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CN107112953B - 用于放大射频信号的功率放大器 - Google Patents

用于放大射频信号的功率放大器 Download PDF

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Abstract

提供用于放大射频信号的功率放大器。该功率放大器可以包括包络跟踪电源；载波放大器，其与所述包络跟踪电源耦合；输入匹配网络，其配置成对来自于所述载波放大器的放大的射频信号进行分离；峰值放大器，其与所述包络跟踪电源耦合并且配置成放大来自于所述输入匹配网络的所述放大的射频信号的所述一部分；阻抗变换器，其配置成对于来自于所述输入匹配网络的所述放大的射频信号的所述另一部分执行阻抗变换；输出匹配网络，其配置成将所述峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并。利用所要求保护的解决方案，可以实现能够操作在更宽频率范围上的更为强大和高效的功率放大器。

Description

用于放大射频信号的功率放大器
技术领域
本公开的示例实施例一般地涉及信号放大。更具体地，本公开的示例实施例涉及用于放大射频(“RF”)信号的功率放大器(“PA”)。
背景技术
背景技术的下面描述可以包括洞察力、发现、理解或公开，或连同与本发明的相关现有技术未知但由本发明提供的关联。本发明的一些此类的贡献可以在下面具体地指示，而本发明的其他此类贡献将从它们的上下文变得明显。
随着移动通信的演进，各种无线通信技术已经被标准化和发布，例如全球移动通信系统(“GSM”)、GSM增强型数据速率(“EDGE”)、通用移动通信系统(“UMTS”)、高速链路分组接入(“HSPA”)、长期演进(“LTE”)、长期演进高级(“LTE-A”)等等。这些标准中的每个具有特定的信号规范、调制类型、发送功率要求和专用的工作频带，这些工作频带在整个全球内的不同地理区域之间不同。例如，根据现有的无线通信标准和频率规划，存在多个频带用于移动设备来操作，例如2G GSM中的850、900、1800和1900MHz频带，3G标准中的850、900、1800、1900和2100MHz频带，3.9G频分双工(“FDD”)-LTE标准中的700、800、850、900、1700、1800、1900、2100和2600MHz频带和3.9G时分双工(“TDD”)-LTE标准中的2300、2600和2700MHz频带。
为了向无线通信用户提供如上示例的不同频带下的全球漫游功能性，正在出现这样的移动设备，其能够支持各种通信标准在多个频带之间的共存和互操作性，该移动设备通常称为多模多频带(“MMMB”)设备。此类的支持MMMB的移动设备通常包括MMMB RF PA电路装置，其中对于每个工作频带范围，设置单独的低电压和阻抗RF PA。例如，对于双频带操作，现有的MMMB RF PA需要两个单独的低电压和阻抗的PA。因此，为了支持多频带操作，将相应地存在多个分开的低电压和阻抗PA。然而，在单个的移动设备中设置此类数目的分开的低电压和阻抗PA是困难的，这不避免地增加移动设备的尺寸、成本和复杂度。这对于在基站处执行的信号放大来说同样适用，在不同的无线通信系统中，基站也可以被称为节点B、演进的节点B(“eNB”)等等。
因此，需要能够在更宽的频率范围上操作的更为强大和高效的功率放大器。
发明内容
下文介绍本公开的简要总结，以便提供对本公开的一些方面的基本理解。应该注意到的是该总结并不是本公开的宽泛概略并且其也不旨在标识本公开的关键/重要元素或描述本公开的范围。其仅有的目的是以简化的形式提供本公开的一些概念，作为稍后介绍的更为详细描述的序言。
根据本公开的一个方面，提供一种用于放大射频信号的功率放大器。该功率放大器包括包络跟踪电源。功率放大器还包括载波放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大射频信号。该功率放大器进一步包括输入匹配网络，其配置成对来自于载波放大器的放大的射频信号进行分离，使得放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递。功率放大器还包括峰值放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述一部分。该功率放大器还包括阻抗变换器，其配置成对于来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述另一部分执行阻抗变换。该功率放大器另外包括输出匹配网络，其配置成将峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并，其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于射频信号的输入功率等级来在低功率模式中关闭而在高功率模式中打开。
在一个实施例中，包络跟踪电源的输出是交流分量和直流分量的合并，并且其中交流分量由包络跟踪电源的线性调制器来提供，而所述直流分量由外部直流电源来提供。
在另一个实施例中，输入匹配网络配置成根据峰值放大器路径的输入阻抗和阻抗变换器路径的输入阻抗的比值来分离所述放大的射频信号。
在另一个实施例中，输入匹配网络配置成根据当峰值放大器被打开时的操作来分离所述放大的射频信号。
在另外的实施例中，输入匹配网络和输出匹配网络彼此匹配以产生一个或多个共振，使得省略一个或多个LC对。
