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CN106470180B - 基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、接收方法和装置 - Google Patents

基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、接收方法和装置 Download PDF

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CN106470180B CN201510848630.9A CN201510848630A CN106470180B CN 106470180 B CN106470180 B CN 106470180B CN 201510848630 A CN201510848630 A CN 201510848630A CN 106470180 B CN106470180 B CN 106470180B
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Abstract

本申请提出了一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、接收方法和装置，通过在第一资源块传输原始数据，在第二资源块传输经过预处理的数据块，能够增强基于滤波器组多载波调制的无线系统对抗衰落信道的能力，提高系统的链路稳定性。

Description

基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、接收方法和装置
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、接收方法及其装置。
背景技术
信息产业的快速发展，特别是来自移动互联网和物联网(IoT,internet ofthings)的增长需求，给未来移动通信技术带来前所未有的挑战。如根据国际电信联盟ITU的报告ITU-R M.[IMT.BEYOND 2020.TRAFFIC]，可以预计到2020年，移动业务量增长相对2010年(4G时代)将增长近1000倍，用户设备连接数也将超过170亿，随着海量的IoT设备逐渐渗透到移动通信网络，连接设备数将更加惊人。为了应对这前所未有的挑战，通信产业界和学术界已经展开了广泛的第五代移动通信技术研究(5G)，面向2020年代。目前在ITU的报告ITU-R M.[IMT.VISION]中已经在讨论未来5G的框架和整体目标,其中对5G的需求展望、应用场景和各项重要性能指标做了详细说明。针对5G中的新需求，ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了针对5G技术趋势的相关信息，旨在解决系统吞吐量显著提升、用户体验一致性、扩展性以支持IoT、时延、能效、成本、网络灵活性、新兴业务的支持和灵活的频谱利用等显著问题。
调制波形和多址方式是无线通信空中接口(Air-interface)设计的重要基础，在5G中也不会例外。当前，多载波调制技术家族(Multi-carrier Modulation,MCM)中的典型代表正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)被广泛地应用于广播式的音频和视频领域以及民用通信系统中，例如第三代移动通信合作伙伴项目(3rdGeneration Partnership Project，3GPP)制定的演进通用地面无线接入(EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access，E-UTRA)协议对应的长期演进(Long TermEvolution，LTE)系统，欧洲的数字视频(Digital Video Broadcasting,DVB)和数字音频广播(Digital Audio Broadcasting,DAB)、甚高速数字用户环路(Very-high-bit-rateDigital Subscriber Loop,VDSL)、IEEE802.11a/g无线局域网(Wireless Local Area,WLAN)、IEEE802.22无线城域网(Wireless Regional Area Network,WRAN)和IEEE802.16全球微波互联接入(World Interoperability for Microwave Access,WiMAX)等等。OFDM技术的基本思想是将宽带信道划分为多个并行的窄带子信道/子载波，使得在频率选择性信道中传输的高速数据流变为在多个并行的独立平坦子信道上传输的低速数据流，因此大大增强了系统抵抗多径干扰的能力,且OFDM可以利用快速反傅里叶变换和快速傅里叶变换(IFFT/FFT)实现简化的调制和解调方式；其次，通过添加循环前缀(Cyclic Prefix,CP)使与信道的线性卷积变为圆周卷积，从而根据圆周卷积的性质，当CP长度大于信道最大多径时延时，利用简单的单抽头频域均衡就可实现无符号间干扰(Inter-symbolInterference,ISI)接收，从而降低接收机处理复杂度。虽然基于CP-OFDM调制波形能很好的支持4G时代的移动宽带(Mobile Broadband,MBB)业务需求，不过由于5G将面临更具挑战和更丰富的场景，这使得CP-OFDM在5G的场景中出现很大的限制或者不足之处，主要表现在：
(1)添加CP来抵抗ISI在5G低时延传输的场景会极大的降低频谱利用率，因为低时延传输将极大缩短OFDM的符号长度，而CP的长度只是受制于信道的冲击响应，那么CP的长度跟OFDM的符号长度之比会大大增加，这样的开销造成频谱效率损失非常大，是难以接受的。
(2)严格的时间同步要求在5G的IoT场景中会造成很大的闭环同步维护所需的信令开销，而且严格的同步机制造成数据帧结构无弹性，不能很好的支持多种业务不同的同步需求。
(3)OFDM采用矩形脉冲成型(Rectangular Pulse)使得其频域旁瓣滚降很慢，造成很大的带外泄露。因此OFDM对频偏(CarrierFrequency Offset，CFO)非常敏感。然而5G将会有很多的碎片化频谱灵活接入/共享的需求，OFDM的高带外泄露极大的限制了频谱接入的灵活性，或者说需要很大的频域保护带，从而降低了频谱的利用率。
这些不足主要是由OFDM自身的固有特性造成的，尽管通过采取一定的措施，可以降低这些缺点造成的影响，但同时会增加系统设计的复杂度，且无法从根本上解决问题。
