CN106911386A - 一种评估dco‑ofdm可见光通信系统信号峰均比的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种评估DCO‑OFDM可见光通信系统信号峰均比的方法，本评估方法得出的峰均比具有高度准确性，通过系统仿真与本评估方法得到的理论计算值相校验，本评估方法得到的评估值在子载波数目足够大时具有相当高的准确性；本评估方法得出的峰均比具有简单易算性，对于子载波数目足够大的DCO‑OFDM，只要知道OFDM调制后时域信号的功率，再知道削波的上下界，即可快速得出削波后信号的峰均比，无需实际硬件测量。

Description

一种评估DCO-OFDM可见光通信系统信号峰均比的方法

技术领域

本发明涉及无线光通信技术领域，尤其是一种评估DCO-OFDM可见光通信系统信号峰均比的方法。

背景技术

LED灯具有使用寿命长、节能、发光效率高等诸多优点，被广泛的用于室内照明，未来会逐步取代传统的荧光灯和白炽灯等，成为主流的室内照明器件。近来研究表明，LED器件在照明的同时，也可以进行高速的数字通信，且基于LED的室内科技光通信系统具有成本低、传输速率高、保密性好等优点，因此，被认为是一种重要的室内无线通信技术。室内可见光通信与现有的无线电通信相比，具有绿色环保、没有电磁辐射、频谱资源丰富等优势。此外，室内可见光通信特别适合应用在一些无线电设备禁止使用的场合，如飞机、医院等。

不同于传统的无线射频通信系统，在可见光通信系统中普遍采用的是强度调制直接检测技术，这是因为在可见光通信系统中，普遍采用的是发光强度来携带信息，而LED的发光强度只能是非负数，因此不能像在传统射频领域一样采用复数信号。因此在可见光通信系统中所要传输的信号都将经历由电信号转化为光信号的过程，即信源处信号转化为非负电信号来驱动LED。为了解决多径效应引起的码间干扰问题，正交频分复用OFDM技术被深入研究并广泛采用。该技术频谱利用率高，抗频率选择性衰落，抗码间干扰，调制解调简单并且易于实现，接收端无需复杂均衡技术，因此，该技术也被广泛的应用到室内可见光通信系统中。但不同于传统射频通信领域的OFDM技术，采用强度调制直接检测技术的可见光通信技术中需要对信号进行削波处理，一种常用的调制方式为DCO-OFDM。OFDM技术中的一大难点即发射信号峰均比过大的问题在DCO-OFDM中仍存在，因此在DCO-OFDM技术中研究削波对峰均比的影响具有重要意义。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于，提供一种评估DCO-OFDM可见光通信系统信号峰均比的方法，能够得出具有高度准确性和简单易算性的峰均比。

为解决上述技术问题，本发明提供一种评估DCO-OFDM可见光通信系统信号峰均比的方法，包括如下步骤：

(1)根据DCO-OFDM的系统结构，算出IFFT输出的各子载波时域信号

(2)由于频域信号S_k是零均值且是独立同分布的，根据中心极限定理，当子载波数目N足够多时，经过IFFT变换得到的时域信号s_n服从高斯分布，即

(3)对上下削波程度进行规范化处理，得到削波上下界为：

(4)由此可以得到削波后信号的概率密度函数为：

(5)由概率密度函数可以得到削波后信号的平均功率为：

其中，c(l,u)是功率因子，c(l,u)＝(l²-1)Φ(l)-(u²-1)Φ(u)+u²+lg(l)-ug(u).

(6)当子载波数目足够多，频域符号是QAM调制而来时，同一OFDM符号各个子载波上的信号是相互独立的，因此由峰均比的定义式：

可以推出双边削波后的DCO-OFDM符号的峰均比的互补累积分布函数为：

其中，θ_min＝min{θ_L,θ_U}，θ_max＝max{θ_L,θ_U}，

本发明的有益效果为：本评估方法得出的峰均比具有高度准确性，通过系统仿真与本评估方法得到的理论计算值相校验，本评估方法得到的评估值在子载波数目足够大时具有相当高的准确性；本评估方法得出的峰均比具有简单易算性，对于子载波数目足够大的DCO-OFDM，只要知道OFDM调制后时域信号的功率，再知道削波的上下界，即可快速得出削波后信号的峰均比，无需实际硬件测量。