在一个实施例中，输入匹配网络和输出匹配网络通过包括集总元件的集总元件网络、通过分布参数，或通过二者的组合来实现。
在另一个实施例中，沿所述峰值放大器路径传递的所述放大的射频信号的所述一部分和沿所述阻抗变换器路径传递的所述放大的射频信号的所述另一部分彼此以从0到180度之间的任意值而异相。
根据本公开的一个方面，提供一种用于放大射频信号的多级功率放大器，包括包络跟踪电源，并且每级包括：载波放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大射频信号；输入匹配网络，其配置成对来自于载波放大器的放大的射频信号进行分离，使得放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递；峰值放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述一部分；阻抗变换器，其配置成对于来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述另一部分执行阻抗变换；以及输出匹配网络，其配置成将峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并以向下一级输入，其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于射频信号的输入功率等级来在低功率模式中关闭而在高功率模式中打开。
根据本公开的另一方面，提供一种用于放大射频信号的功率放大器，包括包络跟踪电源、功率分离节点，其配置成将射频信号分离使得射频信号的多个相应部分沿多个相应子放大电路路径传递，以及功率合并节点，其配置成将多个相应子放大电路路径的相应输出进行合并。多个相应的子放大电路路径的每个包括：载波放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大射频信号；输入匹配网络，其配置成对来自于载波放大器的放大的射频信号进行分离，使得放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递；峰值放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述一部分；阻抗变换器，其配置成对于来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述另一部分执行阻抗变换；输出匹配网络，其配置成将峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并，其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于射频信号的输入功率等级来在低功率模式中关闭而在高功率模式中打开。
根据本公开的一个方面，提供一种用于放大射频信号的功率放大器。该功率放大器包括包络跟踪电源和以串联和并联的组合连接以形成多级嵌套结构的多个子放大电路。每个子放大电路包括载波放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大射频信号；输入匹配网络，其配置成对来自于载波放大器的放大的射频信号进行分离，使得放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递；峰值放大器，其与包络跟踪电源耦合并且配置成放大来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述一部分；阻抗变换器，其配置成对于来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述另一部分执行阻抗变换；输出匹配网络，其配置成将峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并，其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于射频信号的输入功率等级来在低功率模式中关闭而在高功率模式中打开。
根据本公开的另一方面，提供一种用于放大射频信号的方法。该方法包括使用载波放大器来放大射频信号。该方法进一步包括使用输入匹配网络来分离来自于载波放大器的放大的射频信号，使得放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递。该方法还包括使用峰值放大器路径中的峰值放大器对来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述一部分进行放大。该方法另外包括使用阻抗变换器路径中的阻抗变换器来对来自于输入匹配网络的放大的射频信号的另一部分执行阻抗变换。该方法还包括使用输出匹配网络对峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并，其中载波放大器和峰值放大器由包络跟踪电源来供电，并且其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于射频信号的输入功率等级来在低功率模式中关闭而在高功率模式中打开。
本领域技术人员基于本公开的教导可以理解如上所述的本公开的多个方面和实施例可以单独地使用或组合使用，并且可以构成不同的组合形式，以针对于下面提到的本公开的至少一些意图。