正因为如此，如ITU的报告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述，一些新波形调制技术(基于多载波调制)被纳入5G的考虑范围之内。其中，基于滤波器组的多载波(Filter Bank Multiple Carrier，FBMC)调制技术成为热点研究对象之一，由于其提供了成型滤波器(Prototype Filter)设计的自由度，可以采用时频域聚焦性(Time/frequency Localization,TFL)很好的滤波器对传输波形进行脉冲成型，使得传输信号能表现出多种较优的特性，包括不需要CP来对抗ISI从而提高频谱效率，较低的带外泄露从而很好的支持灵活的碎片化频谱接入，以及对频偏不敏感的特性。比较典型的FBMC系统通常使用一种叫做偏置正交幅度调制(Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM)的技术来达到频谱效率最大化，所以通常称这种技术为FBMC/OQAM系统，也可称作OFDM/OQAM系统。关于FBMC如何用于数字通信可以简单参考一篇早期文献“Analysis and design ofOFDM/OQAM systems based on filter bank theory”,IEEE Transactions on SignalProcessing,Vol.50,No.5,2002。
FBMC有一些OFDM不具备的好的特性从而在5G研究中获得关注，不过其本身固有的一些缺点使得其在无线通信系统中的应用也存在着不少挑战，这些急需解决的挑战正在被不断的研究中。其中一个问题是FBMC/OQAM系统的固有干扰(Intrinsic Interference)问题。为了使用时频域聚焦性更好的成型滤波器，FBMC系统的相邻子载波间往往存在载波间干扰(Inter-carrier Interference，ICI)，而较长的时域拖尾则会造成符号间干扰(Inter-symbol Interference，ISI)。ICI与ISI的同时存在造成了FBMC系统的固有干扰问题。通过将实数符号分别调制在相邻子载波的实部/虚部上，并在时间上交替发送，FBMC/OQAM系统引入了相邻载波、符号间的实数域正交性，在无衰落环境下完美消除了ICI与ISI。但是在衰落信道下，实数域正交性将被破坏，使得子载波、符号上传输的信息泄露到相邻子载波、符号上去。该干扰不会随着信噪比的提高而降低，因而会导致系统误码性能的下降。在高信噪比下，系统处于干扰受限环境，误码性能主要由干扰决定，因此ICI与ISI将会导致高信噪比下的误码平台。在高速移动环境(例如高速列车等具有较强时间选择性的环境)，或是频率选择性较强的环境，这种由FBMC/OQAM系统的固有干扰所引起的高误码平台更加严重，对系统链路可靠性带来极大影响。由于干扰与全部邻近子载波均相关，若仅在接收机进行消除，则消除操作将非常复杂。虽然能够通过串行干扰消除(SuccessiveInterference Cancellation，SIC)等方法较为有效的处理这一问题，但是其实现复杂度较高，所造成的延时较大，并且对于接收端获知准确的信道状态信息有非常高的要求。
综上所述，要提升FBMC在5G候选技术中的竞争力，我们除了开发其优势特征外，还需要解决其自身的不足，针对5G中的多种场景特别是高速移动环境以及强频率选择性环境中的数据通信，我们非常有必要通过有效的方法来解决FBMC系统中固有干扰所导致的较高误码平台问题，以提高系统的链路可靠性。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是衰落信道下FBMC系统中固有干扰所导致的符号间干扰和载波间干扰造成的链路可靠性问题，目前尚未有一种非常有效的方法来减少衰落信道下固有干扰对系统带来的影响。
为此，本申请提供了一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、接收方法及装置，以降低衰落信道下固有干扰所导致的符号间干扰与载波间干扰，增强FBMC/OQAM系统对抗衰落信道的能力，有效提高链路可靠性。
本发明提供一种基于滤波器组多载波调制信号发送方法，所述方法包括：
发射机将包含至少一个符号的原始数据块映射于第一资源块，对原始数据块做预处理后映射于第二资源块；
发射机使用滤波器组多载波调制第一资源块和第二资源块上的数据；
发射机发送调制后的数据。
较佳的，所述原始数据块是经过星座映射后的连续的至少一个符号。
较佳的，该方法还包括：发射机在一组时频资源上为所述第一资源块和第二资源块分配资源。
较佳的，该方法还包括：
发射机为所述第一资源块与第二资源块分配相同的时间资源，并分配不重叠且数量相等的频率资源；
或者，发射机为所述第一资源块与第二资源块分配相同的频率资源，并分配不重叠且数量相等的时间资源。
较佳的，该方法还包括以下处理的至少一种：
发射机根据接收机反馈的信道状态信息动态选择为所述第一资源块和第二资源块分配所述时频资源的方式，并在下行控制信道或下行共享信道中向接收机指示资源分配方式；其中，指示的方式包括：在下行控制信道或下行共享信道中发送资源分配方式索引，所述索引用于接收机通过查表的方式获取对应的资源分配方式。
发射机根据接收机反馈的信道状态信息动态调整原始数据块的大小以及预处理数据块的映射顺序，并在下行控制信道或下行共享信道中通知接收机当前需要处理的数据块大小以及映射顺序；其中，通知的方式包括：发送数据块大小指示以及映射顺序指示，所述指示用于接收机通过查表的方式获取对应的数据块大小和预处理数据块的映射顺序；
发射机从接收机接收接收机根据信道估计结果确定的资源分配方式、数据块大小以及映射顺序的索引，并通过查表的方式确定对应的资源分配方式、数据块大小以及映射顺序；其中，所述查表的方式包括：资源分配方式、数据块大小与映射顺序分别对应一个查找表，并分别有相应的索引；或者，资源分配方式、数据块大小与映射顺序对应一个查找表。
较佳的，当信道时间选择性指标值满足设定的第一条件时，发射机选择在频域分配所述时频资源；
当信道频率选择性指标值满足设定的第二条件时，发射机选择在时域分配所述时频资源；
当信道时间选择性指标值满足设定的第一条件且信道频率选择性指标值满足设定的第二条件时，发射机选择在频域分配所述时频资源。
较佳的，所述对原始数据块做预处理后映射于第二资源块包括：将经过预处理的数据块顺序映射于第二资源块；或者，将经过预处理的数据块倒序映射于第二资源块；
所述对原始数据块做预处理包括：对原始数据块中的每个符号做共轭；
或者，先对原始数据块中的每个符号做共轭，然后对偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数；
或者，先对原始数据的偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数，然后对每个符号做共轭；
或者，对原始数据的偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数；
或者，对原始数据的偶数或奇数OQAM符号上的符号取相反数。
较佳的，所述动态调整原始数据块的大小包括：将信道变化速度分类，每一类对应一个原始数据块大小，根据信道变化速度通过相应索引得到对应的数据块大小；
所述动态调整预处理数据块的映射顺序包括：当信道变化速度大于设定的第一门限时，采用顺序映射预处理数据块；当信道变化速度小于设定的第二门限时，采用倒序映射预处理数据块；
其中，所述信道变化速度包括频域变化速度和时间变化速度，频域变化速度用信道频率选择性指标来衡量，时间变化速度用信道时间选择性指标来衡量，所述信道频域选择性指标和信道时间选择性指标是接收端根据信道估计结果确定的。