附图说明

图1为本发明的方法流程示意图。

图2为本发明的基于DCO-OFDM室内可见光通信系统发射端示意图。

图3为本发明削波后功率因子c(l,u)关于规范后削波上下界l和u的分布示意图。

图4为本发明双边削波后峰均比互补累积分布函数两个间断点θ_L和θ_U关于规范后削波上下界l和u的分布示意图。

图5为本发明不同子载波数目下本方法计算得到的峰均比分布理论值和实际仿真值示意图。

图6为本发明1024子载波时DCO-OFDM在各种情况下的峰均比的互补累积分布函数曲线示意图。

具体实施方式

如图1所示，为本发明的方法流程示意图。一种评估DCO-OFDM可见光通信系统信号峰均比的方法，包括如下步骤：

(1)根据DCO-OFDM的系统结构，算出IFFT输出的各子载波时域信号

(2)由于频域信号S_k是零均值且是独立同分布的，根据中心极限定理，当子载波数目N足够多时，经过IFFT变换得到的时域信号s_n服从高斯分布，即

(3)对上下削波程度进行规范化处理，得到削波上下界为：

(4)由此可以得到削波后信号的概率密度函数为：

(5)由概率密度函数可以得到削波后信号的平均功率为：

其中，c(l,u)是功率因子，c(l,u)＝(l²-1)Φ(l)-(u²-1)Φ(u)+u²+lg(l)-ug(u).

(6)当子载波数目足够多，频域符号是QAM调制而来时，同一OFDM符号各个子载波上的信号是相互独立的，因此由峰均比的定义式：

可以推出双边削波后的DCO-OFDM符号的峰均比的互补累积分布函数为：

其中，θ_min＝min{θ_L,θ_U}，θ_max＝max{θ_L,θ_U}，

如图2为基于DCO-OFDM室内可见光通信系统发射端框图。一串高速并行的比特流经过串并转多路并行的低速数据流，然后并行低速的数据流通过正交幅度调制映射成一个个星座点。假设共有N个子载波并且第k个子载波上的符号为S_k。为了能在快速傅里叶反变换(IFFT)处理后的时域获得实信号，频域的各个信号间需满足共轭对称性，即

其中，第0和第个子载波设为0，即S₀＝S_N/2＝0。因此，DCO-OFDM的频域帧结构如时域信号s_n可由频域信号表示为

其中，n＝0,…,N-1，Re{·}为取实部函数。由于在可见光通信中采用的都是强度调制的方法来驱动LED，因此发送端的信号s_n不仅仅需要是实数，更且应该是非负数。所以在DCO-OFDM中采用的通常是下削波后增加适当的直流偏置。但通常出于对人眼的保护或者LED线性动态范围的限制，会对驱动LED的信号加上一个上限幅，即也采取上削波。该过程表示为：

其中，B_U和-B_L分别代表了削波上届和削波下界。越小的B_U和-B_L意味着信号削掉的越多。削波后的信号s_clip,n随后经过数模转化(DAC)变成连续的时域信号s_clip(t)，随后加上值为B_L的直流偏置变成非负实信号，即s_dc(t)＝s_clip(t)+B_L，随后，该非负实信号用来驱动LED。

图3所示为削波后功率因子c(l,u)关于规范后削波上下界l和u的分布。可以看到c(l,u)是u的单调增函数，l的单调减函数，符合削的越多，剩余信号的功率越小这样的事实。

图4所示为为双边削波后峰均比互补累积分布函数两个间断点θ_L和θ_U关于规范后削波上下界l和u的分布。从中可以看到θ_L是l和u的单调减函数而θ_U是l和u的单调增函数。

图5为不同子载波数目下本方法计算得到的峰均比分布评估值和实际仿真值。可以看到子载波数目较小(128子载波)时本方法计算出来的峰均比分布与实际仿真出来的分布具有微小差异，而当子载波数目足够多时，本方法计算出的峰均比分布能很好的吻合实际仿真的系统。

