0l,θ_0h]时θ₀接近无失真，且满足w^Hs(θ)-1≤μ，则θ₀扩展为[θ_0l,θ_0h]；μ为一极小值。

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