CN107078655B

CN107078655B - 电力转换装置

Info

Publication number: CN107078655B
Application number: CN201480082257.4A
Authority: CN
Inventors: 山川崇; 有泽浩一; 高山裕次; 梅原成雄; 东川友美; 谷川诚
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-09-30
Filing date: 2014-09-30
Publication date: 2019-08-16
Anticipated expiration: 2034-09-30
Also published as: US20170222572A1; US9866140B2; KR20170046174A; KR101965081B1; EP3203626A1; JP6410835B2; CN107078655A; WO2016051488A1; JPWO2016051488A1; EP3203626A4; EP3203626B1

Abstract

电力转换装置(100)具备：整流器(3)，其将来自交流电源(1)的交流电力转换成直流电力；短路部(30)，其使交流电源(1)经由电抗器(2)短路；以及控制部(20)，其控制短路部(30)的短路动作，控制部(20)基于负载条件改变交流电源(1)的半个周期中的短路动作的次数，并且使在短路动作次数改变后的交流电源(1)的半个周期中的从短路动作开始到其结束的期间不同于在短路动作次数改变前的交流电源(1)的半个周期中的从短路动作开始到其结束的期间。电力转换装置(100)即使在根据负载条件改变使交流电源(1)短路的短路部(30)的开关次数的情况下，也能够抑制直流电压的变动。

Description

电力转换装置

技术领域

本发明涉及将交流电力转换成直流电力的电力转换装置。

背景技术

下述专利文献1所述的直流电源装置的结构是通过在电源半个周期中仅使开关单元短路一次来使电流流过电抗器，从而抑制谐波电流并改善功率因数的结构。但是，在电源半个周期中仅使开关单元短路一次的情况下，为了抑制谐波，需要增大电抗器的电感值，而电感值增大时电抗器的发热量就变大。这是由于，通过开关单元的动作而输入电流流过之后，当输入电流变成零时，不仅功率因数变差，作为高次份量的谐波量反而比通常还多。而且还由于，在仅有一次短路时，为了使输入电流不为零，需要在电抗器中存储较大的能量。

在下述专利文献2的现有技术中，通过在电源半个周期内使开关单元短路两次以上，能够减小电抗器的电感值并降低发热量。而且，电感值减小，则电抗器的外形也减小，因此能够实现电抗器的小型化。

专利文献1：日本专利第2763479号公报

专利文献2：日本专利第3485047号公报

发明内容

在上述专利文献1、2所代表的现有技术中，考虑功率因数、损失、谐波、噪声或设计负担等因素，开关单元在电源半个周期中的开关次数要根据负载条件而不同。因此，考虑到这些因素，需要在运转期间切换开关次数，但是如果在切换开关次数时不对短路动作时间适合地进行控制，则会导致直流电压急剧变化，运转因对直流电压控制的不稳定化、过电压或电压不足等的保护措施而停止，有时会对使用直流电压的负载产生不良影响。

本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种即使在根据负载相应地改变使交流电源短路的短路部的开关次数的情况下也能够抑制直流电压的变动的电力转换装置。

为了解决上述问题，实现发明目的，本发明涉及一种电力转换装置，其包括：整流器，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；短路部，其使上述交流电源经由电抗器短路；以及控制部，其控制上述短路部的短路动作，上述控制部在基于负载条件而增加了上述交流电源的半个周期中的上述短路部的短路动作的次数时，使在上述短路部的短路动作次数增加后的上述交流电源的半个周期中从最初的短路动作开始起直到全部短路动作结束为止的第一期间大于在上述短路部的短路动作次数增加前的上述交流电源的半个周期中从最初的短路动作开始起直到全部短路动作结束为止的第二期间，并且使在上述第一期间内上述短路部进行短路动作的时间的总和接近于在上述第二期间内上述短路部进行短路动作的时间的总和。

本发明涉及的电力转换装置，起到即使在根据负载条件而改变使交流电源短路的短路部的开关次数的情况下也能够抑制直流电压变动的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1涉及的电力转换装置的结构示例的图。

图2是表示由电抗器、短路部、整流电路和平滑电容器构成的简易电路的图。

图3是表示在交流电源的正极侧半个周期内使短路元件短路一次时的电源电流的波形的图。

图4是表示电源半个周期中的开关次数从一次增加到两次时检测到的直流电压变动的第一图。

图5是表示电源半个周期中的开关次数从一次增加到两次时检测到的直流电压变动的第二图。

图6是表示电源半个周期中的开关次数从两次减少到一次时检测到的直流电压变动的第一图。

图7是表示电源半个周期中的开关次数从两次减少到一次时检测到的直流电压变动的第二图。

图8是表示本发明的实施方式2涉及的电力转换装置的结构示例的图。

图9是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图。

图10是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。

图11是表示第二脉冲分割部的结构示例的图。

图12是表示在正极侧半个周期中和负极侧半个周期中将驱动信号分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。

图13是表示在电源半个周期中使短路部开关一次的驱动信号的图。

图14是表示在电源半个周期中使短路部开关多次的驱动信号的图。

图15是表示第一脉冲分割部利用的数据的生成步骤的流程图。

图16是表示由驱动信号生成部生成的驱动信号的导通时间、由脉冲分割部生成的驱动信号的导通时间、以及由脉冲分割部生成的驱动信号的断开时间的图。

图17是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号的导通占空比的经时变化的图。

图18是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号的断开占空比的经时变化的图。

图19是表示在电源半个周期中的开关次数从四次增加到六次时检测到的直流电压变动的第一图。

图20是表示在电源半个周期中的开关次数从四次增加到六次时检测到的直流电压变动的第二图。

图21是表示本发明的实施方式2涉及的电力转换装置的变形例的图。

符号说明

1交流电源；2电抗器；3整流器；4整流电路；5平滑电容器；6直流电压检测部；7电源电压检测部；8电流检测部；9电流检测元件；10电流检测单元；11负载；20控制部；21驱动信号生成部；22脉冲传递部； 23脉冲分割部；30短路部；31二极管电桥；32短路元件；100电力转换装置。

具体实施方式

下面，基于附图，对本发明的实施方式涉及的电力转换装置详细地进行说明。另外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1涉及的电力转换装置100的结构示例的图。电力转换装置100具有：将来自作为电源部的交流电源1的交流电力转换成直流电力的整流器3、连接在交流电源1与整流器3之间的电抗器2、检测交流电源1 的电源电流Vs的电源电压检测部7、使交流电源1经由电抗器2短路的短路部 30、以及在交流电源1的半个周期中生成作为一个或多个开关脉冲的驱动信号Sa，并通过所生成的驱动信号Sa控制短路部30的开关动作的控制部20。

相对于短路部30，电抗器2连接在靠交流电源1侧，在图示例中插入在整流器3的一个输入端与交流电源1之间。

整流器3由整流电路4和平滑电容器5构成，整流电路4由组合有四个二极管的二极管电桥构成，平滑电容器5连接在整流电路4的输出端间而使从整流电路4输出的全波整流波形的电压平滑化。

