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CN106533382A - 应用于超高频dc/dc功率变换器的t型阻抗匹配电路及该匹配电路参数设计方法 - Google Patents

应用于超高频dc/dc功率变换器的t型阻抗匹配电路及该匹配电路参数设计方法 Download PDF

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CN106533382A
CN106533382A CN201611091192.7A CN201611091192A CN106533382A CN 106533382 A CN106533382 A CN 106533382A CN 201611091192 A CN201611091192 A CN 201611091192A CN 106533382 A CN106533382 A CN 106533382A
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Abstract

应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路及该匹配电路参数设计方法，属于超高频DC/DC功率变换器领域。解决了当输出功率变化时，现有L型匹配网络会出现感性化或容性化的趋势，从而降低超高频DC/DC功率变换器的输出效率及现有L型匹配网络同后级整流环节相互耦合时，使整体电路的调试变得复杂化的问题。T型阻抗匹配电路，它包括谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls；谐振电感Ls的一端与谐振电容C1的一端和谐振电容Cs的一端同时连接，谐振电容C1的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与逆变电路的两个输出端连接，谐振电容Cs的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与整流电路的两个输入端连接。本发明主要用于超高频功率变换领域。

Description

应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路及该匹配 电路参数设计方法
技术领域
本发明属于超高频DC/DC功率变换器领域。
背景技术
在超高频DC/DC功率变换器领域，功率密度和瞬态响应速度是评价其性能优劣的两项重要指标，提高变换器的开关频率能使这两项指标得到有效提升，因此，高频化是DC/DC功率变换器发展的必然趋势。
目前超高频DC/DC功率变换器的拓扑结构普遍由逆变环节、匹配网络、整流环节三部分构成，如图1所示，在设计变换器时一般先设计整流环节，使其在电压电流基波情况下呈现阻性，而匹配网络的作用则是提高逆变环节的带载能力，即降低整流环节的等效电阻。
现在较常用的是L型匹配网络如图2所示，该型匹配网络结构简单利于设计，但也存在一些缺点，主要表现为：
1、输出功率变化时，整流环节的等效电阻发生变化，等效为阻性的整流环节经匹配网络后，匹配网络会出现感性化或容性化的趋势，该种趋势下电压和电流重叠，使逆变环节中产生开关损耗，从而降低功率变换器的输出效率。
2、匹配网络同后级整流环节相互耦合，使整体电路的调试变得复杂化。
发明内容
本发明是为了解决当输出功率变化时，现有L型匹配网络会出现感性化或容性化的趋势，从而降低超高频DC/DC功率变换器的输出效率及现有L型匹配网络同后级整流环节相互耦合时，使整体电路的调试变得复杂化的问题。本发明提供了一种应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路及该匹配电路参数设计方法。
应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路，它包括谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls；
谐振电感Ls的一端与谐振电容C1的一端和谐振电容Cs的一端同时连接，
谐振电容C1的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与逆变电路的两个输出端连接，
谐振电容Cs的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与整流电路的两个输入端连接。
一种T型阻抗匹配电路的参数设计方法，该方法是基于所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路实现的，该方法中参数谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls求取的具体过程为：
步骤一，将所述T型阻抗匹配电路进行等效，获得T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL；
其中，
将s＝jω代入公式一，获得：
s表示复频率，j表示复数单位，ω表示谐振角频率，ZR表示整流电路的等效电阻，
步骤二，保证T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL呈现阻性，则定义公式二表达式中，分子的实部与分母的实部之比等于分子的虚部与分母的虚部之比，具体如公式三和公式四所示：
步骤三，设定C1＝kCS，并对公式四进行整理，获得
其中，k表示比例系数；
将公式五代入公式三，获得
对公式六进行整理，获得
将公式七代入C1＝kCS，获得
将公式八代入公式五，获得
从而完成对T型阻抗匹配电路中参数谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls的设计。
所述的k的取值为1。
本发明带来的有益效果是，1、对匹配网络的设计提出新型拓扑结构，该新型匹配网络能在输出功率变化时，使等效为阻性的整流环节经匹配网络后依旧呈现为阻性，提高整体电路的抗干扰能力。
2、实现匹配网络和整流环节在设计上的完全解耦，提高变换器设计精度。
附图说明
图1为超高频DC/DC功率变换器原理框图；VIN表示输入电压，VO表示输出电压，RL表示输出电阻；
图2为L型匹配网络的原理示意图；其中，L表示L型匹配网络谐振电感，C表示L型匹配网络谐振电感，ZL表示匹配网络带有负载时的等效阻抗，ZR表示整流环节的等效电阻；
图3为本发明所述的应用于DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路的等效电路图；
图4为采用本发明T型阻抗匹配电路实现的DC/DC功率变换器的原理示意图；
图5为本发明所述的T型阻抗匹配电路用于Class E电路的原理示意图；
图6为L型阻抗匹配电路用于Class E电路的原理示意图；
图7为L型阻抗匹配电路应用于Class E电路时，开关管S两端电压波形的波形图；附图标记1表示等效电阻ZR＝30Ω时，开关管S两端电压的波形，附图标记2表示等效电阻ZR＝25Ω时，开关管S两端电压的波形，附图标记3表示等效电阻ZR＝17Ω时，开关管S两端电压的波形；
图8为T型阻抗匹配电路用于Class E电路时，开关管S两端电压波形的波形图；
图9为开关频率f＝20MHz，k取0.8，整流电路的等效电阻ZR取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图；
图10为开关频率f＝20MHz，k取1，整流电路的等效电阻ZR取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图；
图11为开关频率f＝20MHz，k取1.3，整流电路的等效电阻ZR取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图；
图12为开关频率f＝30MHz，k取0.8，整流电路的等效电阻ZR取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图；
图13为开关频率f＝30MHz，k取1，整流电路的等效电阻ZR取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图；