较佳的，所述动态调整原始数据块的大小包括：根据待传输数据符号块大小调整原始数据块的大小，使待传输数据符号块的大小是原始数据块大小的整数倍。
较佳的，确定资源分配方式、数据块大小与映射顺序的步骤为：根据信道时间选择性衰落强弱与频率选择性衰落强弱确定资源分配方式；若选择在频域分配时频资源，则根据频率选择性衰落强弱，确定数据块大小与映射顺序；若选择在时域分配时频资源，则根据时间选择性衰落强弱，确定数据块大小与映射顺序。
较佳的，该方法还包括：发射机根据接收机反馈的信道状态信息动态调整原始数据块的大小，并通知接收机当前需要处理的数据块大小。
较佳的，所述动态调整原始数据块的大小包括：当信道变化速度大于设定的第一门限时，采用第一尺寸的数据块；当信道变化速度小于设定的第二门限时，采用第二尺寸的数据块，其中，第一尺寸小于或者等于第二尺寸。
本申请还公开了一种发射机，包括：映射模块、调制模块和发射模块，其中：
映射模块，用于将包含至少一个符号的原始数据块映射于第一资源块，对原始数据块做预处理后映射于第二资源块；
调制模块，用于使用滤波器组多载波调制第一资源块和第二资源块上的数据；
发射模块，用于发送调制后的数据。
本申请还公开了一种基于滤波器组多载波调制的信号接收方法，包括：
接收机接收数据块；
接收机使用基于滤波器组多载波的解调方式对接收到的数据块进行解调；
接收机对每个解调符号进行均衡；
接收机根据设定的数据块大小对均衡后的数据块做后处理。
较佳的，所述后处理包含对第一资源块中的接收符号与第二资源块相应接收符号做合并处理，其中，所述第一资源块与第二资源块是一组时频资源中的资源。
较佳的，所述合并处理包含对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号做算术平均；
或者，所述合并处理包含对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号的相反数做算术平均。
较佳的，所述合并处理包含先交换第二资源块中接收符号的实虚部，再对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号做算术平均；
或者，所述合并处理包含先交换第二资源块中接收符号的实虚部，再对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号的相反数做算术平均。
较佳的，该方法还包括：
接收机根据信道估计结果确定信道频域选择性指标和信道时间选择性指标，并反馈给发送机；
和/或，接收机根据信道估计结果确定资源分配方式、数据块大小以及映射顺序的索引，并反馈相应的索引给发送机。
本申请还公开了一种接收机，包括：接收模块、解调模块、均衡模块和后处理模块，其中：
接收模块，用于接收数据块；
解调模块，用于使用基于滤波器组多载波的解调方式对接收到的数据块进行解调；
均衡模块，用于对每个解调符号进行均衡；
后处理模块，用于根据设定的数据块大小对均衡后的数据块做后处理。
由上述技术方案可见，本申请提供的基于滤波器组多载波调制的信号发送方法、接收方法及装置，能够降低衰落信道下固有干扰所导致的符号间干扰与载波间干扰，从而增强了FBMC/OQAM系统对抗衰落信道的能力，有效提高了链路可靠性。
附图说明
图1为一种FBMC/OQAM的信号生成示意图；
图2为本发明实施例中一种针对强时间选择性衰落的发射机预处理示意图；
图3为本发明实施例中一种发射机对数据块进行预处理的流程图；
图4为本发明实施例中一种接收机对接收信号进行处理的流程图；
图5为采用本发明方案2的发射机预处理示意图；
图6为现有技术一对比方案的发射机处理示意图；
图7为本发明实施例中单径高速情境下不同方案误码率比较示意图；
图8为本发明实施例中EPA信道高速情境下不同方案误码率比较示意图；
图9为本发明实施例中ETU信道高速情境下不同方案误码率比较示意图；
图10为本发明实施例中一种针对强频率选择性衰落的发射机预处理示意图；
图11为本发明实施例中ETU信道下不同方案误码率比较示意图；
图12为本发明实施例中针对频率选择性与时间选择性同时存在时发射机对传输数据的预处理；
图13为采用本发明的多天线系统发射机框图；
图14为采用本发明的多天线系统接收机框图；
图15为本发明实施例中多天线系统单径高速情境下不同方案误码率比较示意图；
图16为本发明实施例中多天线系统ETU信道高速情境下不同方案误码率比较示意图；
图17为本发明实施例中自适应发射机预处理框图；
图18为本申请一较佳发射机的组成结构示意图；
图19为本申请一较佳接收机的组成结构示意图。
具体实施方式
为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本申请作进一步详细说明。
采用基于滤波器组多载波技术的调制方式FBMC，可以获得具有更好时频聚焦性的信号波形，例如基于各向同性正交变换算法(Isotropic Orthogonal TransformAlgorithm，IOTA)、基于扩展高斯函数(Extended Gaussian Function，EGF)和欧洲PHYDYAS等原型滤波器函数。FBMC使用时频域聚焦性很好(Time/Frequency Localization,TFL)的成型滤波器对每个子载波的信号进行脉冲成型(Pulse Shaping)，这使得：1)FBMC不需要CP也能极大抑制多径带来的ISI,不仅相对OFDM能带来更高的频谱效率和能量效率，同时可以在更大的时间误差下获得良好的接收可靠性，从而允许非严格同步的传输；2)得益于良好的频率聚焦性，FBMC可以在极窄的频率资源内传输信号，并保持非常低的带外泄露，从而可以较好的抑制由于多普勒或相位噪声等带来的载波间干扰(ICI)。因此，FBMC在认知无线电、碎片化的频带接入和非同步传输等场景上拥有极大的潜力。
为获得FBMC的最高频谱效率，需要使用偏置正交幅度调制(OQAM：OffsetQuadrature Amplitude Modulation)技术,称为FBMC/OQAM或OFDM/OQAM，本文后续全部简称为OQAM。在OQAM中，一个QAM符号被分成两路信号，分别被交替调制到一个子载波的实部或虚部并通过在时间上交错的方法发送。在接收端，如果没有信道的影响，交替提取每个子载波上信号的实部或虚部，即可恢复发送信号。图1为一种FBMC/OQAM的信号生成示意图，从后面的OQAM信号公式表达很容易理解各模块的作用。时域连续(Continuous-time)的多载波FBMC/OQAM信号的基带等同形式可以用下面的公式(1)表达：
Figure BDA0000860117080000081
其中，(·)m，n表示频时点(Frequency-time Point)；
am，n为在第n个符号的第m个子载波上发送的实数调制信号，也就是脉冲幅度调制符号(PAM),am，n为符号周期为τ＝2τ0的复数QAM(Quadrature Amplitude Modulation)符号
Figure BDA0000860117080000091
的实部或虚部值，例如
Figure BDA0000860117080000092
Figure BDA0000860117080000093
和
