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CN106464155A - 功率转换设备以及三相ac电源设备 - Google Patents

功率转换设备以及三相ac电源设备 Download PDF

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CN106464155A CN201580026667.1A CN201580026667A CN106464155A CN 106464155 A CN106464155 A CN 106464155A CN 201580026667 A CN201580026667 A CN 201580026667A CN 106464155 A CN106464155 A CN 106464155A
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Abstract

一种功率转换设备，包括：用于每个相的转换设备(100)，所述转换设备将从DC电源(5)输入的DC电压转换成要输出到相对于三相AC的中性点的每个相的AC波形电压；以及控制单元(3)，用于控制每个转换设备(100)。每个转换设备(100)具有包括隔离变压器(12)的DC/DC转换器(10)以及电容器(14)，并且包括：第一转换单元(1)和第二转换单元(2)。所述第一转换单元(1)通过控制所述DC/DC转换器(10)的所述控制单元(3)，将所输入的DC电压转换成包含脉动波形的电压，所述脉动波形对应于通过在作为要输出的AC波形的基波上叠加三次谐波所获得的电压的绝对值。所述第二转换单元(2)被设置在所述第一转换单元(1)之后的级并且具有全桥逆变器(21)，并且通过控制所述全桥逆变器(21)的所述控制单元(3)，在每一个周期反转包含所述脉动波形的电压的极性，由此将包含所述脉动波形的电压转换成AC波形电压。