根据本公开的实施例，输入和输出匹配网络可以灵活地布置以形成各种结构，例如多级、并联、串联，或多级嵌套结构，从而得到的功率放大器可以耐受对于例如超3G无线通信和4G的高峰均功率比(“PAPR”)应用场景来说更多的功率回退。进一步，从技术实现的角度来说，通过LC对共振，也可以获得匹配网络复杂度减少和LC移除，以用于更为紧凑的设计。
另外，在峰值放大器路径和阻抗变换器路径中分离的异相的信号可以被配置成从0～180度的任意角度或相位，而非具有四分之一波长元件的传统固定90度，这对于针对更宽带宽和效率优化的调谐来说是有利的。进一步，通过异相分离特征所获得的内在线性化，可以消除在整个功率输出的异相失真。
进一步，相比较于现有技术中的并联布置，利用本公开的载波放大器和峰值放大器之间的串联，可以获得整个发射机中的自然功率增益增加和分布(“profile”)减小。另外峰值放大器和阻抗变换器的相伴匹配比并联的两个有源器件(例如传统的Doherty功率放大器)更易实现，因为两个有源器件的短期和长期存储器效应更难以被补偿和线性化。另外，如附图中所示出的，载波和峰值放大器的串联可以形成级联(“line-up”)布置，其可以使得驱动级即载波放大器来进一步提升发射机链的效率特性。由此，相比较于将包络电源应用于单个的放大级，可以带来更多的级联效率改进。
附图说明
本公开的实施例以示例的形式提出并且它们的优势将在下面参考附图来更为详细地解释，其中：
图1示出传统的Doherty放大器的示意图；
图2是根据本公开的一个实施例的，基于如图1中示出的传统Doherty放大器的放大器的示意图；
图3a是示出根据本公开的一个实施例的、在低功率模式中操作的用于放大射频(“RF”)信号的功率放大器的示意图；
图3b是根据本公开的一个实施例的在图3a中示出的功率放大器的效率对输出功率的示意图；
图4a是示出根据本公开的一个实施例的、在高功率模式中操作的用于放大RF信号的功率放大器的示意图；
图4b是根据本公开的一个实施例的在图4a中示出的功率放大器的效率对输出功率的示意图；
图5是示出根据本公开的一个实施例的用于放大RF信号的串联布置多级功率放大器的示意图，其中每级包括如图3a和图4a中示出的功率放大器；
图6是根据本公开的一个实施例示出的用于放大RF信号的功率放大器的并联布置示意图，其中如图3a和图4a中示出的多个功率放大器被并联；
图7是根据本公开的一个实施例示出的用于放大RF信号的功率放器的嵌套布置示意图，其中如图3a和图4a中示出的多个功率放大器以串联和并联的组合来连接；
图8是示意性示出根据本公开的一个实施例的用于放大RF信号的方法的流程图；
图9是示出根据本公开的一个实施例的功率放大器的可能电路实现的示意图；
图10是示意性地示出针对于根据本公开的实施例的功率放大器、传统的Doherty功率放大器、以及传统AB/B类功率放大器的效率对输出功率的相应图的示图；
图11是示意性地示出针对于根据本公开的实施例的功率放大器、传统的Doherty功率放大器以及传统固定直流(DC)供电的AB类功率放大器的效率对功率回退特性、并且考虑包络信号概率密度函数(“PDF”)的相应图的示图；以及
图12是示意性地示出根据本公开的实施例的级联功率增加的效率特性曲线对于载波放大器功率增益和其漏极效率的图。
具体实施方式
下面将参考附图来更为全面地描述本公开，在附图中示出本公开的某些实施例。然而，该公开可以以不同的形式来体现并且不应被解释为限于这里所描述的实施例；相反，这些实施例仅通过例子来给出，从而该公开将是透彻和完整的，并且向本领域技术人员全面传达本公开的范围。通篇类似的编号指代类似的元件。
通常，在权利要求中所使用的所有术语应该根据它们在技术领域中的通常含义来解释，除非在这里以其他的方式来明确限定。对于“一个/一种/元件、设备、组件、装置、步骤等”的引用将被开放式地解释为元件、设备、组件、装置、步骤的至少一个实例，除非以其他方式明确地陈述。这里所公开的任意方法的步骤将不必以这里所公开的确切顺序来执行，除非明确地陈述。上面的和关于本公开的任意方面的讨论也将在与本公开的任意其他方面相关的可应用部分中。
鉴于对效率的持续增长的需求，在用于3G和超3G的移动通信应用中，Doherty放大器已经变成受欢迎的功率放大器。为了更好的理解本公开，下面将结合图1来给出对于Doherty放大器100的简短介绍。
如图1中所示，调制的RF输入信号RFIN被馈入进分离节点101，该分离节点也可以称为功率分离器并且将RF输入信号RFIN沿“载波路径”(所示出的下部)和“峰值路径”(所示出的上部)分离。载波路径通常包括载波(“C”)功率放大器102，其跟有尺寸被设置成提供在工作带宽的中心频率处或接近中心频率处的90度相移的传输线(“TL”)103。载波路径终结于合并节点104，该合并节点可以与变换器耦合并且最终耦合到天线(未示出)。峰值路径包括尺寸被设置成提供在工作带宽的中心频率处或接近中心频率处的90度相移的传输线(“TL”)105，其由峰值(“P”)功率放大器106跟着。这样，沿载波路径和峰值路径提供的RF输入信号RFIN在它们由相应的载波放大器102和峰值放大器106放大时，彼此存在90度异相。类似于载波路径，峰值路径终结于合并节点104。
在上述的传统Doherty放大器100中，载波功率放大器102通常提供固定DC供电的A/B类(或B类)放大器，并且峰值功率放大器106提供C类放大器。在操作期间，RF输入信号RFIN被分离并且沿载波和峰值路径导向到相应的载波功率放大器102和峰值功率放大器106。