Figure BDA0000860117080000094
分别为取实部和取虚部；
j是虚数符，jm+n表示实虚交替；
M为偶数，表示子载波个数；
集合
Figure BDA0000860117080000098
为发送的符号集合；
v0为子载波间隔；
τ0为OQAM的符号周期，τ0＝τ/2＝1/(2v0)；
g是原型滤波器函数，其时域冲击响应长度一般为τ的K倍，导致相邻的(2K-1)个符号的时域波形会部分重叠，因此K通常也称为滤波器的重叠因子(Overlapping Factor)；
gm，n(t)为调制am，n的整体合成滤波器函数(Synthesis Filter)。
可以看出，OQAM的符号率是传统OFDM符号率的2倍，且不附加循环前缀CP，而由于OQAM的调制是实数的，每个OQAM符号的信息量是传统OFDM的一半。也就是说，一个OQAM系统的信号传输率与一个不带CP的OFDM系统相同。
OQAM的实数域正交性是通过设计原型滤波器函数g来实现的，发送端的合成滤波器函数和接收端的分析滤波器函数的内积(Inner Product)需要满足或者近似满足公式(2)，也就是满足原型滤波器需要：
Figure BDA0000860117080000095
其中(·)*代表复数共轭，
Figure BDA0000860117080000099
为取实部操作，<·|·>表示内积，如果m＝m′，n＝n′，则δm，m′＝1，δn，n′＝1，否则为0。也就是说如果m≠m′或n≠n′，则内积为纯虚数项，为了描述方便把内积用
Figure BDA0000860117080000096
表示。很显然不同子载波和不同符号之间的信号本身造成的是纯虚部干扰，那么FBMC/OQAM调制的信号s(t)通过一个无失真(Distortion-free)信道时,对接收的信号用与发送合成滤波器(Synthesis Filter,SF)gm，n(t)相匹配的接收分析滤波器组(Analysis Filter，AF)
Figure BDA0000860117080000097
按照公式(3)进行简单操作，就可以把原始发送的实数信号am，n完美的重构(Perfect Reconstruction，PR)出来，式(3)中ηm，n表示噪声项。紧接着合成复数QAM信号
Figure BDA0000860117080000101
就可以解调出原始发送数据。
Figure BDA0000860117080000102
其中，ym,n是第n个符号的第m个子载波上的接收信号。
但是在实际传输环境当中，不可避免的存在由于路径损耗、阴影衰落等引起的大尺度衰落，与折射、散射等引起的小尺度衰落，而衰落所导致的复信道将会破坏公式(2)所描述的实数域正交性。令第n个符号的第m个子载波对应的信道衰减系数为hm，n，则通过分析滤波器组之后的信号可以表示为：
Figure BDA0000860117080000103
公式(4)中的第二项与成型滤波器的设计直接相关，因此被称为FBMC/OQAM系统中的固有干扰。考虑到成型滤波器具有良好的时频聚焦性，因此上式中每个子载波仅受到周围有限区域内子载波的干扰，定义该区域集合为干扰区域Φm，n。考虑到公式(2)中成型滤波器的性质，若信道衰减系数hm，n为实数，或(m′，n′)∈Φm，n，有hm′，n′≈hm，n，则公式(4)中的固有干扰项为纯虚数，可以通过简单的均衡与公式(3)中的取实部操作恢复出发送信号am，n，其中，hm’,n’为第n’个符号的第m’个子载波对应的信道衰减系数。但是对于衰落信道，尤其是时间选择性较强或是频率选择性较强的信道，即使(m′，n′)∈Φm，n，hm′，n′≈hm，n这一条件也并不成立。此时，原本为纯虚数的固有干扰项也会对实数部分的发送信号产生干扰。以简单的迫零均衡为例，均衡后的信号表示为：
Figure BDA0000860117080000104
其中，
Figure BDA0000860117080000105
为均衡后的等效噪声。可以看到，若hm′，n′≈hm，n，则原本纯虚部的干扰将会扩散到实部，从而导致ICI与ISI。这类干扰不会随着信噪比的提高而降低，因此将导致系统在较高信噪比下产生误码平台。对于高速移动情景(较强的时间选择性衰落)以及频率选择性较强的环境，相邻子载波、符号间的信道系数也会有明显的不同，因此误码平台问题将会更为显著，严重影响系统的链路可靠性。
实施例一:
在本实施例中，我们结合具体的滤波器参数设置和系统配置来介绍一种高速移动环境中处理OQAM调制数据块固有干扰所导致的误码平台问题的方法。考虑一个系统使用M＝256个子载波，其中有效子载波数目为120。每28个OQAM符号
Figure BDA0000860117080000111
上的12个相邻的子载波构成一个物理资源块(Physical Resource Block,PRB)。OQAM系统重复系数为K＝4，滤波器参数使用PHYDYAS滤波器。其时域响应可表示为:
Figure BDA0000860117080000112
此处：Lg＝KM＝1024。
由于上述PHYDYAS滤波器具有良好的时频域聚焦性，主要的干扰源产生于邻近的子载波和符号，因此定义干扰区域
Figure BDA0000860117080000113
即可以仅考虑周围8个子载波上的符号所产生的干扰。高速移动环境中，相邻子载波信道系数的变化速度要远低于相邻符号信道系数的变化速度，因此可以认为固有干扰对系统造成的影响主要是ISI，而ICI与ISI相比可以忽略。为减弱或消除固有干扰所造成的ISI，本实施例将一个PRB分为两个资源块，这两个资源块共用相同的时间资源，但是第一资源块使用前六个子载波，用于传输原始数据，而第二资源块使用后六个子载波，用于传输原始数据的共轭。即：子载波#1～#6传输QAM符号x1，n～x6，n，而子载波#7～#12传输
Figure BDA0000860117080000114
令子载波#1～#6上传输的数据为数据块1，#7～#12上传输的数据为数据块2，可以看到，本实施例中，数据块2相当于对数据块1中的符号做复共轭之后，在传输数据块1的子载波组的相邻子载波组上传输得到的。经过OQAM调制之后的时频符号示意图如图2所示。
图2中，am，n与bm，n为PAM符号，分布为QAM符号xm，n的实部与虚部，即xm，n＝am，n+jbm，n。经过OQAM调制后，相邻的PAM符号分别调制于子载波的实部与虚部上，以确保OQAM系统的实数域正交性。从图2可以看到，若不考虑信道频率选择性所造成的不同子载波上信道系数的变化，对于QAM符号xm，n的实部am，n来说，其在数据块1中受到的干扰与数据块2中受到的干扰互为相反数，因此能够在接收端通过简单的合并操作消除；同时，对于QAM符号xm，n的虚部bm，n来说，其在两个数据块中受到的干扰是相同的，但是传输的数据互为相反数，因此也能够通过接收端简单的合并消除干扰。根据上述准则生成发送信号的发送端框图如图3所示，具体包括：发射机将包含至少一个符号的原始数据块映射于第一资源块，对原始数据块做预处理后映射于第二资源块，发射机使用滤波器组多载波调制第一资源块和第二资源块上的数据，并发送调制后的数据。
