CN106877677B - 一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路，包括左右对称的Va侧电路和Vb侧电路。本发明的有益效果是：1、本发明在双向DC/DC变换，采用LLC拓扑进行双向变换下，能够双向变换情况下都能对电流过零点判断，增加滤除第一个过零点的误判，同时利用PWM控制，改善整流副边侧在处于感性区域容性区整流管的开关特性以及，MOS体二极管反向恢复造成的影响，与传统的同步整流IC来控制而言，更适合应用于高低压场合，其应用范围更广。在实现双向DC/DC防反灌的同时，又可利用其电流检测实现死区时间的调节，这解决LLC极限条件下可能实现不了ZVS软开关问题，提高了电路效率，改善了电路EMC，电路可靠性也大大提高了。
Description
技术领域
本发明涉及一种变换器控制电路，具体是一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路。
背景技术
DC/DC变换器作为实现不同直流电压的转换，一般传统的DC/DC变换器为单向转换以及非隔离的BUCK-BOOST拓扑的DC/DC变换。现为满足储能，能源的充分利用。在车载以及，电池化成方面，DC/DC双向变换已经迫切需要，传统的非隔离型DC/DC变换器，由于不具备电气隔离在安全方面存在隐患，故隔离型DC/DC双向变换器成为主要研究对象。
DC/DC变换器中以LLC拓扑最为优先，LLC拓扑有着几乎全范围内能实现ZVS，并在f＜fr(谐振频率)副边整流管能实现ZCS，其控制方式为PFM，作为天生的抖频模式，可改善电路的EMC。如图1为传统全桥LLC DC/DC变换器，为单向的二极管整流方式。
如图2所示，为LLC DC/DC变换器同步整流。传统的二极管整流，在低压大电流输出情况下，二极管的导通损耗占的比例大，使得电路效率难以调整，损耗的增加又带来了散热难度，需要增加相应的散热措施，增加了散热成本，模块化体积也难以做小，并降低了电路可靠性，同时实现不了DC/DC双向变换的功能。
DC/DC变换器若采用同步整流，则可减少整流管带来的导通损耗，提高了电路效率，散热成本降低，电路功率密度也可做高，同时还能实现DC/DC双向变换功能。
LLC DC/DC变换器同步整流，其带来了一些问题如在f＜fr，以及P＜Po(额定功率)条件下，同步整流技术会带来电流反灌问题。电流反灌问题会使得，副边管子关断时出现Vds尖峰应力以及副边关断损耗增加，同时耦合至原边使得原边通过体二极管电流回馈，原边管子体二极管的反向恢复可能会造成原边管子互通瞬间短路，这可能造成原边管子损坏。这大大降低了电路可靠性，防反灌技术必须实现。图2为一般的LLC DC/DC同步整流简构图。
图2，是LLC DC/DC变换器同步整流框图，包含了采用同步整流IC方案以及利用采集副边电流，对电流进行采样，检测电流过零点，来实现同步整流技术。
对于传统的LLC DC/DC变换同步整流在低压态下，大都使用同步整流IC技术来实现，其简单可靠。如果在DC/DC变换中两边都存在高压情况时，传统的同步整流IC技术已经不适合应用到这上面，故采用检测电流的方式，进行同步整流控制，使用DSP软件逻辑控制，控制灵活。
对于双向DC/DC变换同步整流，利用电流采样进行电流过零检测，其需要有相应的控制信号进行双向工作的判别，同时需要添加相应的逻辑控制。
发明内容
本发明的目的在于提供一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路，包括左右对称的Va侧电路和Vb侧电路，所述Va侧电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，Vb侧电路包括MOS管Q5、MOS管Q6、MOS管Q7和MOS管Q8，MOS管Q1的漏极连接MOS管Q2的漏极、电容Ca和电压Va，MOS管Q1的漏极连接电容Cr和MOS管Q3的漏极，MOS管Q2的源极连接变压器T1的绕组LM和MOS管Q4的漏极，MOS管Q1的栅极连接MOS管Q4的栅极和驱动信号Vg11/Vg110，MOS管Q2的栅极连接MOS管Q3的栅极和驱动信号Vg22/Vg220，电容Cr的另一端连接电感Lr，MOS管Q1的漏极连接MOS管Q2的漏极、电容Ca和电压Va，MOS管Q5的漏极连接电容Cb和MOS管Q6的漏极，MOS管Q6的源极连接变压器T1，MOS管Q5的栅极连接MOS管Q8的栅极和驱动信号Vg33/Vg331