Doherty放大器100通常认为具有两种操作模式。在第一操作模式中，仅载波功率放大器102被打开并且操作于放大RF输入信号RFIN。在第二操作模式中，载波功率放大器102和峰值功率放大器106都操作于在各自的载波路径和峰值路径中放大RF输入信号RFIN。两个操作模式之间的阈值对应于在载波路径中的RF输入信号RFIN的幅度，其中载波功率放大器102变为饱和。
在第一操作模式中，RF输入信号RFIN的水平低于阈值并且载波功率放大器102放大载波路径中的RF输入信号RFIN的一部分。同时，峰值功率放大器106被关断或关闭，并且消耗小的功率。通过这种方式，仅载波功率放大器102向合并节点104提供放大的RF输入信号RFIN。因此，Doherty放大器的整体效率将主要由载波功率放大器102的效率来确定。
相比较而言，在第二操作模式中，RF输入信号RFIN的水平将处于或高于阈值，并且载波功率放大器102饱和，并且经由传输线103向合并节点104传递其最大功率。进一步，随着RF输入信号RFIN上升到高于给定的阈值，峰值功率放大器106将向合并结点104传递更多的功率直到峰值功率放大器106也变为饱和。通过在载波路径和峰值路径中布置传输线103和104，每个路径中放大的信号同相地到达合并节点104，并且可以被反应性合并以形成RF输入信号RFOUT。可以看出在第二操作模式中，载波功率放大器102和峰值功率放大器106二者正在向合并节点104传递放大的信号并且Doherty放大器100的整体输出功率有效地是载波功率放大器102和峰值功率放大器106的输出功率的和。
尽管Doherty放大器100相比较于传统的线性放大器例如A/AB/B类放大器来说相对高效，但其具有相对有限的操作带宽。结果是，对于仅需要支持单个的通信频带的移动设备来说，Doherty放大器的有限操作带宽并不造成问题。然而，通常要求现代的通信设备支持各种通信标准，其在宽的工作频带上使用不同的调制技术，而这对于传统的Doherty放大器100在没有改进的情况下是难以轻易实现的。
如前在背景技术部分所讨论的，为了提供支持MMMB的移动设备和基站，开发者和设计者通常对于不同通信标准使用多个功率放大器链，而这不是成本有效的，并且由于电路布置的复杂性、移动设备和基站的不断缩小的尺寸等等而难以实现。
鉴于上述，本公开建议一种基于传统Doherty放大器的电路结构，下面将参考图2对其进行讨论。
图2是示出根据本公开的实施例的基于图1中示出的传统Doherty放大器的功率放大器200。
如图2中所示，功率放大器200包括串联的两个放大器，即载波放大器201和峰值放大器204，其分别由各自的包络跟踪电源来供电，即具有固定DC电源(“VDC”)的载波调制器206和峰值调制器207。载波放大器201和峰值放大器204这里类似于包括在传统Doherty放大器100中的那些放大器。
在操作中，载波放大器201接收RF输入信号RFIN，并且放大RF输入信号RFIN，该RF输入信号RFIN可以由类似于图1中的传输线103的延迟电路来延迟。接着，放大的RF输入信号RFIN被馈入进输入匹配网络202，该输入匹配网络202可以按照例如功率比和相位来分离放大的RF输入信号RFIN。通过这种方式，放大的RF输入信号RFIN的一部分沿峰值放大器路径(所示出的上部)传递，而放大的RF输入信号RFIN的另一部分沿阻抗变换器路径(所示出的下部)传递。在一个实施例中，输入匹配网络202配置成根据峰值放大器路径的输入阻抗和阻抗变换器路径的输入阻抗的比值来分离RF输入信号RFIN。在另一个实施例中，输入匹配网络202配置成根据当峰值放大器被打开时的操作来分离RF输入信号RFIN。在另外的实施例中，输入匹配网络202可以配置为单端到差分(“S2D”)匹配网络，其配置成分离来自于载波放大器201的放大的RF输入信号RFIN，并且执行针对于峰值放大器路径和阻抗变换器路径的阻抗匹配和调相操作。
例如，输入匹配网络的输出支路可以以优化的电长度补偿峰值放大器路径和阻抗变换器路径之间的相位差。进一步，输入匹配网络202与输出匹配网络205协调，以提供载波输出端和最终输出之间的完全匹配的路径选择以及补偿的相位，以减小幅度调制(AM/AM)和相伴调制(AM/PM)变化，因为输出功率等级可以变化并且在如下讨论的阻抗变换器203和峰值放大器204之间以相位变化而被显著地变形。
功率放大器200进一步包括设置在阻抗变换器路径中的阻抗变换器203和设置在峰值放大器路径中的峰值放大器204。类似于包括在传统Doherty放大器100中的峰值放大器的峰值放大器204配置成至少部分地基于RF输入信号RFIN的输入功率等级来打开或关闭。根据本公开的实施例，可以对于具有各种谐波开路/短路组合的载波放大器201和峰值放大器204执行更为灵活的谐波调谐，以形成E/F/F-1/J类放大器等高效率开关模式功率放大器架构，其具有更高的峰值功率效率。
在一个实施例中，阻抗变换器203可以实现为任意相移阻抗变换器。例如，其可以实现为四分之一波长阻抗变换器，以执行四分之一波长阻抗变换和调相操作。阻抗变换可以涉及与输入匹配网络202的阻抗匹配并且由于自偏置效应，阻抗变换器的阻抗值可以随输入功率等级的变换而相应地变换。例如，如果输入功率等级是低，即，处于低功率模式，则阻抗变换器203的阻抗值相比较于峰值放大器路径的阻抗值相对较低，使得放大的RF输入信号RFIN主要通过阻抗变换器路径传递。然而，如果输入功率等级相当高，即处于高功率模式，则阻抗变换器203的阻抗值可以变得相对高于峰值放大器路径的阻抗值，使得峰值放大器204被打开并且放大的RF输入信号RFIN主要通过峰值放大器路径。调相操作可以涉及与峰值放大器204的输出的相位匹配，使得峰值放大器路径的输出和阻抗变换器的输出可以是同相，并且可以在输出匹配网络205处合并。