假设信道频率选择性较弱，即OQAM系统中的固有干扰基本不影响频率域的实部正交性，即取实部操作后残留的载波间干扰可以忽略。经过OQAM解调与均衡后，接收端得到的数据块1中实部am，n信号的估计值可以写为：
Figure BDA0000860117080000121
其中，
Figure BDA0000860117080000122
表示实部信号am，n需要的均衡系数；
Figure BDA0000860117080000123
为实数，是由FBMC/OQAM系统的固有干扰所产生的载波间干扰；
Figure BDA0000860117080000124
为复数，是由FBMC/OQAM系统的固有干扰所产生的符号间干扰；
Figure BDA0000860117080000125
为均衡后的等效噪声。设数据块2内传输am，n的相应时频点为(m′，n)，该时频位置的接收信号可以表示为：
Figure BDA0000860117080000126
从图2可以看到，数据块2中对am，n产生干扰的符号与数据块1中相同，有
Figure BDA0000860117080000127
信道频率选择性较弱时，有
Figure BDA0000860117080000128
因此，实部信号am，n可以简单的估计为：
Figure BDA0000860117080000129
类似的，可以得到虚部信号bm，n的估计为：
Figure BDA00008601170800001210
其中，
Figure BDA00008601170800001211
与
Figure BDA00008601170800001212
分别为bm，n在数据块1与数据块2中相应位置的经过均衡后的信号。图4所示为本申请实施例中一种接收机对接收信号进行处理的示意图，具体包括：接收机接收数据块后，使用基于滤波器组多载波的解调方式解调，然后对每个解调符号进行均衡，最后根据系统预定义的数据块大小对均衡后的数据块进行合并。
此外，图2中，数据块2中的数据传输顺序与数据块1中相同。此时每个数据块边缘的符号仍然会残留一部分ISI。这是由于这些边缘数据符号在不同数据块内所受到的干扰是不同的。实际上，为了进一步降低残留的ISI，数据块2中的数据传输顺序可以与数据块1中相反。即子载波#7～#12上依次传输子载波#6～#1上符号的复共轭。此时，子载波#6与#7上传输的符号所受到的干扰来自相同的符号，从而能够通过公式(8)与(9)完全消除。因此，边缘符号的数量降低，残留的ISI能够进一步被消除。仿真结果图例中，采用相同顺序传输数据块1、2中的数据被称为方案1，而传输顺序相反的方案被称为方案2。图5所示为采用本发明方案2的时发射机预处理示意图。
以下通过仿真结果说明本实施例对于强时间选择性衰落信道的有效性。系统采用QPSK调制。作为对比对象，考虑一个在子载波#7～#12重复传输子载波#1～#6上数据的OQAM系统，该系统和本实施例所能达到的数据率相同。图6所示为现有技术一对比对象的发射机处理示意图。
首先考虑单径信道，即仅有直射径的信道，同时用户移动速度为300km/h。图7所示为这种情况下两种方案的误码率曲线。图7中，方案1和方案2分别表示子载波#7～#12上的符号与子载波#1～#6上的符号顺序相同和相反。不同方案在低信噪比下具有近似的性能。而由于用户移动速度较大，OQAM系统的固有干扰将导致严重的ISI，使得对比方案在较高信噪比下就会出现误码率约10-2的误码平台，严重影响了系统的误码性能。同时，方案1能够较为有效的消除ISI，显著降低了由ISI引起的误码平台。而方案2则进一步消除了固有干扰导致的ISI，使得误码率曲线在信噪比大于20dB后仍然没有出现误码平台，说明该信道条件下本实施例所能达到的误码性能远优于对比方案。
接下来考虑EPA信道下用户移动速度300km/h的条件下，各种方案的误码性能比较。图8所示为本实施例中EPA信道下不同方案误码率比较示意图。与单径信道相比，EPA信道具有一定的频率选择性，但是相邻子载波之间的信道系数差异并不大，对系统的影响也很小。这种信道环境中，本实施例提出的方案仍然能够有效消除时间选择性衰落信道下固有干扰造成的误码平台。
进一步考虑ETU信道下用户移动速度300km/h条件下，各种方案的误码性能比较，如图9所示。与前述EPA信道相比，ETU信道的频率选择性更加明显，相邻子载波间信道系数的差异也更大。较强的频率选择性导致系统性能的进一步下降，同时也影响了本实施例所提方法的性能。但是与对比方案相比，本实施例所提方案，尤其是方案2，仍然能够明显降低误码平台的位置，延缓误码平台的出现。
如果是实数调制(PAM)，则对原始数据块做预处理包括：对原始数据的偶数或奇数OQAM符号上的符号取相反数。
实施例二：
在实施例一中，采用了对原始数据块做共轭并在邻近子载波组传输的方法。这种方法在对抗具有较强时间选择性衰落的信道时具有较为明显的优势，能够降低ISI带来的误码平台。但是在频率选择性较强的信道中，这种方法将不再具有优势。此时，需要调整对数据块做预处理的方式，以适应信道的变化。具体来说，为对抗频率选择性，首先需要改变第一资源块和第二资源块的资源分配方式。这种场景下，两个资源块使用相同的频率资源，但第一资源块使用前14个符号，用于传输原始数据，而第二资源块使用后14个符号，用于传输经过预处理的数据块；为产生相同的干扰，预处理方法如下：奇数子载波传输数据不变，而对偶数子载波上传输的数据取相反数。仍然令第一资源块上传输的数据为数据块1，第二资源块上传输的数据为数据块2，此时，本实施例中发射机对传输数据的预处理示意图如图10所示。
从图10可以看到，数据块1中的符号和与其对应的数据块2相应位置的符号所受到的干扰幅值仍然相同，因此接收机可以使用简单的均衡然后合并的操作恢复发送信号。具体来说，对奇数子载波上传输的符号，采用公式(10)进行合并与数据恢复；对偶数子载波，采用公式(11)进行合并与数据恢复。
Figure BDA0000860117080000141
Figure BDA0000860117080000142
其中，cm，n为经过OQAM调制后时频点(m，n）的符号，
Figure BDA0000860117080000143
为其估计值；
Figure BDA0000860117080000144
与
Figure BDA0000860117080000145
分别为经过均衡后时频点(m，n）与(m，n′）的符号，注意时频点(m，n）与(m，n′）分别位于数据块1与数据块2内，并且传输信息相同。
需要说明的是，以上举例的预处理方法是：奇数子载波传输数据不变，而对偶数子载波上传输的数据取相反数。在实际应用中，也可以采用相反的预处理方法，即：偶数子载波传输数据不变，而对奇数子载波上传输的数据取相反数。相应的，在合并时，采用公式(11)对奇数子载波上传输符号进行合并；采用公式(10)对偶数子载波上传输符号进行合并。
以下通过仿真结果说明本实施例对于强频率选择性衰落信道的有效性。系统采用QPSK调制。为确保仿真中的公平性，仿真中的对比方案在数据块2中传输与数据块1完全相同的数据，而不做任何预处理。这样两种方案所能达到的数据率是相同的。信道模型采用ETU模型，该信道模型频率选择性较强。图11所示为本实施例中ETU信道模型下接收机静止时不同方案的误码率性能比较示意图。在ETU信道下，与对比方案相比，本实施例能够明显降低误码平台。在低信噪比下，两种方案的误码性能近似。但是在高信噪比下，本实施例所提供的方案具有更快的误码率下降速度。在误码率为4×10-3时，本实施例所提供的方案优于对比方案约6dB。