直流电压检测部6由放大器或电平转换电路实现，检测平滑电容器5的两端电压，并将检测出的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电压检测值的直流电压Vdc输出。另外，整流电路4的结构不限于此，也可以将作为二极管连接的单向导通元件的金属氧化物半导体场效应晶体管进行组合而构成。

作为双向开关的短路部30包括：经由电抗器2与交流电源1并联连接的二极管电桥31、以及与二极管电桥31的两个输出端连接的短路元件32。在短路元件32是金属氧化物半导体场效应晶体管的情况下，短路元件32的栅极与控制部 20的驱动信号生成部21连接，通过来自驱动信号生成部21的驱动信号Sa使短路元件32导通、断开。当短路元件32导通时，交流电源1经由电抗器2和二极管电桥31短路。

控制部20由微型计算机构成，具有驱动信号生成部21，其基于直流电压Vdc 和电源电压Vs生成用于控制短路元件32的开关脉冲即驱动信号Sa。

在驱动信号生成部21中，通过短路动作模式的电流开环控制，在电源半个周期中使短路部30进行一次或多次导通、断开动作。使用图2对其动作进行说明。

图2是表示由电抗器2、短路部30、整流电路4和平滑电容器5构成的简易电路的图，在图2中示出了短路部30的导通、断开时的电流路径。

图3是表示在交流电源1的正极侧半个周期中使短路元件32短路一次时的电源电流Is的波形的图。在图3中，示出了正极侧的电源半个周期中的电源电压 Vs的波形、流过电抗器2的电源电流Is的波形、以及使短路部30短路一次时的作为单脉冲的驱动信号Sa的波形。

Tdl表示电源电压Vs上升时在从过零点T0经过一定时间后的时刻驱动信号 Sa变成导通的导通开始时间。Ton是在电源电压的正极侧半个周期内生成的驱动信号Sa的导通时间。T表示从驱动信号Sa导通起直到其断开为止的期间。在图示例中，驱动信号Sa的脉冲数为一个，因此导通时间Ton和期间T的宽度相同。

在经过导通开始时间Tdl后的时刻驱动信号Sa导通，由此短路部30导通。此时，交流电源1、电抗器2和短路部30形成闭合电路，交流电源1经由电抗器 2短路。因此，电源电流Is流过闭合电路，在电抗器2中存储按(1/2)×LI²求得的磁能。存储能量在短路部30断开的同时向负载11侧释放，由整流电路4整流后输送到平滑电容器5。通过该一连串动作，图2所示的路径中流过电源电流Is。由此，能够与无功率因数改善的无源模式(passive mode)相比能够扩展电源电流Is的导通角，从而能够改善功率因数。

在短路动作模式下，通过控制短路部30的导通开始时间Tdl和导通时间Ton 的宽度，能够控制存储在电抗器2中的能量，能够使直流电压Vdc不分阶段地升压到特定的值。

在图3中示出的是在电源半个周期中使短路部30开关一次的示例，但是根据负载条件，有可能以功率因数改善、谐波抑制或直流电压的升压为目的增加开关次数。另外，开关是指短路部30的短路动作，开关次数是指短路部30的短路动作的次数。

图4是表示电源半个周期中的开关次数从一次增加到两次时检测到的直流电压Vdc的变动的第一图。

在图4中，作为一个示例，示出了两个周期的电源电压Vs的波形、由直流电压检测部6检测到的直流电压Vdc的波形、流过电抗器2的电源电流Is的波形、以及驱动信号Sa的波形。详细而言，示出了在电源电压的第一个周期和第二个周期之间的定时开关次数从一次变成两次的情况下直流电压Vdc和电源电流Is 的波形的变化状况。另外，在图4的动作示例中，在电源电压的第一个周期和第二个周期之间切换开关次数，直流电压Vdc的值表示电源电压的第一个周期内的平均值和电源电压的第二个周期内的平均值。

电源电压的第一个周期的正极侧半个周期和负极侧半个周期中的开关次数分别为一次。电源电压的第二个周期的正极侧半个周期和负极侧半个周期中的开关次数分别为两次。

Ton(1)是在电源电压的第一个周期的正极侧半个周期内生成的驱动信号Sa 的导通时间。T1是从该驱动信号Sa导通起直到其断开为止的期间。导通时间 Ton(1)和期间T1的宽度相同。另外，在图4中，省略了在电源电压的第一个周期的负极侧半个周期中生成的驱动信号Sa的导通时间的图示。

Ton(21)是在电源电压的第二个周期的正极侧半个周期内生成的两个驱动信号Sa中的第一个驱动信号Sa的导通时间，Ton(22)是第二个驱动信号Sa的导通时间。此外，Toff是从第一个驱动信号Sa断开起直到第二个驱动信号Sa导通为止的断开时间。T2是从第一个驱动信号Sa导通起直到第二个驱动信号Sa断开为止的期间。详细而言，期间T2是将从第一个驱动信号Sa导通起直到其断开为止的时间、从第一个驱动信号Sa断开起直到第二个驱动信号Sa导通为止的时间、以及从第二个驱动信号Sa导通起直到其断开为止的时间相加而得到的。即，期间T2等于导通时间Ton(21)、断开时间Toff和导通时间Ton(22)相加所得的时间。

在图4的动作示例中，假设为期间T2与期间T1相等。在期间T2与期间T1 相等的情况下，导通时间Ton(21)和导通时间Ton(22)相加所得的时间相对于导通时间Ton(1)较小。

关注直流电压Vdc，可知在切换开关次数后直流电压Vdc下降。详细而言，在期间T2与期间T1相等的条件下，由于在期间T2内进行两次开关，所以导通时间Ton(21)和导通时间Ton(22)相加所得的时间小于导通时间Ton(1)，开关次数增加后的直流电压Vdc变得比开关次数增加前的直流电压Vdc低。

图5是表示电源半个周期中的开关次数从一次增加到两次时检测到的直流电压Vdc的变动的第二图。在图5中，开关次数增加前后的直流电压Vdc的变动很小，为相等的值。直流电压Vdc的变动很小的理由是由于导通时间Ton(21)和导通时间Ton(22)相加所得的时间与导通时间Ton(1)相等。这样，在电源半个周期中的开关次数从一次增加到两次的情况下，为了得到稳定的直流电压Vdc，需要使期间T2大于期间T1。