在一个实施例中，沿峰值放大器路径传递的放大的RF输入信号RFIN的一部分和沿阻抗变换器路径传递的放大的RF输入信号RFIN的另一部分彼此可以异相0到180度之间的任意值，这相比较于现有技术的具有固定90度来说更具灵活性。例如，为了后续容易合并，向峰值放大器204的输入提供的RF输入信号RFIN将提供到阻抗变换器的输入的RF输入信号RFIN延迟大致45度。
在一个实施例中，输出匹配网络205可以实现为差分到单端(“D2S”)匹配网络，其与前述的单端到差分匹配网络相匹配，并且该输出匹配网络205可以配置成执行信号合并，以及用于此类的合并和向天线(未示出)最终输出的相应阻抗匹配和调相操作。
在另一个实施例中，输入匹配网络202和输出匹配网络205通过包括集总元件的集总元件网络、通过分布参数，或通过二者的组合来实现。例如集总元件网络是包括电感器、电容器以及电阻器作为主滤波和相移组件。
从技术实现角度来看，输入匹配网络202和输出匹配网络205每个可以通过阻抗变换器和匹配元件来实现。例如，输入匹配网络202和输出匹配网络205每个可以包括多个LC对，这多个LC对将被调谐到期望的操作频率并且包括并联的L和C元件，这可以用于移除由载波放大器、峰值放大器和阻抗变换器所提供的相移，并且可以提供对于实现期望的性能度量认为必需的任意相位补偿。在另外的实施例中，输入匹配网络202和输出匹配网络205可以配置成彼此匹配，使得可以产生一个或多个共振，导致省略一个或多个LC对。另外，为了设计高效的匹配网络，本领域技术人员应该知道关于峰值放大器路径的输入阻抗与输入功率的轨迹。
从上面参考图2的描述，可以理解本公开的实施例建议载波放大器201通过输入匹配网络202和输出匹配网络205与峰值放大器204串联，而非传统并联的Doherty拓扑，其中载波放大器和峰值放大器被并联。因此，从载波放大器看去的负载阻抗是峰值放大器的输入阻抗与涉及阻抗变换器的有源负载的反转输出阻抗的并联组合。通过合理地设计峰值放大器204的输入阻抗，可以在载波放大器201处获得最优的负载调制，导致期望的效率提升。进一步，利用此类的串联拓扑，可以消除Doherty放大器关于宽带应用的限制，并且基于拓扑改进可以实现多模和多带设计。另外，尽管图2中示出的载波放大器和峰值放大器具有它们自己的包络跟踪电源调制器，即图中示出的载波调制器206和峰值调制器207，但为了简化应用，也可以由载波放大器和峰值放大器共享单个的包络跟踪电源调制器，如图3a、4a和5-7所示出的。
图3a是示出根据本公开的一个实施例的、在低功率模式中操作的用于放大射频(“RF”)信号的功率放大器300的示意图。
从由虚线分开的图3a可以看出，下部分类似于如图2中示出的那些，而上部是分别与载波放大器和峰值放大器耦合的包络跟踪电源，其向载波放大器和峰值放大器供应漏极电源电压和电流。由于这里基于Doherty放大器的改进的电路结构与图2中示出的相同，对其的描述在此省略以为了简化的目的。下面将讨论包络跟踪电源。
如所示出的，包络跟踪电源可以包括线性调制器，RF宽带变换器或双工器，其示出为合并器。在操作中，包络信号被直接输入进线性调制器，此处执行一些放大。线性调制器的输出是通过使用小的直流(DC)电源生成的包络跟踪电源的交流(AC)分量，并且随后被注入进合并器。包络跟踪电源的DC分量可以直接来自于外部DC电源，其具有最终输出电压的近似均方(RMS)值。通过这种方式，不需要考虑任何的开关式电源(“SMPS”)相关的妥协和挑战，特别是效率问题。在合并器处的AC和DC电源分量的结合导致包络跟踪信号能够偏置载波放大器和峰值放大器的漏极/集电极。
由于包络跟踪电源信号的DC和AC分量的分离，其允许更为简单和低成本的包络跟踪电源设计，其可以基于简单的电路和低成本解决方案。进一步，其可以对整体效率给出有益的改进，减小功耗，并且以便宜和紧凑的方式产生包络跟踪电源信号。
基于由包络跟踪电源所供应的电源，功率放大器可以操作在低功率模式，其中峰值放大器关闭，如图中的虚线所示。因此，功率放大器300的整体效率主要由载波放大器的效率来确定。
图3b是根据本公开的一个实施例的在图3a中示出的功率放大器处于低功率模式下的效率对输出功率的示意图。如图3b中所示，在低功率模式下，载波放大器操作而峰值放大器关闭。功率放大器300的效率与输出功率成比例地增加直到载波放大器在给定的输出功率等级处变饱和或达到其最大输出功率。
图4a是示出根据本公开的一个实施例的、在高功率模式中操作的用于放大RF信号的功率放大器400的示意图。应该注意到的是功率放大器400具有与功率放大器300相同的电路结构，除了操作在不同的操作模式中，即高功率模式。
如前所讨论的，在低功率模式中，峰值放大器保持关闭并且RF输入信号RFIN增加到其中载波放大器变为饱和的点。随着输入功率的进一步增加，功率放大器进入高功率模式，并且峰值放大器开始放大RF输入信号RFIN。同时，载波放大器保持饱和并且继续放大RF输入信号RFIN。随着RF输入信号RFIN进一步增大，峰值放大器递送更多的功率直到峰值放大器也变为在最大输出功率处饱和。
图4b是根据本公开的一个实施例的在图4a中示出的功率放大器400的效率对输出功率的示意图。如可以从附图中看出，开始，功率放大器400的效率与输出功率成比例地增加，直到载波放大器饱和并且到达其最大输出功率。在低功率模式期间，峰值放大器保持关闭并且RF输入信号RFIN增加到其中载波放大器在给定的输出功率等级处变为饱和的点。随着RF输入信号RFIN增加到经过载波放大器变得饱和的点，功率放大器400进入到高功率模式。随着进入高功率模式，峰值放大器开始放大RF输入信号RFIN。载波放大器保持饱和并且继续放大RF输入信号RFIN。随着RF输入信号RFIN进一步增加，峰值放大器递送更多的功率直到峰值放大器在给定的输出功率等级处变饱和或达到其最大输出功率。