实施例三：
实施例一、二分别针对强时间选择性衰落与强频率选择性衰落给出了解决方案。
本实施例将给出若两种衰落同时存在且衰落强度均较强时本发明的解决方案。为同时降低系统固有干扰所导致的ISI与ICI，可以将实施例一中对原始数据块取共轭与实施例二中隔行对原始数据块取相反数相结合，方法简述如下：
采用实施例二类似的资源分配方式，即第一资源块和第二资源块使用相同的频率资源，第一资源块使用每个PRB的前14个符号，用于传输原始数据块，第二资源块使用后14个符号，用于传输经过预处理的数据块。进行预处理时，首先对原始数据块做共轭，之后对偶数子载波上的符号取相反数。此时，本实施例中发射机对传输数据的预处理示意图如图12所示。
从图12可以看到，经过预处理后，数据块1与数据块2相应位置符号上所受到的来自于相同子载波相邻符号与相邻子载波相同符号上的干扰幅值是相同的，因此通过合并操作，产生于这些符号的干扰能够完全抵消。具体来说，对奇数子载波传输符号的实部与偶数子载波传输符号的虚部，采用公式(10)进行合并与数据恢复；对奇数子载波传输符号的虚部与偶数子载波传输符号的实部，采用公式(11)进行合并与数据恢复。注意：上述预处理的步骤可以调换次序，即可以先对偶数子载波上的符号取相反数，再对结果取共轭。此时相应的合并操作也需要对换，即对奇数子载波传输符号的实部与偶数子载波传输符号的虚部采用公式(11)进行合并与数据恢复；对奇数子载波传输符号的虚部与偶数子载波传输符号的实部，采用公式(10)进行合并与数据恢复。
另外，采用与实施例一类似的资源分配方式也可以得到相似的效果。第一资源块和第二资源块使用相同的时间资源，但第一资源块使用每个PRB的前6个子载波，用于传输原始数据块，第二资源块使用后6个子载波，用于传输经过预处理的数据块。预处理方式为：首先对原始数据块做共轭，再对偶数子载波上的数据取相反数。接收端的合并操作为：对奇数子载波传输符号的实部与偶数子载波传输符号的虚部采用公式(8)进行合并与数据恢复，而对奇数子载波传输符号的虚部和偶数子载波传输符号的实部采用公式(10)进行合并与数据恢复。需要说明的是，对数据块的预处理步骤也可以调换次序，在此不再赘述。
实施例四：
本实施例将给出多天线系统中本发明的应用。与单天线系统相比，多天线系统针对链路间干扰在发射机所做的预编码与接收机处的均衡操作更为复杂，但是本发明所提供的方案仍然适用于多天线系统。图13、图14所示分别为采用本发明所提供方案的多天线系统的发射机、接收机示意图。
可以看到，与单天线系统不同，多天线系统发射机需要在数据块预处理与OQAM调制之间加入预编码模块，减弱或消除链路间干扰。考虑到预编码操作对同一时频资源上的符号做相同的处理，因此不会影响数据块预处理之后的时频结构。而接收机结构与单天线系统类似。
以下通过仿真说明本实施在多天线系统中同样有效。考虑发射机与接收机均配备两根天线的多天线系统，发射机不进行预编码(或预编码矩阵为单位矩阵)，接收机采用最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)均衡算法。信道模型分别采用单径信道与ETU信道，接收机移动速度为300km/h。可以看到，该信道具有较强的时间选择性，因此发射机采用与实施例一类似的方案对原始数据做预处理，其预处理示意图如图2所示，而接收机采用公式(8)与公式(9)对接收信号做合并操作。仍然采用数据块2中完全重复数据块1中数据的系统作为对比对象。
图15所示为本实施例中单径情况下不同方案误码率比较示意图。可以看到，本实施例中的方案仍然能够显著降低FBMC/OQAM系统中固有干扰所引起的ISI。当信噪比较低时，两种方案具有近似的误码性能；而随着信噪比的提高，对比对象的误码率下降速度逐渐降低，并在16dB左右出现误码平台。而本实施例所提供的方案即使在高信噪比下也能保持较快的误码率下降速度，说明本方案能够降低甚至消除误码平台，提高系统的链路可靠性。
图16所示为本实施例中ETU信道下接收机移动速度为300km/h时不同方案误码率比较示意图。ETU信道较强的频率选择性造成系统性能的进一步恶化。但是本实施例所提方案仍然能够有效推迟误码平台的出现，降低误码平台，在高信噪比下提高链路可靠性。
实施例五：
本实施例将给出信道变化时发射机的动态预处理方案。由于实际传输环境将随着环境的变化而不断变化，尤其是高速移动环境下，信道衰落将随着位置的显著变化发生变动，因此发射机对原始数据的预处理也需要随之变化。具体来说，原始数据块的大小、资源分配方式以及数据处理方式都可以随信道变化而变化，并且根据信道自适应的预处理方式也增加了本发明所提供方案对实际场景的适应性。图17所示为本实施例中自适应的发射机预处理流程。
其中，根据信道时间选择性更强还是频率选择性更强来选择资源分配方式与预处理方式。具体来说，若信道时间选择性更强，则固有干扰造成的符号间干扰更严重，应选择频率域重复的方式分配资源，并选择对原始数据块取共轭的方式做预处理；若信道频率选择性更强，则固有干扰造成的载波间干扰更严重，应选择时间域重复的方式分配资源，并选择间隔子载波符号取相反数的方式做预处理；若两种衰落对信号的影响近似，考虑到对于FBMC/OQAM系统，固有干扰造成的符号间干扰更为严重一些，此时应优先选择频率域重复的方式分配资源，并可以选择共轭与间隔子载波符号取相反数相结合的方式做预处理。
本申请中，信道的时间选择性强弱可以用时间选择性指标值来衡量，时间选择性指标值可以是相干时间、多普勒频移扩展等，当时间选择性指标值满足设定的第一条件时(例如：当信道相干时间小于预先设定的门限时、信道多普勒频移扩展大于预先设定的门限时或是用户移动速度大于预先设定的门限时)，判定为时间选择性较强。信道的频率选择性强弱可以用频率选择性指标值来衡量，频率选择性指标值可以使相干带宽、时延扩展等，当频率选择性指标值满足设定的第二条件时(例如：当信道相干带宽小于预先设定的门限时或是信道时延扩展大于预先设定的门限时)，判定为频率选择性较强。若时间选择性指标值和频率选择性指标值同时满足对应的条件，则优先在频域分配所述时频资源。
根据信道变化快慢选择数据块的大小。具体来说，当信道变化较快时，应当使用较小的数据块；当信道变化较慢时，则可以使用较大的数据块。一种较佳的选择原始数据块大小的方式为：将信道变化速度分类，每一类对应一个原始数据块大小，并为该对应关系制作查找表。根据实际的信道变化速度从查找表中选择合适的原始数据块大小。由于信道变化速度与信道时间选择性或是频率选择性的强弱直接相关，因此可以使用时间选择性指标或是频率选择性指标对信道变化速度进行衡量。
除信道变化快慢外，数据块大小的选择还可以根据待发送数据符号块的大小确定，即重复数据块的大小根据发送数据符号的长度调整，满足数据符号长度是重复数据块大小的整数倍。