，MOS管Q6的栅极连接MOS管Q7的栅极和驱动信号Vg44/Vg441，MOS管Q3的源极连接电容Ca的另一端、MOS管Q4的源极和电阻R1，电阻R1的另一端连接比较器U1D的同相输入端，比较器U1D的反相输入端通过电阻R2接地，比较器U1D的输出端连接二极管D11、电阻R18和电阻R4，电阻R18的另一端连接三极管Q1的发射极和比较器U4的反相输入端，比较器U4的输出端连接电阻R14和DSP，二极管D11的阴极连接信号Vs11，DSP输出的Vs22信号连接比较器U1的反相输入端和二极管D13的阴极，比较器U1的同相输入端连接电阻R6，比较器U1的输出端连接与门A3的一个输入端和与门A5的一个输入端，与门A3的另一个输入端连接DSP，与门A3的输出端连接与门A4的一个输入端，与门A4的另一个输入端连接与门A6的一个输入端和三极管Q1的基极，与门A4的输出端连接二极管D66的阳极，二极管D66的阴极连接驱动信号Vg33，与门A6的输出端连接二极管D122的阳极，二极管D122的阴极连接驱动信号Vg44，与门A6的另一个输入端连接与门A5的输出端，与门A5的另一个输入端连接DSP，二极管D13的阳极连接电容C1、电容C2、电阻R5和二极管D12的阴极，电容C1的另一端连接二极管D18的阴极和二极管D19的阴极，二极管D18的阳极连接二极管D118的阳极和DSP，二极管D118的阴极连接驱动信号Vg110。
作为本发明再进一步的方案：所述三极管Q1均为P型三极管。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、本发明在双向DC/DC变换，采用LLC拓扑进行双向变换下，能够双向变换情况下都能对电流过零点判断，增加滤除第一个过零点的误判，同时利用PWM控制，改善整流副边侧在处于感性区域容性区整流管的开关特性以及，MOS体二极管反向恢复造成的影响，与传统的同步整流IC来控制而言，更适合应用于高低压场合，其应用范围更广。在实现双向DC/DC防反灌的同时，又可利用其电流检测实现死区时间的调节，这解决LLC极限条件下可能实现不了ZVS软开关问题，提高了电路效率，改善了电路EMC，电路可靠性也大大提高了。
2、针对同样通过检测电流实现同步整流反灌问题，着增加了PWM消隐电路滤除第一个零点带来的误判，同时发明一种原副边驱动时间上错开一小段时间t，用来防止消隐时间内带来的电流反灌。其能在电流检测防反灌技术上做到更好的保护管子不受损坏，大大提高了电路的可靠性。
附图说明
图1为现有技术1的电路图。
图2为现有技术2的电路图。
图3为本发明的电路图。
图4为本发明Va-Vb工作模式的DSP波形图。
图5为本发明Vb-Va工作模式的DSP波形图。
图6为本发明一种实施例的电路图。
图7为本发明实施例Va-Vb工作模式的DSP波形图。
图8为本发明实施例Vb-Va工作模式的DSP波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1～8，本发明实施例中，本发明提出一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路，包括左右对称的Va侧电路和Vb侧电路，所述Va侧电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，Vb侧电路包括MOS管Q5、MOS管Q6、MOS管Q7和MOS管Q8，MOS管Q1的漏极连接MOS管Q2的漏极、电容Ca和电压Va，MOS管Q1的漏极连接电容Cr和MOS管Q3的漏极，MOS管Q2的源极连接变压器T1的绕组LM和MOS管Q4的漏极，MOS管Q1的栅极连接MOS管Q4的栅极和驱动信号Vg11/Vg110，MOS管Q2的栅极连接MOS管Q3的栅极和驱动信号Vg22/Vg220，电容Cr的另一端连接电感Lr，MOS管Q1的漏极连接MOS管Q2的漏极、电容Ca和电压Va，MOS管Q5的漏极连接电容Cb和MOS管Q6的漏极，MOS管Q6的源极连接变压器T1，MOS管Q5的栅极连接MOS管Q8的栅极和驱动信号Vg33/Vg331，MOS管Q6的栅极连接MOS管Q7的栅极和驱动信号Vg44/Vg441，MOS管Q3的源极连接电容Ca的另一端、MOS管Q4的源极和电阻R1，电阻R1的另一端连接比较器U1D的同相输入端，比较器U1D的反相输入端通过电阻R2接地，比较器U1D的输出端连接二极管D11、电阻R18和电阻R4，电阻R18的另一端连接三极管Q1的发