如图4b中所示，在从低功率模式到高功率模式的转换期间(其可以称为转换模式，并且在图9中进一步示出)，功率放大器400的整体效率在该转换期间略有下降，并且接着保持增加，直到达到峰值放大器变为饱和的峰值处。
图5是示出根据本公开的一个实施例的用于放大RF信号的串联多级功率放大器500的示意图，其包括包络跟踪电源和多个级，而每个级包括分别如图3a和图4a中示出的功率放大器300或400。由于每级可以实现如图4b中所示出的效率峰值，N级可以实现如图10中所示的N个效率峰值。
图6是根据本公开的一个实施例示出的用于放大RF信号的功率放大器600的并联布置示意图，其中包括包络跟踪电源和如图3a和图4a中示出的多个功率放大器，其被并联连接。从图6中可以看出，为了分离RF输入信号RFIN并且合并来自于每个输出匹配网络的输出的放大的信号，功率放大器600进一步包括功率分离节点和功率求和节点，二者之间是并联连接的数目为N个的子放大电路，例如功率放大器400。由于每个子放大电路可以实现如图4b中示出的效率峰值，N个子放大电路可以实现如图10中示出的N个效率峰值。
图7是根据本公开的一个实施例示出的用于放大RF信号的功率放器700的嵌套布置示意图，其包括包络跟踪电源701和如图3a和图4a中示出的多个功率放大器，这些功率放大器以串联和并联的组合来连接。
如图7中所示，载波放大器702、输入匹配网络703、阻抗变换器705以及输出匹配网络706可以与前述讨论的相同或类似。然而，从图7可以看出，功率放大器700中的峰值放大器可以以功率放大器400来替换或可以包括功率放大器400，如通过虚框所示出的。即，功率放大器400可以作为子电路被嵌套在功率放大器700中。同样地，为了实现高的效率，嵌套路径中的峰值放大器可以进一步以基本的功率放大器400来替代。因此，考虑到扩展的效率，功率放大器700可以以类似的方式来扩展。
从图5-7可以看出本公开所建议的功率放大器可以以许多不同的和灵活的方式来提供以用于效率提升和增益改进。例如，图5中示出的具有串联结构的功率放大器500和图7中示出的具有嵌套结构的功率放大器700可以被应用于增益提升。而图6中示出的具有并联结构的功率放大器600可以被应用于输出功率等级提升。因此，本领域技术人员能够理解根据本公开的实施例的功率放大器可以模块化，并且可以由如图2、3a和4a中示出的基本功率放大器的混合组合来构成，并且得到的混合组合不应该仅限于图5-7中所示出的。进一步，这些混合的组合中的每个可以被设计为用于就例如输出功率等级和增益而言的特定系统要求。
图8是示意性示出根据本公开的一个实施例的用于放大RF信号的方法800的流程图。如图8中所示，在步骤S801处，方法800使用载波放大器来对射频信号进行放大。接着，在步骤S802处，方法800使用输入匹配网络来分离来自于载波放大器的放大的射频信号，使得放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递。在步骤S803处，方法800使用峰值放大器路径中的峰值放大器对来自于输入匹配网络的放大的射频信号的所述一部分进行放大。接着，在步骤S804处，方法800使用阻抗变换器路径中的阻抗变换器来对来自于输入匹配网络的放大的射频信号的另一部分执行阻抗变换。在步骤S805处，方法800使用输出匹配网络对峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并。在方法800中，载波放大器和峰值放大器由包络跟踪电源来供电，并且其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于射频信号的输入功率等级来在低功率模式中关闭而在高功率模式中打开。
在一个实施例中，包络跟踪电源的输出是交流分量和直流分量的合并，并且其中交流分量由包络跟踪电源的线性调制器来提供，而所述直流分量由外部直流电源来提供。
在一个实施例中，根据峰值放大器路径的输入阻抗和阻抗变换器路径的输入阻抗的比值来分离所述放大的射频信号。
在另一个实施例中，根据当峰值放大器被打开时的操作来分离所述放大的射频信号。
在另外的实施例中，方法800可以进一步将输入匹配网络和输出匹配网络匹配以产生一个或多个共振，使得省略一个或多个LC对。
在另一个实施例中，输入匹配网络和输出匹配网络通过包括集总元件的集总元件网络、通过分布参数，或通过二者的组合来实现。
从上面关于图8的讨论，本领域技术人员可以理解方法800可以被执行为使得功率放大器能够放大RF输入信号RFIN。通过这种方式，可以向支持MMMB的移动设备或基站(其能够在多个频带上支持各种通信标准)提供较为不复杂并且更高效的功率放大器，例如由本公开所提供的那些。
图9是示出根据本公开的一个实施例的功率放大器的可能电路实现的示意图，其中图9的上部示出可能电路实现的示例性框图，而图9的下部对应地示出示例性的详细电路布置。从所示出的上部，本领域技术人员可以理解根据本公开的实施例的输入和输出匹配网络可以通过一个或多个四分之一波λ/4、或3λ/4阻抗变换器或等效变换器来实现，如图中所绘出的伪λ/4或3λ/4等效电路。进一步，λ/4和3λ/4阻抗变换器可以等效于C-L-C以及L-C-L+C-L-C非平衡高阶“Pi”网络支路，其进一步在图9的下部绘出。