在图4、图5中说明的是开关次数从一次增加到两次的示例，但是开关次数不限于此。即，在电源半个周期中生成的驱动信号Sa在切换开关次数后的次数多于切换前的次数即可。

图6是表示电源半个周期中的开关次数从两次减少到一次时检测到的直流电压Vdc的变动的第一图。

在图6中，示出了在电源电压的第一个周期和第二个周期之间的定时开关次数从两次变成一次的情况下直流电压Vdc和电源电流Is的波形变化的状况。

电源电压的第一个周期的正极侧半个周期和负极侧半个周期中的开关次数分别为两次。电源电压的第二个周期的正极侧半个周期和负极侧半个周期中的开关次数分别为一次。

Ton(11)是在电源电压的第一个周期的正极侧半个周期内生成的两个驱动信号Sa中的第一个驱动信号Sa的导通时间，Ton(12)是第二个驱动信号Sa的导通时间。此外，Toff是从第一个驱动信号Sa断开起直到第二个驱动信号Sa导通为止的断开时间。T1是从第一个驱动信号Sa导通起直到第二个驱动信号Sa断开为止的期间。详细而言，期间T1是将从第一个驱动信号Sa导通起直到其断开为止的时间、从第一个驱动信号Sa断开起直到第二个驱动信号Sa导通为止的时间、从第二个驱动信号Sa导通起直到其断开为止的时间相加而得到的。即，期间T1等于导通时间Ton(11)、断开时间Toff和导通时间Ton(12)相加所得的时间。

Ton(2)是在电源电压的第二个周期的正极侧半个周期内生成的驱动信号Sa 的导通时间。T2是从该驱动信号Sa导通起直到其断开为止的期间。导通时间 Ton(2)和期间T2的宽度相同。

在图6的动作示例中，假设为期间T1与期间T2相等。在期间T1与期间T2 相等的情况下，导通时间Ton(2)相对于导通时间Ton(11)和导通时间Ton(12)相加所得的时间较大。

关注直流电压Vdc，可知在切换开关次数后直流电压Vdc上升。详细而言，在期间T2与期间T1相等的条件下，由于在期间T1内进行两次开关，所以导通时间Ton(11)和导通时间Ton(12)相加所得的时间小于导通时间Ton(2)，开关次数减少后的直流电压Vdc变得与开关次数减少前的直流电压Vdc相比上升了。

图7是表示电源半个周期中的开关次数从两次减少到一次时检测到的直流电压变动的第二图。在图7中，开关次数减少前后的直流电压Vdc的变动很小，为相等的值。直流电压Vdc的变动很小的理由是由于导通时间Ton(11)和导通时间 Ton(12)相加所得的时间与导通时间Ton(2)相等。这样，在开关次数减少的情况下，为了得到稳定的直流电压Vdc，需要使期间T2小于期间T1。

在图6、图7中说明的是开关次数从两次减少到一次的示例，但不限于此。即，在电源半个周期中由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa在切换开关次数后的次数少于切换前的次数即可。

在实施方式1的电力转换装置100中，在与负载条件对应地改变开关次数时，根据开关次数的变化趋势适合地控制期间T1、T2的大小，由此能够抑制直流电压变动。因此，能够构筑稳定性较高的系统，能够改善功率因数，抑制谐波，并且升压至比以往的转换器高的电压。

此外，实施方式1的电力转换装置100是根据开关次数的变化趋势适合地控制期间T1、T2的大小的结构，因此控制参数可以较少。因此，能够抑制因不需要的参数调整所带来的负荷增加。

此外，在实施方式1的电力转换装置100中，由于能够与负载条件对应地适合地控制期间T1、T2的大小，所以能够抑制负载较低时的开关次数，能够抑制开关损失的增加。

另外，实施方式1的控制部20在开关次数的切换定时控制开关次数改变后的电源半个周期中的从短路开始到短路结束的期间的长短，但只要电压变动在可容许的范围内，就可以分成多个定时进行控制。采用这样的结构，显然也能够获得同样的效果。

实施方式2

图8是表示本发明的实施方式2涉及的电力转换装置100的结构示例的图。实施方式2的电力转换装置100在实施方式1的结构的基础上，还具备用于检测交流电源1的电源电流Is的电流检测单元10，电流检测单元10由电流检测元件 9和电流检测部8构成，电流检测元件9连接在电抗器2与整流器3之间，检测连接位置处的电流值，电流检测部8将与电流检测元件9检测出的电流对应的电压转换成控制部20能够进行处理的低压范围内的电流检测电压Vis输出。电流检测部8由放大器或电平转换电路实现。作为一个示例，电流检测元件9使用电流互感器或分流电阻。

实施方式2的控制部20具有：驱动信号生成部21，其基于直流电压Vdc和电源电压Vs生成用于控制短路部30的短路元件32的开关脉冲即驱动信号Sa以及基准电压V_ref；脉冲分割部23，其将来自驱动信号生成部21的驱动信号Sa分割成多个脉冲，并将分割后的多个脉冲即驱动信号Sa1输出到脉冲传递部22；以及脉冲传递部22，其将来自脉冲分割部23的驱动信号Sa1转换成驱动信号Sa2 传递到短路部30。

基准电压V_ref是迟滞基准电压，即用于限制电源电流Is的值的阈值。基准电压V_ref包括正极侧基准电压V_refH和负极侧基准电压V_refL。对于生成基准电压V_ref的电路将在后文中进行说明。

脉冲分割部23具有：第一脉冲分割部23a，其通过软件处理将驱动信号Sa 分割成多个脉冲即驱动信号Sa1；第二脉冲分割部23b，其通过硬件处理将驱动信号Sa分割成多个驱动信号Sa1；数据存储部23c，其用于存储第一脉冲分割部 23a的运算所需的数据；以及作为选择部的选择器23d，其选择来自第一脉冲分割部23a的驱动信号Sa1或来自第二脉冲分割部23b的驱动信号Sa1并将其输出到脉冲传递部22。

在选择器23d的输入侧有两个端子，内部触点与X侧端子连接时在第一脉冲分割部23a生成的驱动信号Sa1被输出到脉冲传递部22，内部触点与Y侧端子连接时在第二脉冲分割部23b生成的驱动信号Sa1被输出到脉冲传递部22。

脉冲传递部22由电平转换电路构成，为了能够进行栅极驱动而进行电压电平转换，将来自脉冲分割部23的驱动信号Sa1转换成作为栅极驱动信号的驱动信号Sa2并输出到短路部30。

图9是脉冲控制用基准电压生成电路的第一结构图，图10是脉冲控制用基准电压生成电路的第二结构图。图9的电路通过将驱动信号生成部21的端口输出Sb即脉冲宽度调制信号由低通滤波器转换成直流值来生成基准电压V_ref。在这种情况下，通过控制脉冲宽度调制信号的占空比，能够连续地(seamless)改变基准电压V_ref的值。图10的电路通过由驱动信号生成部21的端口输出Sb驱动开关器TR，按电阻Rb、Rc的分压比，分阶段地改变基准电压V_ref的值。另外，生成基准电压V_ref的电路不限于图9、图10所示的电路，可以由图9、图10所示的电路以外的已知电路生成基准电压V_ref，也可以使用在控制部20的外部生成的这些基准电压V_ref。