图14为开关频率f＝30MHz，k取1.3，整流电路的等效电阻ZR取不同值时，T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图。
具体实施方式
具体实施方式一：参见图3和图4说明本实施方式，本实施方式所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路，它包括谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls；
谐振电感Ls的一端与谐振电容C1的一端和谐振电容Cs的一端同时连接，
谐振电容C1的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与逆变电路的两个输出端连接，
谐振电容Cs的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与整流电路的两个输入端连接。
具体实施方式二：参见图3和图4说明本实施方式，本实施方式所述的一种T型阻抗匹配电路的参数设计方法，该方法是基于具体实施方式一所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路实现的，该方法中参数谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls求取的具体过程为：
步骤一，将所述T型阻抗匹配电路进行等效，获得T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL；
其中，
将s＝jω代入公式一，获得：
s表示复频率，j表示复数单位，ω表示谐振角频率，ZR表示整流电路的等效电阻，
步骤二，保证T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL呈现阻性，则定义公式二表达式中，分子的实部与分母的实部之比等于分子的虚部与分母的虚部之比，具体如公式三和公式四所示：
步骤三，设定C1＝kCS，并对公式四进行整理，获得
其中，k表示比例系数，k的取值范围为：
将公式五代入公式三，获得
对公式六进行整理，获得
将公式七代入C1＝kCS，获得
将公式八代入公式五，获得
从而完成对T型阻抗匹配电路中参数谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls的设计。
本实施方式中，由于CS、C1、LS的值都为正数，所以k的取值范围为：
具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式二所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路的参数设计方法的区别在于，所述的k的取值为1。
一、由于匹配网络(即：匹配电路)一般都是应用于超高频功率变换器领域，因此在计算T型阻抗匹配电路中无源元件参数值大小的时候，频率都应在兆赫兹以上，所以分以下两种情况对本发明所述的T型阻抗匹配电路的可行性进行验证：
1、开关频率f＝20MHz
令ZR＝17Ω，ZL＝5Ω，将k＝0.8、1、1.3带入公式七至公式九，可得表1中的三组参数，将以上参数带入ZL表达式，绘制T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图。
表1 k取不同值时T型阻抗匹配电路参数值
k CS C1 LS
0.8 1157.0pF 925.6pF 74.1nH
1 863.1pF 863.1pF 73.4nH
1.3 560.4pF 728.6pF 76.1nH
图9为k取0.8，ZR分别取17Ω，25Ω，30Ω时的Bode图，从Bode图中看出，只有ZR取17Ω，在20MHz开关频率时ZL依然呈阻性。
图10为k取1，ZR分别取17Ω，25Ω，30Ω时的Bode图，从Bode图中看出，即使ZR值改变，ZL在20MHz开关频率下依然呈阻性。
图11为k取1.3，ZR分别取17Ω，25Ω，30Ω时的Bode图，从Bode图中看出，依旧只有ZR取17时ZL才能呈阻性。
2、开关频率f＝30MHz
再次令ZR＝17Ω，ZL＝5Ω，将k＝0.8、1、1.3带入公式七至公式九，可得表2中的三组参数，将以上参数带入ZL表达式，绘制T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL的Bode图。
表2 k取不同值时T型匹配网络参数值
k CS C1 LS
0.8 771.3pF 617.1pF 49.4nH
1 575.4pF 575.4pF 48.9nH
1.3 373.6pF 485.7pF 50.7nH
图12至图14分别是k取0.8、1、1.3时，改变ZR得出ZL的Bode图，从以上三幅图可以看出，依旧只有k取1时，ZR大小的改变不会对ZL的相位产生影响。
经过以上分析，开关频率分别为20MHz和30MHz，从ZL的Bode图可以看出，当k<1时，ZR的变化会使ZL幅值与相位都发生改变，幅值减小，相位呈感性，k>1时，ZR对ZL的幅值与相位也会产生影响，幅值在减小的同时，相位逐渐呈容性，只有当k＝1时，ZR的变化不会对ZL的相位产生影响，即此时的ZL依旧呈阻性，因此在使用T型匹配网络进行超高频功率变换器的电路设计时，若想实现ZL保持阻性不变，k值必须取1。
二、将本发明所述的T型阻抗匹配电路应用于Class E电路上，具体参见图5，
Class E谐振变换器拓扑一般由一个开关管结合一个合适的阻抗网络组成，结构简单，成本低，且通过合理的参数设计，能使得开关管实现ZVS(零电压)导通，由于Class E电路能实现高频下高效率和高功率密度，而且不论窄带宽还是宽带宽都能实现电路的功率变化，因此Class E功率放大器的研究一直是国际上的热点。
T型阻抗匹配电路用于Class E电路拓扑如图5所示，当等效电阻ZR呈现为阻性时，在开关频率下经过T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL也会呈现为阻性，此时对于谐振在某一特定开关频率下的电感LF与电容CF，开关管能实现ZVS(零电压导通)，即：使输出功率变化，等效阻抗ZL依旧呈现为阻性，同时开关管S保持ZVS，因此T型阻抗匹配电路能保证开关管S实现ZVS，减小损耗，提高电路整体效率。
验证试验：
要验证本发明所述T型阻抗匹配电路的可行性，需借助完整的超高频电路拓扑，所以这里采用Class E电路来进行验证。Class E逆变电路的特点是对阻性负载大小变化并不敏感，但当负载表现出感性或容性时，其开关管两端的电压波形则会有较大的变化，因此在这里采用Class E电路进行验证T型阻抗匹配电路的可行性非常适合，正常情况下超高频电路拓扑应由逆变环节、匹配网络、整流环节三部分构成，但本申请重点在于介绍新型的T型阻抗匹配电路，所以把整流环节等效为电阻ZR，简化了设计步骤，同时用L型匹配网络的Class E电路如图6所示，与之进行对比，进一步验证了T型阻抗匹配电路的实用性。
本发明给出了在20MHz开关频率下两种匹配电路的Pspice仿真对比图，首先根据公式十一、公式十二求出L型匹配电路的电感LS、电容CS的值，再分别仿真负载变化时两种不同拓扑开关管漏源极的电压波形，进行对比得出结论。
1、L型匹配电路的Class E电路仿真
L型匹配电路的仿真电路如图6所示，各元件参数如表3，整流环节的等效电阻ZR＝17Ω时，开关管S两端的电压为半正弦波，且在开关管S即将关断时其两端的电压平稳降为零，实现ZVS，但从图7的仿真波形中可以看出，当等效电阻ZR分别取25Ω、30Ω时，开关管S两端电压vDS的波形则不能实现ZVS。
表3 L型匹配电路主要器件参数
元件 参数
开关管S SI7454DDP
LF 22nH
CF 1500pF
LS 87.3nH
CS 1027.3pF
VIN 5V
f 20MHz
D 0.5
2、T型匹配电路的Class E电路仿真
首先,列出仿真参数如表4所示，再对如图5所示T型匹配电路的Class E电路进行Pspice仿真，仿真结果如图8所示，从仿真图中可以看出，在额定电阻ZR＝17Ω，及整流环节等效电阻ZR分别取25Ω和30Ω时，开关管S两端的半正弦电压vDS都能较好的实现ZVS。
表4 T型匹配电路主要器件参数
通过对以上两种匹配电路的仿真对比，很明显得出T型匹配电路在Class E型超高频电路应用中的优越性及可行性。在实际应用中，T型匹配电路能增加电阻变化率，同时减小开关损耗，提升系统的效率，在超高频领域具有广泛的应用背景。