图9的下部示意性地示出针对于图9的上部所示出的λ/4和3λ/4阻抗变换器的详细电路布置。如图所示，N代表输入支路阶，其可以等于或高于3。对于λ/4支路，其是N>＝3的伪低通滤波器(“PLPF”)网络。对于3λ/4支路，N1代表具有阶数等于或大于1的伪高通滤波器(“PHPF”)网络；N2代表具有阶数等于或大于2的PLPF网络，其中N是N1和N2的和并且等于或大于3。
进一步，如灰色所指示的，具有λ/4和3λ/4LC“Pi”的相位补偿LC对可以通过利用如下条件来选择LC值，从而在中心工作频率处共振：
Figure GDA0002494695800000171
Figure GDA0002494695800000172
其中ωR表示LC共振的角频率；fc表示共振频率；L表示用于LC共振的电感值；C表示用于LC共振的电容值，
Figure GDA0002494695800000173
表示峰值放大器路径和阻抗变换器路径之间、使得上述的共振将发生的补偿的异相角度。上述的两个等式定义了LC共振的抵消效果的条件。通过该共振，可以省略若干个对LC组件(如虚框所示意性地绘出的)，以用于网络减小和紧凑度的提升。
图10是示意性地示出针对于根据本公开的实施例的功率放大器、传统的Doherty功率放大器、以及传统AB/B类功率放大器的效率对输出功率的相应图的图。如图10中所绘出的，由本公开所提供的功率放大器的效率相比较于传统Doherty功率放大器和传统AB/B类功率放大器来说实现最高的效率。
图11是示意性地示出针对于根据本公开的实施例的功率放大器、传统的Doherty功率放大器以及传统固定直流(DC)供电的AB类功率放大器的效率对功率回退特性、并且考虑包络信号概率密度函数(“PDF”)的相应图的示图。如图11中清楚绘出的，相比较于传统的AB类功率放大器和传统的Doherty放大器来说，本公开的功率放大器所实现的效率显著地保持在一个相对较高的水平。特别地，基于包络信号的概率密度函数(“PDF”)，可以看出在包络信号的概率分布范围中，无论包络信号的概率是否是高或是低，本公开的功率放大器的效率保持在高的水平。进一步，根据输出功率要求，更多的子放大电路或级可以被添加到功率放大器中，从而获得更多的效率峰值和更高的输出功率。相比而言，具有固定电源而非根据本公开的包络跟踪电源的传统AB类功率放大器实现最低的效率水平。当输出功率被回退时，其效率也显著地减小。如图所示，传统的Doherty功率放大器相比较于传统的AB类功率放大器来说，可以实现更高的效率等级。然而，当输出功率回退时，在包络信号的概率分布范围内，其效率也会显著减小并且无法保持在相对高的水平。
图12是示意性地示出根据本公开的实施例的级联功率增加的效率特性曲线对于载波放大器功率增益和其漏极效率的图。如图12中所示，由固定DC供电的载波放大器和由包络跟踪电源供电的峰值放大器的级联组合所获得的效率将随着载波放大器的效率显著下降。然而，利用本公开的解决方案，载波放大器和峰值放大器都可以利用包络跟踪电源来操作，从而级联的功率增加效率(PAE)和载波放大器效率之间的关系将被转换成一个常量。这意味着级联的功率增加效率将保持高并且耐受更多的载波效率恶化。另外，由于级联的增益增加，相比较于常规的Doherty功率放大器，对于低增益最终放大级来说仅存在微小的效率下降。
正如本领域技术人员将理解的，根据本公开的实施例的输入匹配网络和输出匹配网络仅仅是示例性的并且可以实现在各种配置的更高阶(第二和第三阶)网络中，以便更好的优化峰值放大器路径和阻抗变换器路径之间的相位差，以及提供改进的输入和输出匹配，从而实现最大和回退功率水平处的期望性能特性。显著地，功率放大器的有效带宽可以明显地增加超出常规Doherty放大器所实现的，同时在最大和回退功率水平处保持高的效率。
应该注意到的是术语“连接”、“耦合”或其任意变形意味着直接或间接在两个或多个元件之间的任意连接或耦合，并且可以包括存在于“连接”或“耦合”在一起的两个元件之间的一个或多个中间元件。元件之间的耦合或连接可以是物理的、逻辑的或其组合。如这里所使用的，通过使用一个或多个导线、线缆和/或印刷电连接，以及通过使用电磁能，例如作为非限制性和非穷举性例子的具有射频区域、微波区域以及光学(可见和不可见二者)中的波长的电磁能，两个元件可以被认为是“连接”或“耦合”在一起。
本公开的这些实施例所涉及的领域的、具有在上述的描述和相关的附图中示出的教导的益处的技术人员将理解本公开的许多修改和其他的实施例。因此，将理解本公开的实施例并不限于公开的特定实施例并且修改和其他的实施例旨在包括在所附权利要求的范围内。尽管在这里使用了特定的术语，它们在通用和描述性的意义上使用而不用于限制的目的。

Claims (17)

1.一种用于放大射频信号的功率放大器，所述功率放大器包括：
包络跟踪电源，包括线性调制器和合并器，所述线性调制器被配置成接收包络信号并且产生交流分量，所述合并器被配置成接收来自所述线性调制器的所述交流分量、接收来自外部直流电源的直流分量并且提供包络跟踪电源信号，所述包络跟踪电源信号包括所述交流分量和所述直流分量；
载波放大器，其与所述包络跟踪电源耦合并且配置成放大所述射频信号，所述载波放大器由所述包络跟踪电源信号供电；
输入匹配网络，其配置成对来自于所述载波放大器的放大的射频信号进行分离，使得所述放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而所述放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递；
峰值放大器，其与所述包络跟踪电源耦合并且配置成放大来自于所述输入匹配网络的所述放大的射频信号的所述一部分，所述峰值放大器由所述包络跟踪电源信号供电；