接着，对第二脉冲分割部23b的结构和动作进行说明。

图11是表示第二脉冲分割部23b的结构示例的图。第二脉冲分割部23b具有：正极侧迟滞比较器HCH，其根据通过式(1)计算出的正极侧上限阈值、通过式(2)计算出的正极侧下限阈值和正极侧基准电压V_refH的关系，决定与正极侧的电流控制范围对应的迟滞来控制电流检测电压Vis的波形；以及负极侧迟滞比较器HCL，其根据通过式(1)计算出的负极侧上限阈值、通过式(2)计算出的负极侧下限阈值和负极侧基准电压V_refL的关系，决定与负极侧的电流控制范围对应的迟滞来控制电流检测电压Vis的波形。此外，第二脉冲分割部23b还具有：使正极侧迟滞比较器HCH的输出反转的逻辑非(NOT)IC3、对逻辑非IC3的输出和驱动信号Sa进行逻辑与(AND)而输出正极侧驱动信号SaH的逻辑与IC2’、对负极侧迟滞比较器HCL的输出和驱动信号Sa进行逻辑与而输出负极侧驱动信号SaL的逻辑与IC2、以及对正极侧驱动信号SaH和负极侧驱动信号SaL进行逻辑与而输出作为逻辑与的结果的驱动信号Sa1的逻辑与IC4。电流控制范围是指交流电源1的电源电流Is的目标控制范围，上限阈值是指用于限制短路部30导通时流过的短路电流的上限的阈值，下限阈值是指设定得比上限阈值小的阈值。另外，式(1)的V_d表示低压系统电源，式(2)的V_OL表示运算放大器的输出饱和电压。

图8所示的电流检测部8具有设置在电流检测元件9的输出级的电平转换电路和放大器，使图11所示的低压系统电源Vd的一半的值与0安培相当，将由电流检测元件9检测出的交流电流波形转换成仅有正极侧的电流波形输出。由此，在第二脉冲分割部23b中能够与电流极性无关地生成驱动信号Sa1。

通过使用由多个迟滞比较器构成的第二脉冲分割部23b，能够与电流极性无关地生成驱动信号Sa1。通过由驱动信号Sa1控制电源电流Is即电流检测电压Vis 的波形，能够抑制短路部30导通时流过的短路电流的峰值，并且能够使直流电压Vdc升压。

此外，迟滞比较器能够通过改变电阻R1、R1’、R2、R2’、R3、R3’的电阻值来改变迟滞的宽度。作为一个示例，将开关和电阻的串联电路与电阻R2或电阻 R2’并联连接，通过开闭开关能够切换合成电阻值。通过由迟滞比较器进行控制部20的处理的一部分，能够减轻控制部20的运算负荷，从而能够用廉价的中央处理单元制作电力转换装置100。

图12是表示在正极侧半个周期和负极侧半个周期将驱动信号Sa分割成多个脉冲时的电源电流的波形的图。在图12中，示出了由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa。在实施方式2中，假设在电源半个周期中生成一次驱动信号Sa，并将从驱动信号Sa导通起直到其断开为止的期间设为导通时间Ton来进行说明。

此外，在图12中，示出了第二脉冲分割部23b进行分割动作时的正极侧驱动信号SaH、负极侧驱动信号SaL、正极侧上限阈值V_THH(H)、正极侧下限阈值 V_THH(L)、负极侧上限阈值V_THL(H)和负极侧下限阈值V_THL(L)。

通过在交流电源1的正极侧和负极侧进行脉冲分割动作，使正极侧的电源电流Is的峰值处于以正极侧基准电压V_refH为中心值的电流控制范围W内，使负极侧的电源电流Is的峰值处于以负极侧基准电压V_refL为中心值的电流控制范围W 内。

另外，在开关频率较高的情况下，开关所引起的损失增加、辐射骚扰、以及端子骚扰电压会成为问题。在解决这样的问题时，通过以基准电压V_ref为中心值扩大电流控制范围W，使驱动信号Sa1的开关次数降低。由此，能够使开关频率低频化，从而抑制损失增加、辐射骚扰、以及端子骚扰电压。

另一方面，在开关频率较低的情况下，可听见频率范围内的噪声会成为问题。在解决这样的问题时，通过以基准电压V_ref为中心值缩小电流控制范围W，使驱动信号Sa1的开关次数上升。由此，能够使开关频率高频化，从而抑制噪声。

接着，对第一脉冲分割部23a的结构进行说明。在使用第一脉冲分割部23a 进行短路部30的开关的情况下，需要决定短路部30的导通、断开定时。为此，需要确定驱动信号Sa的上升时刻Ta、驱动信号Sa的下降时刻Tb。

图13是表示在电源半个周期中使短路部30开关一次的驱动信号的图，图14 是表示在电源半个周期中使短路部30开关多次的驱动信号的图。

设在从过零点T0经过导通开始时间后的驱动信号Sa上升的时刻为T1a，驱动信号Sa下降的时刻为T1b。作为一个示例，将从过零点T0至T1a的时间、以及从过零点T0至T1b的时间作为数据保存，则能够确定短路部30的导通、断开定时。通过利用这些时间数据，第一脉冲分割部23a如图13所示那样在电源半个周期中使短路部30开关一次。

另一方面，如图14所示那样在电源半个周期中使短路部30开关N次的情况下，设在从过零点T0经过导通开始时间后的第n个驱动信号Sa上升的时刻为 Tna，第n个驱动信号Sa下降的时刻为Tnb。N为2以上的整数。

在这种情况下，为了确定短路部30的导通、断开定时，需要保存与n的值成比例的数据数，控制参数随着开关次数增加而增加。根据直流电压指令、负载的大小、负载的种类等运转条件，控制参数的设计会变得复杂，如果开关次数增加则数据的可靠性验证或评价需要大量的时间。

在使用由硬件构成的第二脉冲分割部23b的情况下，虽然不需要进行数据的可靠性验证或评价，但是在为了应对运转条件而需要变更硬件结构的情况下，有时因尺寸上的制约或成本上的制约而难以变更结构。

本发明的发明人关注在电源半个周期内以使电源电流Is的峰值处于电流控制范围W内的方式生成的多个驱动信号Sa1的导通时间和断开时间的经时变化的趋势，从而制作出能够抑制控制参数增加，减少可靠性验证或评价所需的时间和负担，不会造成成本大幅增加而实现高效化且可靠性高的电力转换装置100。

图15是表示在第一脉冲分割部23a中利用的数据的生成步骤的流程图。这里，对使用由图8所示的第二脉冲分割部23b生成的多个驱动信号Sa1来求取应存储到数据存储部23c的数据的示例进行说明。

步骤S1

将图8所示的选择器23d的内部触点切换到Y侧输入端子。由此，能够使用由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa自动地得到驱动信号Sa1。

步骤S2

对驱动信号生成部21设定运转条件。

步骤S3

对电源电流Is的电流限制电平和电流控制范围W进行调整。电流限制电平由正极侧基准电压V_refH和负极侧基准电压V_refL决定，电流控制范围W由图11 所示的电阻R1、R1’、R2、R2’、R3、R3’的电阻值决定。使用这些被限定了的参数来调整电流限制电平和电流控制范围W，以能够获得所需的升压性能、电源功率因数或谐波电流。