图6是在1024子载波时DCO-OFDM在各种情况下的峰均比的互补累积分布函数曲线。作为比较，同时给出了相同条件下未采取削波的信号的CCDF曲线。图5的前两幅图是非对称削波时的情况，这两幅图中的CCDF曲线都有两个间断点，即θ_min和θ_max。对第一张图l＝-5，u＝0,…,4，θ_min＝θ_U随u单调增，而θ_max＝θ_L是随u单调递减的。对于第二张图u＝5，l＝0,…,-4，θ_min＝θ_L随l单调递减，而θ_max＝θ_U也随l单调递减。因此，对于单边削波，削的越多，最大峰均比反而越大。两张图看上去是一样的，这其实也是轮换对称性的体现。第三章图为双边对称削波，削波后的峰均比分布只有一个间断点并且是随着u单调递增的。在双边削波时，削的越多，最大峰均比就越小。而双边削波后的DCO-OFDM峰均比的CCDF值与未削波时的相比，在不同的区间段内有不同的结论，在小于最大峰均比下的CCDF值双边对称削波后是大于为削波的，而在大于最大峰均比后，由于削波的CCDF为0以致于小于未削波时的情形。

尽管本发明就优选实施方式进行了示意和描述，但本领域的技术人员应当理解，只要不超出本发明的权利要求所限定的范围，可以对本发明进行各种变化和修改。

Claims (1)

1.一种评估DCO-OFDM可见光通信系统信号峰均比的方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)根据DCO-OFDM的系统结构，算出IFFT输出的各子载波时域信号

$s_n=\frac{2}{\sqrt{N}}\underset{k=1}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\Σ}}\mathrm{Re}\left\{S_k{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}kn}{N}}\right\}$

(2)由于频域信号S_k是零均值且是独立同分布的，根据中心极限定理，当子载波数目N足够多时，经过IFFT变换得到的时域信号s_n服从高斯分布，即

(3)对上下削波程度进行规范化处理，得到削波上下界为：

$l=-\frac{B_L}{{\mathrm{\σ}}_s},u=\frac{B_U}{{\mathrm{\σ}}_s}$

(4)由此可以得到削波后信号的概率密度函数为：

$f_{dco}\left(w\right)=\mathrm{\Φ}\left(l\right)\mathrm{\δ}(w+B_L)+\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}_s}{e}^{-\frac{w^2}{2{\mathrm{\σ}}_s^2}}\[u(w+B_L)-u(w-B_U)\]+\[1-\mathrm{\Φ}\left(u\right)\]\mathrm{\δ}(w-B_U)$

(5)由概率密度函数可以得到削波后信号的平均功率为：

$P_{dco}^{ele}=E\[|s_{clip,n}{|}^2\]=E\[s_{clip,n}^2\]={\∫}_{-\mathrm{\∞}}^{+\mathrm{\∞}}{w}^2{f}_{dco}\left(w\right)dw={\mathrm{\σ}}_s^{2}c(l,u)$

其中，c(l,u)是功率因子，c(l,u)＝(l²-1)Φ(l)-(u²-1)Φ(u)+u²+lg(l)-ug(u).

(6)当子载波数目足够多，频域符号是QAM调制而来时，同一OFDM符号各个子载波上的信号是相互独立的，因此由峰均比的定义式：

$PAPR=\frac{\underset{0\≤n\≤N-1}{max}|s_{clip,n}{|}^2}{E\[|s_{clip,n}{|}^2\]}$

可以推出双边削波后的DCO-OFDM符号的峰均比的互补累积分布函数为：

$F_{dco}\left(x\right)=P\left(PAPR>x\right)=\left\{\begin{array}{cc}1-{\&lsqb;2\mathrm{\&Phi;}\left(\sqrt{c\left(l,u\right)x}\right)-1\&rsqb;}^N,& 0\&le;x<{\mathrm{\&theta;}}_{\min }\\ 1-{\&lsqb;\mathrm{\&Phi;}\left(\sqrt{c\left(l,u\right)x}\right)\&rsqb;}^N,& {\mathrm{\&theta;}}_{\min }\&le;x<{\mathrm{\&theta;}}_{\max }\\ 0,& x\&GreaterEqual;{\mathrm{\&theta;}}_{\max }\end{array}\right.$

其中，θ_min＝min{θ_L,θ_U}，θ_max＝max{θ_L,θ_U}，