阻抗变换器，其配置成对于来自于所述输入匹配网络的所述放大的射频信号的所述另一部分执行阻抗变换；
输出匹配网络，其配置成将所述峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并，
其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于所述射频信号的输入功率等级来由所述包络跟踪电源信号关闭至低功率模式和打开至高功率模式。
2.根据权利要求1所述的功率放大器，其中所述输入匹配网络配置成根据所述峰值放大器路径的输入阻抗和所述阻抗变换器路径的输入阻抗的比值来分离所述放大的射频信号。
3.根据权利要求1所述的功率放大器，其中所述输入匹配网络配置成根据当所述峰值放大器被打开时的操作来分离所述放大的射频信号。
4.根据权利要求1所述的功率放大器，其中所述输入匹配网络和所述输出匹配网络彼此匹配以产生一个或多个共振，使得省略一个或多个LC对。
5.根据权利要求1所述的功率放大器，其中所述输入匹配网络和所述输出匹配网络通过包括集总元件的集总元件网络、通过分布参数，或通过二者的组合来实现。
6.根据权利要求1所述的功率放大器，其中沿所述峰值放大器路径传递的所述放大的射频信号的所述一部分和沿所述阻抗变换器路径传递的所述放大的射频信号的所述另一部分彼此以从0到180度之间的任意值而异相。
7.一种用于放大射频信号的多级功率放大器，所述多级功率放大器包括：
包络跟踪电源，包括线性调制器和合并器，所述线性调制器被配置成接收包络信号并且产生交流分量，所述合并器被配置成接收来自所述线性调制器的所述交流分量、接收来自外部直流电源的直流分量并且提供包络跟踪电源信号，所述包络跟踪电源信号包括所述交流分量和所述直流分量；
多个级，每级包括：
载波放大器，其与所述包络跟踪电源耦合并且配置成放大所述射频信号，所述载波放大器由所述包络跟踪电源信号供电；
输入匹配网络，其配置成对来自于所述载波放大器的放大的所述射频信号进行分离，使得所述放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而所述放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递；
峰值放大器，其与所述包络跟踪电源耦合并且配置成放大来自于所述输入匹配网络的所述放大的射频信号的所述一部分，所述峰值放大器由所述包络跟踪电源信号供电；
阻抗变换器，其配置成对来自于所述输入匹配网络的所述放大的射频信号的所述另一部分执行阻抗变换；以及
输出匹配网络，其配置成将所述峰值放大器和所述阻抗变换器的输出进行合并以向下一级输入，
其中所述峰值放大器配置成至少部分地基于所述射频信号的输入功率等级来由所述包络跟踪电源信号关闭至低功率模式和打开至高功率模式。
8.根据权利要求7所述的多级功率放大器，其中所述输入匹配网络配置成根据所述峰值放大器路径的输入阻抗和所述阻抗变换器路径的输入阻抗的比值来分离所述放大的射频信号。
9.根据权利要求7所述的多级功率放大器，其中所述输入匹配网络配置成根据当所述峰值放大器被打开时的操作来分离所述放大的射频信号。
10.根据权利要求7所述的多级功率放大器，其中所述输入匹配网络和所述输出匹配网络彼此匹配以产生一个或多个共振，使得省略一个或多个LC对。
11.根据权利要求7所述的多级功率放大器，其中所述输入匹配网络和所述输出匹配网络通过包括集总元件的集总元件网络、通过分布参数、或通过二者的组合来实现。
12.根据权利要求7所述的多级功率放大器，其中沿所述峰值放大器路径传递的所述放大的射频信号的所述一部分和沿所述阻抗变换器路径传递的所述放大的射频信号的所述另一部分彼此以从0到180度之间的任意值而异相。
13.一种用于放大射频信号的方法，所述方法包括：
在线性调制器处接收包络信号并且提供交流分量；
在合并器处接收所述交流分量和来自外部直流电源的直流分量；
从所述合并器提供包络跟踪电源信号，所述包络跟踪电源信号包括所述交流分量和所述直流分量；
使用载波放大器来放大射频信号，其中所述载波放大器由所述包络跟踪电源信号供电；
使用输入匹配网络来分离来自于所述载波放大器的放大的射频信号，使得放大的射频信号的一部分沿峰值放大器路径传递，而放大的射频信号的另一部分沿阻抗变换器路径传递；
使用所述峰值放大器路径中的峰值放大器对来自于所述输入匹配网络的放大的射频信号的所述一部分进行放大，其中所述峰值放大器由所述包络跟踪电源信号供电并且所述峰值放大器被配置成至少部分地基于所述射频信号的输入功率等级来由所述包络跟踪电源信号关闭至低功率模式和打开至高功率模式；
使用所述阻抗变换器路径中的阻抗变换器对来自于所述输入匹配网络的所述放大的射频信号的另一部分执行阻抗变换；以及
使用输出匹配网络对峰值放大器和阻抗变换器的输出进行合并。
14.根据权利要求13所述的方法，其中根据峰值放大器路径的输入阻抗和阻抗变换器路径的输入阻抗的比值来分离所述放大的射频信号。
15.根据权利要求13所述的方法，其中所述放大的射频信号根据当所述峰值放大器被打开时的操作来分离所述放大的射频信号。
16.根据权利要求13所述的方法，还包括：
将所述输入匹配网络与所述输出匹配网络匹配以产生一个或多个共振，使得省略一个或多个LC对。
17.根据权利要求13所述的方法，其中所述输入匹配网络和所述输出匹配网络通过包括集总元件的集总元件网络、通过分布参数、或通过二者的组合来实现。
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