步骤S4

根据在步骤S2中设定的运转条件以及在步骤S3中调整好的参数，对在驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa的上升时刻和下降时刻进行收集，并且对使用步骤S3的参数在第二脉冲分割部23b生成的多个驱动信号Sa1的上升时刻和下降时刻进行收集。数据收集通过解析或在本装置上进行。

步骤S5

使用通过步骤S4收集的数据，测算驱动信号Sa的导通时间Ton、各驱动信号Sa1的导通时间Ton、各驱动信号Sa1的断开时间Toff。

图16是表示由驱动信号生成部21生成的驱动信号Sa的导通时间Ton、由脉冲分割部23生成的驱动信号Sa1的导通时间Ton、以及由脉冲分割部23生成的驱动信号Sa1的断开时间Toff的图。

在图16中，示出了在电源电压Vs的正极侧半个周期和负极侧半个周期各生成一次的驱动信号Sa、以及在驱动信号Sa的导通时间Ton内生成的N个驱动信号Sa1。N是2以上的整数。

在电源电压Vs上升时的从过零点T0经过导通开始时间Tdl后的时刻，驱动信号Sa和第一个驱动信号Sa1都为导通。Ton(1)表示在正极侧半个周期内生成的第一个驱动信号Sa1的导通时间、即从第一个驱动信号Sa1上升的时刻起直到其下降为止的时间。Ton(2)表示在正极侧半个周期内生成的第二个驱动信号Sa1的导通时间，Ton(N)表示在正极侧半个周期内生成的第N个驱动信号Sa1的导通时间。

同样，在电源电压Vs下降时的从过零点经过导通开始时间后的时刻，驱动信号Sa和第一个驱动信号Sa1都为导通。Toff(1)表示在负极侧半个周期内生成的第一个驱动信号Sa1与第二个驱动信号Sa1之间的断开时间、即从第一个驱动信号Sa1下降的时刻起直到第二个驱动信号Sa1上升为止的时间。Toff(2)表示在负极侧半个周期内生成的第二个驱动信号Sa1与第三个驱动信号Sa1之间的断开时间，Toff(N－1)表示在负极侧半个周期内生成的第N－1个驱动信号Sa1与第N 个驱动信号Sa1之间的断开时间。

根据通过步骤S4收集到的驱动信号Sa的上升时刻和下降时刻、以及第一个～第N个各驱动信号Sa1的上升时刻和下降时刻，求取图16所示的驱动信号Sa的导通时间Ton、各驱动信号Sa1的导通时间Ton、以及各驱动信号Sa1的断开时间Toff。进而，根据所收集到的各驱动信号Sa1的顺序，求取各驱动信号Sa1 的脉冲编号、以及相邻的驱动信号Sa1之间的脉冲间隔编号。

步骤S6

接着，使用通过步骤S5得到的各驱动信号Sa1的导通、断开时间，求取各驱动信号Sa1的导通时间Ton相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的导通占空比、以及各驱动信号Sa1的断开时间Toff相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的断开占空比。

如上所述，关注在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1的导通时间和断开时间的经时变化的趋势，就能够发现导通占空比和断开占空比的规律性。以下具体进行说明。

为了计算导通占空比和断开占空比，定义下述函数。

式(3)是电源半个周期中的第x个驱动信号Sa1的导通时间Ton(x)相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的导通占空比。N是在电源半个周期中生成的驱动信号Sa1的总数。

式(4)是电源半个周期中的第x个驱动信号Sa1与第x－1个驱动信号Sa1 之间的断开时间Toff(y)相对于驱动信号Sa的导通时间Ton的断开占空比。N是在电源半个周期中生成的驱动信号Sa1的总数。

图17是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号Sa1的导通占空比的经时变化的图。横轴表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号Sa1中的第二个～第N个驱动信号Sa1的编号即脉冲编号x，纵轴表示通过式(3)求出的与第二个～第N个驱动信号Sa1n对应的导通占空比。

关注第二个～第N个驱动信号Sa1的脉冲串，可知如图12所示那样电源电流Is的峰值处于电流控制范围W内时的导通占空比呈向下突出的抛物线且具有其坡度较缓的特征。

图18是表示在电源半个周期中生成的N个驱动信号Sa1的断开占空比的经时变化的图。横轴表示在电源半个周期中生成的各驱动信号Sa1之间隔的编号即脉冲间隔编号y，纵轴是通过式(4)求出的与第一个～第N个驱动信号Sa1n对应的断开占空比的值。

关注第一个～第N个驱动信号Sa1的脉冲串，可知如图12所示那样电源电流Is的峰值处于电流控制范围W内时的断开占空比呈向上突出的抛物线且具有其坡度比导通占空比陡的特征。

步骤S7

这样，在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1的导通占空比和断开占空比经时变化且变化的趋势不同。本发明的发明人考虑到用近似式表示在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1中特定区域的驱动信号Sa1的导通占空比和断开占空比的方法。

导通占空比具有其坡度较缓的特征。因此，式(3)的导通占空比能够用式 (5)所示的二次式来近似表示。其中，A1、B1、C1表示近似式的各常数。

on_duty(x)＝A₁·x²+B₁·x+C₁ {l≤x≤N} …(5)

式(4)的断开占空比虽然也可以用二次式来近似表示，但是断开占空比具有其坡度比导通占空比陡的特征。因此在实施方式2中，为了提高占空比设定的自由度，如式(6)所示那样用四次式来近似表示。其中，A2、B2、C2、D2、 E2表示近似式的各常数。

off_duty(y)＝A₂y²+B₂·y³+C₂·y²+D₂·y+E₂{l≤y≤N-1)}

…(6)

另外，关于特定区域以外的脉冲即第一个驱动信号Sa1的导通占空比，能够用式(7)表示。N为在电源半个周期中生成的驱动信号Sa1的总数。这样，关于第一个驱动信号Sa1的导通时间，不进行导通占空比的设定而使用式(7)，由此也能够吸收近似式的误差。

这样，求取在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1中特定区域的驱动信号Sa1的导通占空比的近似式、在电源半个周期中生成的多个驱动信号Sa1的断开占空比的近似式、以及特定区域以外的驱动信号Sa1的导通占空比。

步骤S8

将通过步骤S7求出的导通占空比与脉冲编号相关联来使其函数化，使通过步骤S7求出的断开占空比与脉冲间隔编号函数化，将这些函数化的数据和近似式的常数数据存储在数据存储部23c中。

第一脉冲分割部23a测算来自驱动信号生成部21的驱动信号Sa的导通时间 Ton，将驱动信号Sa的导通时间Ton乘以从数据存储部23c读取的导通占空比和断开占空比，由此决定电源半个周期中的第一个～第N个驱动信号Sa1的导通、断开时间。

这里，对根据负载条件改变开关次数的情况进行说明。在负载从轻负载变成重负载时需要增加开关次数的情况下，为了抑制电流峰值、改善功率因数、抑制谐波、并且实现升压，需要增大向第一脉冲分割部23a和第二脉冲分割部23b输入的驱动信号Sa的导通时间Ton。