实际系统中，接收机根据发射机发送的参考信号估计时间选择性以及频率选择性，并反馈相应指标值。发射机根据接收机反馈的信道选择性指标决定资源分配方式、预处理数据的映射方式以及数据块的大小。具体步骤为：发射机根据信道选择性指标选择资源分配方式，若选择在频率域重复的方式分配资源，则继续考察信道频率选择性，根据频率选择性的强弱选择使用数据块的大小，以及是否使用倒序映射；若选择在时间域重复的方式分配资源，则继续考察信道时间选择性，根据时间选择性的强弱选择使用数据块的大小，以及是否使用倒序映射。
除通过反馈的方式选择资源分配方式、数据块大小与映射方式外，也可以由接收机根据其信道估计结果选择合适的资源分配方式、数据块大小与映射方式，反馈其选择结果。反馈采用用查找表方式，即仅反馈索引，发射机根据索引得到预处理的方式。采用查找表方式时，可以为资源分配方式、数据块大小与映射方式单独制作查找表，反馈三个索引，或是综合各种方式制作一个查找表，反馈一个索引。
决定预处理方式后，发射机通过下行控制信道或下行共享信道通知接收机。使用下行控制信道通知接收机时，在下行控制信息中插入新的字段，所述新的字段用于指示资源分配方式、数据块大小以及映射顺序。指示方式采用查找表方式，即发射机仅向接收机发送索引，接收机通过查表的方式确定预处理方式。采用查找表时，可以为资源分配方式、数据块大小与映射方式单独制作查找表，发送三个索引，或是综合各种方式制作一个查找表，发送一个索引。除下行控制信道外，相应字段也可以在下行共享信道中传输。
对应于上述方法，本申请提供了一种发射机，其组成结构如图18所示，该发射机包括：映射模块、调制模块和发射模块，其中：
映射模块，用于将包含至少一个符号的原始数据块映射于第一资源块，对原始数据块做预处理后映射于第二资源块；
调制模块，用于使用滤波器组多载波调制第一资源块和第二资源块上的数据；
发射模块，用于发送调制后的数据。
对应于上述方法，本申请提供了一种接收机，其组成结构如图19所示，该接收机包括：接收模块、解调模块、均衡模块和后处理模块，其中：
接收模块，用于接收数据块；
解调模块，用于使用基于滤波器组多载波的解调方式对接收到的数据块进行解调；
均衡模块，用于对每个解调符号进行均衡；
后处理模块，用于根据设定的数据块大小对均衡后的数据块做后处理。
以上所述仅为本申请的较佳实施例而已，并不用以限制本申请，凡在本申请的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请保护的范围之内。

Claims (20)

1.一种基于滤波器组多载波调制的信号发送方法，其特征在于，包括：
发射机将包含至少一个符号的原始数据块映射于第一资源块，对原始数据块做预处理后映射于第二资源块；
发射机使用滤波器组多载波调制第一资源块和第二资源块上的数据；
发射机发送调制后的数据；
其中，该方法还包括以下处理的至少一种：
发射机根据接收机反馈的信道状态信息动态选择为所述第一资源块和第二资源块分配时频资源的方式，并在下行控制信道或下行共享信道中向接收机指示资源分配方式；其中，指示的方式包括：在下行控制信道或下行共享信道中发送资源分配方式索引，所述索引用于接收机通过查表的方式获取对应的资源分配方式；
发射机根据接收机反馈的信道状态信息动态调整原始数据块的大小以及预处理数据块的映射顺序，并在下行控制信道或下行共享信道中通知接收机当前需要处理的数据块大小以及映射顺序；其中，通知的方式包括：发送数据块大小指示以及映射顺序指示，所述指示用于接收机通过查表的方式获取对应的数据块大小和预处理数据块的映射顺序；
发射机从接收机接收接收机根据信道估计结果确定的资源分配方式、数据块大小以及映射顺序的索引，并通过查表的方式确定对应的资源分配方式、数据块大小以及映射顺序；其中，所述查表的方式包括：资源分配方式、数据块大小与映射顺序分别对应一个查找表，并分别有相应的索引；或者，资源分配方式、数据块大小与映射顺序对应一个查找表。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
发射机为所述第一资源块与第二资源块分配相同的时间资源，并分配不重叠且数量相等的频率资源；
或者，发射机为所述第一资源块与第二资源块分配相同的频率资源，并分配不重叠且数量相等的时间资源。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：
当信道时间选择性指标值满足设定的第一条件时，发射机选择在频域分配所述时频资源；
当信道频率选择性指标值满足设定的第二条件时，发射机选择在时域分配所述时频资源；
当信道时间选择性指标值满足设定的第一条件且信道频率选择性指标值满足设定的第二条件时，发射机选择在频域分配所述时频资源。
4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于：
所述对原始数据块做预处理后映射于第二资源块包括：将经过预处理的数据块顺序映射于第二资源块；或者，将经过预处理的数据块倒序映射于第二资源块；
所述对原始数据块做预处理包括：对原始数据块中的每个符号做共轭；
或者，先对原始数据块中的每个符号做共轭，然后对偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数；
或者，先对原始数据的偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数，然后对每个符号做共轭；
或者，对原始数据的偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数；
或者，对原始数据的偶数或奇数OQAM符号上的符号取相反数。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：
所述动态调整原始数据块的大小包括：将信道变化速度分类，每一类对应一个原始数据块大小，根据信道变化速度通过相应索引得到对应的数据块大小；
所述动态调整预处理数据块的映射顺序包括：当信道变化速度大于设定的第一门限时，采用顺序映射预处理数据块；当信道变化速度小于设定的第二门限时，采用倒序映射预处理数据块；
其中，所述信道变化速度包括频域变化速度和时间变化速度，频域变化速度用信道频率选择性指标来衡量，时间变化速度用信道时间选择性指标来衡量，所述信道频域选择性指标和信道时间选择性指标是接收端根据信道估计结果确定的。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：
所述动态调整原始数据块的大小包括：根据待传输数据符号块大小调整原始数据块的大小，使待传输数据符号块的大小是原始数据块大小的整数倍。
7.根据权利要求1、5或6所述的方法，其特征在于：
确定资源分配方式、数据块大小与映射顺序的步骤为：根据信道时间选择性衰落强弱与频率选择性衰落强弱确定资源分配方式；若选择在频域分配时频资源，则根据频率选择性衰落强弱，确定数据块大小与映射顺序；若选择在时域分配时频资源，则根据时间选择性衰落强弱，确定数据块大小与映射顺序。
8.一种发射机，其特征在于，包括：映射模块、调制模块和发射模块，其中：
映射模块，用于将包含至少一个符号的原始数据块映射于第一资源块，对原始数据块做预处理后映射于第二资源块；
调制模块，用于使用滤波器组多载波调制第一资源块和第二资源块上的数据；
发射模块，用于发送调制后的数据；
所述发射机还用于以下处理的至少一种：