射极和比较器U4的反相输入端，比较器U4的输出端连接电阻R14和DSP，二极管D11的阴极连接信号Vs11，DSP输出的Vs22信号连接比较器U1的反相输入端和二极管D13的阴极，比较器U1的同相输入端连接电阻R6，比较器U1的输出端连接与门A3的一个输入端和与门A5的一个输入端，与门A3的另一个输入端连接DSP，与门A3的输出端连接与门A4的一个输入端，与门A4的另一个输入端连接与门A6的一个输入端和三极管Q1的基极，与门A4的输出端连接二极管D66的阳极，二极管D66的阴极连接驱动信号Vg33，与门A6的输出端连接二极管D122的阳极，二极管D122的阴极连接驱动信号Vg44，与门A6的另一个输入端连接与门A5的输出端，与门A5的另一个输入端连接DSP，二极管D13的阳极连接电容C1、电容C2、电阻R5和二极管D12的阴极，电容C1的另一端连接二极管D18的阴极和二极管D19的阴极，二极管D18的阳极连接二极管D118的阳极和DSP，二极管D118的阴极连接驱动信号Vg110。
三极管Q1均为P型三极管。
本发明的工作原理是：由于是DC/DC双向变换器，所以针对双向，设置一个标志位信号Fg，通过工作不同的工作模式对标志位信号Fg幅值不一样，以高低电平为例，1表示高电平，0表示低电平。
如电路工作在Va→Vb时，Fg＝1；工作在Vb→Va时，Fg＝0；原边驱动与副边驱动是同时刻且驱动时间长度是一样的。对于LLC而言，由于副边电流波形近似正弦，故其电流波形存在2个过零点，利用原边PWM对副边采样的电流波形进行消隐处理，可屏蔽第一个零点带来的误判断。DSP有8个PWM驱动口，分别应用于双向变换之中。
1:工作在Va→Vb条件下，DSP判断，给出Fg＝1。其DSP发出的驱动波形如图3所示，A2，A8与门输出为低电平，Q1与Q4驱动直接接Vg110，Q2与Q3驱动直接接Vg220。Q5，Q8的驱动连接Vg33，Q6，Q7的驱动连接Vg44。Vb侧作为副边，通过Vb侧精密采样电阻Rs2对副边电流进行采样，由于Rs2上电流波形是正弦波，在第一个零点时，Vg1与Vg2对电容充电，使得Vs22>(Vref-VF)，比较器U1输出为高电平，Fg＝1，Vg33与Vg44分别跟随Vg333与Vg444。
当在某一时刻，Vb侧Rs2上采样电压为零时，Vs22＜(Vref-VF)，U1比较器输出低电平，Vg33与Vg44驱动关断，这样在电流开始反灌的时刻，电流过零检测，直接关断Vb侧同步整流驱动信号，实现了防反灌功能，
在Va侧Rs1电阻采样，在某一时刻，Q1，Q4关断，原边电流经过Q2，Q3体二极管续流，在续流时刻开始，Rs1上电压采样信号变成负值；当Rs1采样的电压小于Vth1时，U4比较器输出低电平，发送给DSP，DSP检测到低电平，则立刻发出Q2，Q3驱动，Vth1设置的值，能够要保证管子已经抽调其本身的Coss结电容。这样对于传统的定死区时间设置，可提高效率，实现LLC全范围内的ZVS。实现了Va→Vb工作状态下，Va侧的死区调节，Vb侧的同步整流防反灌控制。
2：工作在Vb→Va条件下，DSP判断，给出Fg＝0。其DSP发出驱动波形如图4所示：A4，A6与门输出为低电平，Q5与Q8驱动直接接Vg331，Q6与Q7驱动直接接Vg441。Q1，Q4的驱动连接Vg11，Q2，Q3的驱动连接Vg22.Va侧作为副边，通过Va侧精密采样电阻Rs1对副边电流进行采样，由于Rs1上电流波形是正弦波，在第一个零点时，Vg3与Vg4对电容充电，使得Vs11>(Vref-VF)，比较器U2输出为高电平，Fg＝1，Vg11与Vg22分别跟随Vg111与Vg222。
当在某一时刻，Va侧Rs1上采样电压为零时，Vs11＜(Vref-VF)，U2比较器输出低电平，Vg11或Vg22驱动关断，这样在电流开始反灌的时刻，电流过零检测，直接关断Va侧同步整流驱动信号，实现了防反灌功能。
在Vb侧Rs1电阻采样，在某一时刻，Q5，Q8关断，原边电流经过Q6，Q7体二极管续流，在续流时刻开始，Rs2上电压采样信号变成负值；当Rs2采样的电压小于Vth1时，U3比较器输出低电平，发送给DSP，DSP检测到低电平，则立刻发出Q6，Q7驱动，Vth1设置的值，能够要保证管子已经抽调其本身的Coss结电容。这样对于传统的定死区时间设置，可提高效率，实现LLC全范围内的ZVS。实现了Vb→Va工作状态下，Vb侧的死区调节，Va侧的同步整流防反灌控制。