Claims (3)

1.应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路，其特征在于，它包括谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls；
谐振电感Ls的一端与谐振电容C1的一端和谐振电容Cs的一端同时连接，
谐振电容C1的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与逆变电路的两个输出端连接，
谐振电容Cs的另一端和谐振电感Ls的另一端用于与整流电路的两个输入端连接。
2.一种T型阻抗匹配电路的参数设计方法，该方法是基于权利要求1所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路实现的，其特征在于，该方法中参数谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls求取的具体过程为：
步骤一，将所述T型阻抗匹配电路进行等效，获得T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL；
其中，
将s＝jω代入公式一，获得：
s表示复频率，j表示复数单位，ω表示谐振角频率，ZR表示整流电路的等效电阻，
步骤二，保证T型阻抗匹配电路的等效阻抗ZL呈现阻性，则定义公式二表达式中，分子的实部与分母的实部之比等于分子的虚部与分母的虚部之比，具体如公式三和公式四所示：
步骤三，设定C1＝kCS，并对公式四进行整理，获得
其中，k表示比例系数；
将公式五代入公式三，获得
对公式六进行整理，获得
将公式七代入C1＝kCS，获得
将公式八代入公式五，获得
从而完成对T型阻抗匹配电路中参数谐振电容C1、谐振电容Cs和谐振电感Ls的设计。
3.根据权利要求2所述的应用于超高频DC/DC功率变换器的T型阻抗匹配电路的参数设计方法，其特征在于，所述的k的取值为1。
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