详细而言，如式(8)所示那样通过将修正系数Kc乘以驱动信号Sa的导通时间Ton就能够实现。Kc是1以上的整数，与开关次数的切换条件对应地设定即可。在切换开关次数时将修正系数Kc乘以导通时间Ton，由此能够抑制直流电压Vdc的变动，从而获得稳定的直流电压Vdc。

Ton＝Ton·Kc …(8)

图19是表示在电源半个周期中的开关次数从四次增加到六次时检测到的直流电压Vdc的变动的第一图。在图19中示出了驱动信号Sa1的波形来替代图4 的驱动信号Sa。

电源电压的第一个周期的正极侧半个周期和负极侧半个周期中的开关次数分别是四次。在实施方式2中，假设在电源半个周期中生成一次驱动信号Sa，并将从驱动信号Sa导通起直到其断开为止的期间定义为导通时间Ton。而且，图 19的电源电压Vs的第一个周期的Ton与从在电源电压Vs的第一个周期的正极侧半个周期内或负极侧半个周期内生成的第一个驱动信号Sa1导通起直到第四个驱动信号Sa1断开为止的期间相等。

电源电压的第二个周期的正极侧半个周期和负极侧半个周期内的开关次数分别是六次。而且，图19的电源电压Vs的第二个周期的Ton与从在电源电压 Vs的第二个周期的正极侧半个周期内或负极侧半个周期内生成的第一个驱动信号Sa1导通起直到第六个驱动信号Sa1断开为止的期间相等。

在图19的动作示例中，假设为第一个周期的导通时间Ton与第二个周期的导通时间Ton相等。在这种情况下，第二个周期的导通时间Ton内的六个驱动信号Sa1各自的导通时间的总和相对于第一个周期的导通时间Ton内的四个驱动信号Sa1各自的导通时间的总和较小。其结果，在切换开关次数后直流电压Vdc降低。

图20是表示在电源半个周期中的开关次数从四次增加到六次时检测到的直流电压Vdc的变动的第二图。在图20中，开关次数增加前后的直流电压Vdc的变动很小，为相等的值。直流电压Vdc的变动很小的理由是由于使第二个周期的导通时间Ton大于第一个周期的导通时间Ton，由此第二个周期的导通时间Ton 内的六个驱动信号Sa1各自的导通时间的总和与第一个周期的导通时间Ton内的四个驱动信号Sa1各自的导通时间的总和相等。

在图19、图20中，对使开关次数从四次增加到六次的示例进行了说明，但是开关次数不限于此。

在负载从重负载变成轻负载时需要减少开关次数的情况下，为了抑制电流峰值、改善功率因数、抑制谐波、并且实现升压，需要减小向第一脉冲分割部23a 和第二脉冲分割部23b输入的驱动信号Sa的导通时间Ton。

详细而言，如式(9)所示那样通过将修正系数Kc的倒数乘以驱动信号Sa 的导通时间Ton就能够实现。Kc为1以上的整数，与开关次数的切换条件对应地设定即可。在切换开关次数时将修正系数Kc的倒数乘以导通时间Ton，由此能够抑制直流电压Vdc的变动，从而获得稳定的直流电压Vdc。

如上所述，实施方式2涉及的短路部30的导通、断开定时唯一地确定，能够在该导通、断开定时将驱动信号Sa分割成多个驱动信号Sa1。

这样，通过使用由占空比表示脉冲串配置的函数，即使开关次数增加，也不会导致存储在数据存储部23c中的控制参数增加，而能够确定短路部30的导通、断开定时。

另外，在实施方式2中，为了生成驱动信号Sa1而检测电源电压Vs、电源电流Is和直流电压Vdc，但是在用存储在数据存储部23c中的数据使第一脉冲分割部23a动作时，并不需要检测电源电流Is，根据所构筑的系统规格来选择是否要检测电源电流即可。

此外，在实施方式2中示出了使占空比函数化的示例，但是也可以将使导通时间和断开时间函数化而得到的数据、或者用二次以上的近似式表示导通时间和断开时间而得到的数据存储在数据存储部23c中来用于脉冲分割动作。

此外，在实施方式2中示出了使用近似式来生成脉冲的一个示例，但是在电源半个周期中生成的驱动信号Sa1的数量较少的情况下，也可以不使用近似式，而存储通过步骤S6求出的各占空比的数据，或者存储通过步骤S5求出的各脉冲的导通时间和脉冲间的断开时间的数据，并使用这些数据来生成驱动信号Sa1。采用这样的结构，也能够在第一脉冲分割部23a进行脉冲分割，能够抑制控制部 20的改良所带来的成本增加。

此外，第一脉冲分割部23a和第二脉冲分割部23b可以仅使用其中一方，也可以根据运转条件切换使用。在因尺寸上的制约或成本上的制约而难以变更控制部20的结构的情况下，使选择器23d的内部触点与X侧端子连接而仅使用第一脉冲分割部23a。在成本上的制约不高但是为了适用于各种规格环境而需要提高电源电流Is的波形生成精度的情况下，使选择器23d的内部触点与Y侧端子连接而仅使用第二脉冲分割部23b。在需要提高波形生成精度并且在特定的运转条件下为了应对噪声而需要与电源电流无关地输出特定的脉冲模式的情况下，根据运转条件将选择器23d的内部触点切换到X侧端子或者Y侧端子，一并使用第一脉冲分割部23a和第二脉冲分割部23b。

此外，在实施方式2中说明的是使用由第二脉冲分割部23b生成的驱动信号 Sa1来求取应存储到数据存储部23c的数据的示例，但是不限于此，也可以在预先的解析中，基于在驱动信号Sa的导通时间Ton内使电源电流Is的峰值处于电流控制范围W内的各驱动信号Sa1的导通、断开时间，求取使各驱动信号Sa1 的导通占空比与脉冲编号相关联的函数、以及使各驱动信号Sa1的断开占空比与脉冲间隔编号相关联的函数，并将这些函数化的数据及近似式的常数数据存储在数据存储部23c中。

此外，第一脉冲分割部23a也可以是下述结构。

图21是表示本发明的实施方式2涉及的电力转换装置100的变形例的图。为了简化说明，将存储在数据存储部23c中的数据假设为导通时间和断开时间、或者导通占空比和断开占空比。在图21的电力转换装置100中，由电流检测单元10检测出的电流检测电压Vis被输入到第一脉冲分割部23a，第一脉冲分割部 23a基于电流检测电压Vis计算用于修正导通占空比和断开占空比的修正系数，或者计算用于修正导通时间和断开时间的修正系数。第一脉冲分割部23a将修正系数乘以从数据存储部23c读取的导通占空比和断开占空比，或者将修正系数乘以从数据存储部23c读取的导通时间和断开时间。第一脉冲分割部23a将驱动信号Sa的导通时间乘以修正后的导通占空比和断开占空比。采用这样的结构，能够提高驱动信号Sa1的导通、断开时间的精度。