作为本发明的一种实施例：如图6所示：在PWM消隐，滤除电流第一个零点的误判，但同时也可能存在电流倒灌，若在消隐时间内，出现电流的反灌，一样会造成管子Vds尖峰应力，以及加大了开通损耗，同时在DC/DC变换器启动至正常输出期间，存在不可控的局面，以及在开关频率f受限的情况下，输出存在一个电压，而主电路无法调节输出到达那个电压时，即过压状态下可能存在的电流反灌。
针对消隐时间内的可能存在的电流反灌，以及过压开关频率f受限，以及缓启动时间内不好控制的局面，增加一些控制单元。
本实施例是滤除消隐电路的驱动方案：其对消隐时间内起到可控制住电流存在的反灌问题，同时也起到在重载情况下，电流经过管子体二极管，体二极管的反向恢复时间问题，有可能造成在另一组驱动到来之后依然没结束，从而造成互通现象，这就可能损坏管子，通过利用二极管整流，延迟一小段时间，避免二极管反向恢复以及MOS管开通造成的互通，可以避免这一情况的发生。
如图6所示：在DSP中将原副边的驱动时间错开一个小时间段t，t占导通时间很小，在PWM消隐时间内，副边驱动不开，使其进入二极管整流。这可以防止PWM消隐时间内电流的反灌，也起到防止二极管反向恢复时间造成的互通现象。但也带来了二极管整流带来的多余损耗，同时也防止了在驱动关断时，由于电路本身的延时，可能造成的反灌问题，二极管也带来了反向恢复损耗，这可以通过找体二极管反向恢复时间短的。副边驱动错开一段时间，这可省去PWM消隐电路，减轻了电路的复杂性，增加了可靠性。
对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
Claims (2)
1.一种具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路，包括左右对称的Va侧电路和Vb侧电路，其特征在于，所述Va侧电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3和MOS管Q4，Vb侧电路包括MOS管Q5、MOS管Q6、MOS管Q7和MOS管Q8，MOS管Q1的漏极连接MOS管Q2的漏极、电容Ca的一端和电压Va，MOS管Q1的源极连接电容Cr的一端和MOS管Q3的漏极，MOS管Q2的源极连接变压器T1的绕组LM和MOS管Q4的漏极，MOS管Q1的栅极连接MOS管Q4的栅极和驱动信号Vg11/Vg110，MOS管Q2的栅极连接MOS管Q3的栅极和驱动信号Vg22/Vg220，电容Cr的另一端连接电感Lr，MOS管Q1的漏极连接MOS管Q2的漏极、电容Ca和电压Va，MOS管Q5的漏极连接电容Cb和MOS管Q6的漏极，MOS管Q6的源极连接变压器T1，MOS管Q5的栅极连接MOS管Q8的栅极和驱动信号Vg33/Vg331，MOS管Q6的栅极连接MOS管Q7的栅极和驱动信号Vg44/Vg441，MOS管Q3的源极连接电容Ca的另一端、MOS管Q4的源极和电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接比较器U1D的同相输入端，比较器U1D的反相输入端通过电阻R2接地，比较器U1D的输出端连接二极管D11、电阻R18的一端和电阻R4，电阻R18的另一端连接三极管Q1的发射极和比较器U4的反相输入端，比较器U4的输出端连接电阻R14和DSP，二极管D11的阴极连接信号Vs11，DSP输出的Vs22信号连接比较器U1的反相输入端和二极管D13的阴极，比较器U1的同相输入端连接电阻R6，比较器U1的输出端连接与门A3的一个输入端和与门A5的一个输入端，与门A3的另一个输入端连接DSP，与门A3的输出端连接与门A4的一个输入端，与门A4的另一个输入端连接与门A6的一个输入端和三极管Q1的基极，与门A4的输出端连接二极管D66的阳极，二极管D66的阴极连接驱动信号Vg33，与门A6的输出端连接二极管D122的阳极，二极管D122的阴极连接驱动信号Vg44，与门A6的另一个输入端连接与门A5的输出端，与门A5的另一个输入端连接DSP，二极管D13的阳极连接电容C1的一端、电容C2、电阻R5和二极管D12的阴极，电容C1的另一端连接二极管D18的阴极和二极管D19的阴极，二极管D18的阳极连接二极管D118的阳极和DSP，二极管D118的阴极连接驱动信号Vg110。
2.根据权利要求1所述的具有双向同步整流和死区自调节的变换器控制电路，其特征在于，所述三极管Q1为P型三极管。
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