发射机根据接收机反馈的信道状态信息动态选择为所述第一资源块和第二资源块分配时频资源的方式，并在下行控制信道或下行共享信道中向接收机指示资源分配方式；其中，指示的方式包括：在下行控制信道或下行共享信道中发送资源分配方式索引，所述索引用于接收机通过查表的方式获取对应的资源分配方式；
发射机根据接收机反馈的信道状态信息动态调整原始数据块的大小以及预处理数据块的映射顺序，并在下行控制信道或下行共享信道中通知接收机当前需要处理的数据块大小以及映射顺序；其中，通知的方式包括：发送数据块大小指示以及映射顺序指示，所述指示用于接收机通过查表的方式获取对应的数据块大小和预处理数据块的映射顺序；
发射机从接收机接收接收机根据信道估计结果确定的资源分配方式、数据块大小以及映射顺序的索引，并通过查表的方式确定对应的资源分配方式、数据块大小以及映射顺序；其中，所述查表的方式包括：资源分配方式、数据块大小与映射顺序分别对应一个查找表，并分别有相应的索引；或者，资源分配方式、数据块大小与映射顺序对应一个查找表。
9.根据权利要求8所述的发射机，其特征在于，所述映射模块还用于：
为所述第一资源块与第二资源块分配相同的时间资源，并分配不重叠且数量相等的频率资源；
或者，为所述第一资源块与第二资源块分配相同的频率资源，并分配不重叠且数量相等的时间资源。
10.根据权利要求9所述的发射机，其特征在于：
当信道时间选择性指标值满足设定的第一条件时，发射机选择在频域分配所述时频资源；
当信道频率选择性指标值满足设定的第二条件时，发射机选择在时域分配所述时频资源；
当信道时间选择性指标值满足设定的第一条件且信道频率选择性指标值满足设定的第二条件时，发射机选择在频域分配所述时频资源。
11.根据权利要求8至10任一项所述的发射机，其特征在于：
所述映射模块对原始数据块做预处理后映射于第二资源块包括：将经过预处理的数据块顺序映射于第二资源块；或者，将经过预处理的数据块倒序映射于第二资源块；
所述映射模块对原始数据块做预处理包括：对原始数据块中的每个符号做共轭；
或者，先对原始数据块中的每个符号做共轭，然后对偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数；
或者，先对原始数据的偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数，然后对每个符号做共轭；
或者，对原始数据的偶数子载波或奇数子载波上的符号取相反数；
或者，对原始数据的偶数或奇数OQAM符号上的符号取相反数。
12.根据权利要求8所述的发射机，其特征在于：
所述动态调整原始数据块的大小包括：将信道变化速度分类，每一类对应一个原始数据块大小，根据信道变化速度通过相应索引得到对应的数据块大小；
所述动态调整预处理数据块的映射顺序包括：当信道变化速度大于设定的第一门限时，采用顺序映射预处理数据块；当信道变化速度小于设定的第二门限时，采用倒序映射预处理数据块；
其中，所述信道变化速度包括频域变化速度和时间变化速度，频域变化速度用信道频率选择性指标来衡量，时间变化速度用信道时间选择性指标来衡量，所述信道频域选择性指标和信道时间选择性指标是接收端根据信道估计结果确定的。
13.根据权利要求8所述的发射机，其特征在于：
所述动态调整原始数据块的大小包括：根据待传输数据符号块大小调整原始数据块的大小，使待传输数据符号块的大小是原始数据块大小的整数倍。
14.根据权利要求8、12或13所述的发射机，其特征在于：
确定资源分配方式、数据块大小与映射顺序的步骤为：根据信道时间选择性衰落强弱与频率选择性衰落强弱确定资源分配方式；若选择在频域分配时频资源，则根据频率选择性衰落强弱，确定数据块大小与映射顺序；若选择在时域分配时频资源，则根据时间选择性衰落强弱，确定数据块大小与映射顺序。
15.一种基于滤波器组多载波调制的信号接收方法，其特征在于，包括：
接收机接收数据块；
接收机使用基于滤波器组多载波的解调方式对接收到的数据块进行解调；
接收机对每个解调符号进行均衡；
接收机根据设定的数据块大小对均衡后的数据块做后处理；
所述后处理包含对第一资源块中的接收符号与第二资源块相应接收符号做合并处理，其中，所述第一资源块与第二资源块是一组时频资源中的资源；
所述合并处理包含对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号做算术平均；或者，所述合并处理包含对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号的相反数做算术平均。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于：
所述合并处理包含先交换第二资源块中接收符号的实虚部，再对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号做算术平均；
或者，所述合并处理包含先交换第二资源块中接收符号的实虚部，再对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号的相反数做算术平均。
17.根据权利要求15至16任一项所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
接收机根据信道估计结果确定信道频域选择性指标和信道时间选择性指标，并反馈给发送机；
和/或，接收机根据信道估计结果确定资源分配方式、数据块大小以及映射顺序的索引，并反馈相应的索引给发送机。
18.一种接收机，其特征在于，包括：接收模块、解调模块、均衡模块和后处理模块，其中：
接收模块，用于接收数据块；
解调模块，用于使用基于滤波器组多载波的解调方式对接收到的数据块进行解调；
均衡模块，用于对每个解调符号进行均衡；
后处理模块，用于根据设定的数据块大小对均衡后的数据块做后处理；具体用于对第一资源块中的接收符号与第二资源块相应接收符号做合并处理，其中，所述第一资源块与第二资源块是一组时频资源中的资源；
所述后处理模块，合并处理包含对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号做算术平均；或者，所述后处理模块，合并处理包含对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号的相反数做算术平均。
19.根据权利要求18所述的接收机，其特征在于：
所述后处理模块，合并处理包含先交换第二资源块中接收符号的实虚部，再对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号做算术平均；
或者，所述后处理模块，合并处理包含先交换第二资源块中接收符号的实虚部，再对第一资源块中的符号与第二资源块中相应位置的符号的相反数做算术平均。
20.根据权利要求18至19任一项所述的接收机，其特征在于，该接收机还用于：
根据信道估计结果确定信道频域选择性指标和信道时间选择性指标，并反馈给发送机；
和/或，根据信道估计结果确定资源分配方式、数据块大小以及映射顺序的索引，并反馈相应的索引给发送机。
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