另外，在实施方式1、2中，电抗器2插入在交流电源1与整流电路4之间，整流电路4经由电抗器2与交流电源1连接，但是电力转换装置100只要能够经由电抗器2进行电源的短路和开路即可，因此整流电路4、电抗器2和短路部30 的位置关系不限于图示例的结构。即，电力转换装置100只要构成为在短路时电源电流Is按交流电源1、电抗器2、短路部30、交流电源1的顺序流过即可，作为一个示例，也可以是在交流电源1与电抗器2之间插入有整流电路4，电抗器 2经由整流电路4与交流电源1连接的结构。

此外，在实施方式1、2中说明的是通过固定基准电压V_ref的值来生成方波状的电源电流Is的动作示例，但是也可以是通过使基准电压V_ref经时变化来生成方波以外的形状的电源电流Is的结构。

此外，在实施方式1、2中，进行控制使电源电流Is的峰值处于电流控制范围W内，但是在谐波产生量不成为问题的范围内，即使电源电流Is的峰值脱离电流控制范围W也不会成为问题。具体而言，由于多个驱动信号Sa1中的一个驱动信号Sa1的脉冲宽度较大，所以电源电流Is的峰值超过电流限制电平，也不会成为问题。

此外，实施方式1、2是通过检测电源电压Vs的过零点并将过零点作为基点来实现与电源电压Vs同步的结构，但是不限于此。作为一个示例，控制部20也可以是通过检测电源电压Vs的峰值并将该峰值作为基点来实现与电源电压Vs 同步的结构。此外，实施方式1、2涉及的电力转换装置100与电源电压检测部7 检测出的电源电压同步地控制短路部30的短路动作的次数，但是也可以不使用电源电压检测部7，而使用用于检测与交流电源1的交流电压同步了的同步信号的同步信号检测部而与同步信号同步地控制短路部30的短路动作的次数。

如以上所说明的那样，实施方式1、2涉及的电力转换装置100具备：整流器3，其将来自交流电源1的交流电力转换成直流电力；短路部30，其使交流电源1经由电抗器2短路；以及控制部20，其控制短路部30的短路动作，控制部 20基于负载条件改变交流电源1的半个周期中的短路动作的次数，并且使在短路动作次数改变后的交流电源1的半个周期中的从短路动作开始到其结束的期间不同于在短路动作次数改变前的交流电源1的半个周期中的从短路动作开始到其结束的期间。通过适合地控制从驱动信号Sa导通开始到其断开为止的期间的大小，即使在与负载条件对应地改变短路部30的短路动作次数的情况下，也能够抑制直流电压Vdc的变动。因此，能够构筑稳定性高的系统，能够改善功率因数，抑制谐波，并且升压到比以往的转换器高的电压。此外，实施方式1、2的电力转换装置100是根据开关次数的变化趋势适合地控制从驱动信号Sa导通起直到其断开为止的期间的大小的结构，因此控制参数较少。因此，能够抑制因不需要的参数的调整所带来的负荷增加。此外，在实施方式1、2的电力转换装置100中，能够与负载条件对应地适合地控制从驱动信号Sa导通起直到其断开为止的期间的大小，因此能够抑制负载较低时的开关次数，能够抑制开关损失的增加。

此外，上述控制部在增加了上述交流电源的半个周期中的上述短路动作的次数时，使上述短路动作次数增加后的上述期间大于上述短路动作次数增加前的上述期间。采用这样的结构，能够抑制开关次数增加前后的直流电压Vdc的变动，从而得到稳定的直流电压Vdc。

此外，上述控制部在减少了上述交流电源的半个周期中的上述短路动作的次数时，使上述短路动作次数减少后的上述期间小于上述短路动作次数减少前的上述期间。采用这样的结构，能够抑制开关次数减少前后的直流电压Vdc的变动，从而得到稳定的直流电压Vdc。

此外，上述控制部具有：驱动信号生成部，其生成具有与上述期间的长度对应的宽度的导通信号即驱动信号；以及脉冲分割部，其将上述驱动信号分割成多个开关脉冲，上述脉冲分割部使用将上述多个开关脉冲的导通时间、上述多个开关脉冲的断开时间与上述多个开关脉冲的编号相对应的数据，将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。采用这样的结构，不需要在使用驱动信号Sa来生成多个驱动信号Sa1时的复杂运算，并且不会导致设定于控制部20的数据的设计负荷增加。

此外，上述控制部具有：驱动信号生成部，其生成具有与上述期间的长度对应的宽度的导通信号即驱动信号；以及脉冲分割部，其将上述驱动信号分割成多个开关脉冲，上述脉冲分割部使用由基于上述多个开关脉冲的编号的函数表示上述多个开关脉冲的导通时间和上述多个开关脉冲的断开时间的数据，将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。采用这样的结构，即使开关次数增加也能够确定短路部30的导通、断开定时，并且应存储在控制部20中的控制参数较少，因此不需要使用高价的存储器。此外，能够减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担，不会导致装置成本增加。

此外，上述数据是用二次以上的近似式表示上述导通时间和上述断开时间的数据。通过使用这样的数据，能够进一步减少应存储在数据存储部23c中的控制参数，能够大幅减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担。

此外，上述数据中，上述多个开关脉冲的断开时间的变化率大于上述多个开关脉冲的导通时间的变化率。在使用这样的数据的情况下，也能够获得与使用由二次以上的近似式表示的数据时同样的效果。

此外，上述数据中，以使电源电流在比上述交流电源的半个周期短的期间内处于从上限阈值到小于上述上限阈值的下限阈值的范围内的方式，设定有上述导通时间和上述断开时间。采用这样的结构，能够抑制电源电流Is的峰值并且使直流电压Vdc升压。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制短路部 30导通时的电源电流Is的失真，能够抑制谐波分量。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够扩大电源电流Is的流通期间，能够提高功率因数。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制构成交流电源1的滤波电路及其它部件的容量增加，能够抑制成本的增加。

此外，上述控制部具有：驱动信号生成部，其生成具有与上述期间的长度对应的宽度的导通信号即驱动信号；以及脉冲分割部，其将上述驱动信号分割成多个开关脉冲，上述脉冲分割部使用由基于上述多个开关脉冲的编号的函数表示上述多个开关脉冲的导通时间相对于上述驱动信号的导通时间的导通占空比和上述多个开关脉冲的断开时间相对于上述驱动信号的导通时间的断开占空比的数据，将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。通过使用这样的数据，即使开关次数增加也能够确定短路部30的导通、断开定时，并且应存储在数据存储部23c中的控制参数较少，因此不需要使用高价的存储器。因此，能够减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担，不会导致装置成本增加。

此外，上述数据是用二次以上的近似式表示上述导通占空比和上述断开占空比的数据。通过使用这样的数据，即使开关次数增加也能够确定短路部30的导通、断开定时，并且能够进一步减少应存储在数据存储部23c中的控制参数，能够大幅减少数据的可靠性验证或评价所需的时间和负担。

此外，上述数据中，上述多个开关脉冲的上述断开占空比的变化率大于上述多个开关脉冲的导通占空比。在使用这样的数据的情况下，也能够获得与使用由二次以上的近似式表示的数据时同样的效果。

此外，上述数据中，以使电源电流在比上述交流电源的半个周期短的期间内处于从上限阈值到小于上述上限阈值的下限阈值的范围内的方式，设定有上述导通占空比和上述断开占空比。采用这样的结构，能够抑制电源电流Is的峰值并且使直流电压Vdc升压。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制短路部30导通时的电源电流Is的失真，能够抑制谐波分量。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够扩大电源电流Is的流通期间，能够提高功率因数。此外，由于能够抑制电源电流Is的峰值，所以能够抑制构成交流电源1的滤波电路及其它部件的容量增加，能够抑制成本的增加。

此外，上述数据中，上述多个开关脉冲的脉冲串中第一个开关脉冲的导通时间比第二个以后的开关脉冲的导通时间长。通过使用这样的数据，与第一个开关脉冲的导通时间被设定为与第二个以后的开关脉冲的导通时间相同的值的情况相比，能够减少驱动信号Sa1的开关次数，抑制元件损失从而能够抑制温度上升，减少噪声。

此外，控制部具备用于存储上述数据的数据存储部，基于存储在上述数据存储部中的数据，将上述驱动信号分割成多个开关脉冲。采用这样的结构，无需从控制部20的外部输入数据，控制部20就能够进行脉冲分割。

此外，上述控制部在比上述交流电源的半个周期短的期间内，使上述短路动作次数改变后的上述期间不同于上述短路动作次数改变前的上述期间。由此，能够抑制流过与电源电压的极性相反的电流，并且能够提高控制稳定性，抑制功率因数降低。

此外，实施方式1、2的电力转换装置具备用于检测与上述交流电源同步的电源电压的电源电压检测部，上述控制部与由上述电源电压检测部获取的上述电源电压同步地，使上述短路动作次数改变后的上述期间不同于上述短路动作次数改变前的上述期间。此外，实施方式1、2的电力转换装置具备用于检测与上述交流电源的交流电压同步的同步信号的同步信号检测部，上述控制部与由上述同步信号检测部检测出的上述同步信号同步地，使上述短路动作次数改变后的上述期间不同于上述短路动作次数改变前的上述期间。通过与电源电压同步地进行控制，能够在适合的定时对短路部进行开关，从而能够有效地提高功率因数并抑制谐波。此外，也能够根据交流电源电压的频率的变动来修正短路动作的次数，从而能够构筑鲁棒性高的系统。

以上的实施方式所示的结构仅表示本发明内容的一个示例，还能够与其它公知技术组合，也能够在不脱离本发明要旨的范围内省略、变更其结构的一部分。

Claims

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

整流器，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；

短路部，其使所述交流电源经由电抗器短路；以及

控制部，其控制所述短路部的短路动作，

所述控制部在基于负载条件而增加了所述交流电源的半个周期中的所述短路部的短路动作的次数时，使在所述短路部的短路动作次数增加后的所述交流电源的半个周期中从最初的短路动作开始起直到全部短路动作结束为止的第一期间大于在所述短路部的短路动作次数增加前的所述交流电源的半个周期中从最初的短路动作开始起直到全部短路动作结束为止的第二期间，并且使在所述第一期间内所述短路部进行短路动作的时间的总和等于在所述第二期间内所述短路部进行短路动作的时间的总和，

所述控制部具有：

驱动信号生成部，其生成在所述第一期间或所述第二期间内使所述短路部进行短路动作的驱动信号；以及

脉冲分割部，其将所述驱动信号分割成多个开关脉冲，

所述脉冲分割部使用由基于所述多个开关脉冲的编号的函数表示所述多个开关脉冲的导通时间和所述多个开关脉冲的断开时间的数据，将所述驱动信号分割成多个开关脉冲，所述数据中，以使电源电流的峰值在比所述交流电源的半个周期短的期间内处于从上限阈值到小于所述上限阈值的下限阈值的范围内的方式，设定有所述导通时间和所述断开时间。

2.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

整流器，其将来自交流电源的交流电力转换成直流电力；

短路部，其使所述交流电源经由电抗器短路；以及

控制部，其控制所述短路部的短路动作，

所述控制部在基于负载条件而减少了所述交流电源的半个周期中的所述短路部的短路动作的次数时，使在所述短路部的短路动作次数减少后的所述交流电源的半个周期中从最初的短路动作开始起直到全部短路动作结束为止的第一期间小于在所述短路部的短路动作次数减少前的所述交流电源的半个周期中从最初的短路动作开始起直到全部短路动作结束为止的第二期间，并且使在所述第二期间内所述短路部进行短路动作的时间的总和等于在所述第一期间内所述短路部进行短路动作的时间的总和，

所述控制部具有：

脉冲分割部，其将所述驱动信号分割成多个开关脉冲，

3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述脉冲分割部使用将所述多个开关脉冲的导通时间、所述多个开关脉冲的断开时间与所述多个开关脉冲的编号相对应的数据，将所述驱动信号分割成多个开关脉冲。

4.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述数据是用二次以上的近似式表示所述导通时间和所述断开时间的数据。

5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：

所述数据中，所述多个开关脉冲的断开时间的变化率大于所述多个开关脉冲的导通时间的变化率。

6.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述脉冲分割部使用由基于所述多个开关脉冲的编号的函数表示所述多个开关脉冲的导通时间相对于所述驱动信号的导通时间的导通占空比和所述多个开关脉冲的断开时间相对于所述驱动信号的导通时间的断开占空比的数据，将所述驱动信号分割成多个开关脉冲。

7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于：

所述数据是用二次以上的近似式表示所述导通占空比和所述断开占空比的数据。

8.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于：

所述数据中，所述多个开关脉冲的所述断开占空比的变化率大于所述多个开关脉冲的导通占空比。

9.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于：

所述数据中，以使电源电流的峰值在比所述交流电源的半个周期短的期间内处于从上限阈值到小于所述上限阈值的下限阈值的范围内的方式，设定有所述导通占空比和所述断开占空比。

10.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：

所述数据中，所述多个开关脉冲的脉冲串中第一个开关脉冲的导通时间比第二个以后的开关脉冲的导通时间长。

11.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于：

12.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部具备用于存储所述数据的数据存储部，基于存储在所述数据存储部中的数据，将所述驱动信号分割成多个开关脉冲。

13.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于：

14.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，具备：

电源电压检测部，其用于检测与所述交流电源同步的电源电压，

所述控制部与在所述电源电压检测部获取的所述电源电压同步地，使所述第一期间大于所述第二期间。

15.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，具备：

同步信号检测部，其用于检测与所述交流电源的交流电压同步的同步信号，

所述控制部与在所述同步信号检测部获取的所述同步信号同步地，使所述第一期间大于所述第二期间。

16.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，具备：

所述控制部与在所述电源电压检测部获取的所述电源电压同步地，使所述第一期间小于所述第二期间。

17.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，具备：

所述控制部与在所述同步信号检测部获取的所述同步信号同步地，使所述第一期间小于所述第二期间。

18.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于：

所述控制部由微型计算机构成。