Description

功率转换设备以及三相AC电源设备
技术领域
本发明涉及一种用于从DC功率生成三相AC功率的三相AC电源设备，并且涉及一种用于其的功率转换设备。
背景技术
通过DC/DC转换器升高从DC电源输入的DC电压、通过逆变器将所得的电压转换成AC电压，并且输出AC电压的功率转换设备常被使用于独立电源、UPS(不间断电源)等。在这样的功率转换设备中，DC/DC转换器不断地执行开关操作，并且逆变器也不断地执行开关操作。
此外，通过使用三相逆变器，能够将DC电源的电压转换成三相AC电压(例如，参见专利文献1(图7))。
图25是在从DC电源向三相AC负载供电的情形下所使用的功率转换设备的电路图的示例。在图25中，功率转换设备200在从DC电源201所接收的DC功率的基础上生成AC功率，并且向三相AC负载220供电。
功率转换设备220包括：电容器202；例如，三个升压电路203；平滑电路205，用于平滑DC总线204的电压；三相逆变器电路207；以及三对AC电抗器208至210与电容器211至213。通过将两个电容器206串联连接以便获得耐压性能并且将六组这样的两个电容器206并联连接以便获得电容，形成平滑电路205。例如，平滑电路的电容作为整体为若干mF。
升压电路203升高已由隔离变压器203t通过开关而具有高频的电压，并且然后整流升高的电压。三个升压电路203被并联连接至共同的DC总线204。三个升压电路203的输出通过具有大电容的平滑电路205来平滑，以变成DC总线204的电压。该电压经由三相逆变器电路207来进行开关，由此生成包括高频分量的三相AC电压。通过AC电抗器208至210以及电容器211至213来消除高频分量，由此获得能够提供给三相AC负载220的三相AC电压(功率)。三相AC负载220的线间电压是400V。
在此，DC总线204的电压需要等于或者高于AC400V的波峰值，其为400×(21/2)，即约566V，但考虑到一些余量而被设定于600V。在DC总线204的电压是600V的情形下，当三相逆变器电路207中的开关元件被关闭时，由于浮动电感的谐振以及开关元件的电容，远超过600V的电压被应用于开关元件。因此，为了可靠地防止开关元件的绝缘击穿，例如，需要1200V的耐压性能，这是DC总线的电压的两倍高。此外，平滑电路205也需要1200V的耐压性能，并且在图25的配置中，每个电容器都需要600V的耐压性能。
引用列表
[专利文献]
专利文献1：日本专利号5260092
发明内容
[技术问题]
在如上所述的常规功率转换设备中，需要在转换效率方面作出进一步改善。为了提高转换效率，减少开关损耗是有效的。一般而言，DC总线的电压越高，则开关损耗等越大。因此，问题在于，如何减小DC总线的电压。此外，还期望通过减小电压以外的方式来减少开关损耗以及其他功率损耗。
鉴于上述问题，本发明的目的在于，减少由于在用于将从DC电源输入的DC电压转换成三相AC电压的三相AC电源设备中以及为此所使用的功率转换设备中的转换所致的功率损耗。
[问题的解决方案]
本发明提供一种功率转换设备，用于将从DC电源输入的DC电压转换成三相AC电压，该功率转换设备包括：第一相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及控制单元，其被配置成控制所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备，其中，
所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备中的每一个包括：第一转换单元，其具有包括隔离变压器的DC/DC转换器以及平滑电容器，所述第一转换单元被配置成，通过控制所述DC/DC转换器的所述控制单元，将所输入的DC电压转换成包含脉动电流波形的电压，所述电压对应于通过在作为待输出的AC波形的基波上叠加三次谐波所获得的电压的绝对值；以及第二转换单元，其被设置在所述第一转换单元之后的级并且具有全桥逆变器，所述第二转换单元被配置成，通过控制所述全桥逆变器的所述控制单元，在每一个周期反转包含所述脉动电流波形的电压的极性，由此将所述电压转换成具有所述AC波形的电压。
此外，本发明提供一种三相AC电源设备，包括：DC电源；第一相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及控制单元，其被配置成控制所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备，其中，
所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备中的每一个包括：第一转换单元，其具有包括隔离变压器的DC/DC转换器以及平滑电容器，所述第一转换单元被配置成，通过控制所述DC/DC转换器的所述控制单元，将所输入的DC电压转换成包含脉动电流波形的电压，所述电压对应于通过在作为待输出的AC波形的基波上叠加三次谐波所获得的电压的绝对值；以及第二转换单元，其被设置在所述第一转换单元之后的级并且具有全桥逆变器，所述第二转换单元被配置成，通过控制所述全桥逆变器的所述控制单元，在每一个周期反转包含所述脉动电流波形的电压的极性，由此将所述电压转换成具有所述AC波形的电压。
[发明的有益效果]
本发明的功率转换设备以及三相AC电源设备能够减少因转换所致的功率损耗。
附图说明
图1是示出根据第一实施例的三相AC电源设备的电路图。
图2是详细示出用于图1中的一个相的转换设备的内部电路的示图。
图3是示出用于全桥电路的栅极驱动脉冲的示图。
图4是示出生成栅极驱动脉冲的方式的示例的示图。
图5是示出生成用于第一转换单元中的输出波形的命令值的方式的曲线图。
图6示出用于第一转换单元的输出波形的命令值(理想值)的四个周期，以及实际输出的输出波形的四个周期。
图7示出用于构成第二转换单元的全桥逆变器的开关元件的栅极驱动脉冲。
图8是示出输出的AC电压VAC的曲线图，其中，(a)示出目标电压(理想值)，并且(b)示出由电压传感器实际检测到的AC电压VAC。
图9是波形图，其中，(a)示出从功率转换设备输出的U、V、W的相电压，并且(b)示出应用于三相AC负载的U-V、V-W、W-U的线间电压。
图10是示出用于全桥电路的栅极驱动脉冲的示图。
图11是示出生成用于第一转换单元中的输出波形的命令值的方式的另一示例的曲线图，其中，横轴指示时间并且纵轴指示电压。
图12是曲线图，其中，(a)示出用于第一转换单元的输出波形的命令值(理想值)的四个周期，并且(b)示出实际输出的输出波形的四个周期。
图13是示出输出的AC电压VAC的曲线图，其中，(a)示出目标电压(理想值)，并且(b)示出由电压传感器实际检测到的AC电压VAC。
图14是波形图，其中，(a)示出从功率转换设备输出的U、V、W的相电压，并且(b)示出应用于三相AC负载的U-V、V-W、W-U的线间电压。
图15是示出根据第二实施例的三相AC电源设备的电路图。
图16是详细示出用于图15中的一个相的转换设备的内部电路的示图。
图17是示出用于全桥电路的栅极驱动脉冲的示图。
图18是曲线图，其中，(a)示出用于由图17中的栅极驱动脉冲所获得的第一转换单元的输出波形的命令值(理想值)，并且(b)示出在电容器的两端之间实际出现的脉动电流波形的电压。
图19是曲线图，其中，(a)示出通过在与图18中的(b)相同的曲线图上额外用虚线描绘过零点附近的目标电压的波形所获得的曲线图，并且(b)和(c)示出用于构成第二转换单元的全桥逆变器的开关元件的栅极驱动脉冲。
图20是示出从第二转换单元经由由AC电抗器以及电容器组成的滤波器电路所输出的AC电压VAC的曲线图。
图21是示出用于全桥电路的栅极驱动脉冲的示图。
图22是曲线图，其中，(a)示出用于由图17中的栅极驱动脉冲所获得的第一转换单元的输出波形的命令值(理想值)的另一示例，并且(b)示出在电容器的两端之间实际出现的脉动电流波形的电压。
图23是示出从第二转换单元经由由AC电抗器以及电容器组成的滤波器电路所输出的AC电压VAC的曲线图。
图24是根据第三实施例的用于三相AC电源设备以及功率转换设备中的一个相的转换设备的电路图。
图25是在从DC电源向三相AC负载供电的情形下所使用的常规功率转换设备的电路图的示例。
具体实施方式
[实施例的概述]
本发明的实施例的概述至少包括以下方面。
(1)这是一种功率转换设备，用于将从DC电源输入的DC电压转换成三相AC电压，该功率转换设备包括：第一相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及控制单元，其被配置成控制所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备，其中，
所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备中的每一个包括：第一转换单元，其具有包括隔离变压器的DC/DC转换器以及平滑电容器，所述第一转换单元被配置成，通过控制所述DC/DC转换器的所述控制单元，将所输入的DC电压转换成包含脉动电流波形的电压，所述电压对应于通过在作为待输出的AC波形的基波上叠加三次谐波所获得的电压的绝对值；以及第二转换单元，其被设置在所述第一转换单元之后的级并且具有全桥逆变器，所述第二转换单元被配置成，通过控制所述全桥逆变器的所述控制单元，在每一个周期反转包含所述脉动电流波形的电压的极性，由此将所述电压转换成具有所述AC波形的电压。
在上述(1)的功率转换设备中，由于转换设备(第一相、第二相、第三相)被提供用于相应相并且输出相电压，待从每个转换设备输出的电压VAC(有效值)是三相AC的线间电压的1/(31/2)。对于DC总线的电压VB，电压VAC的波峰值是足够的，即VB＝(21/2)·VAC。作为结果，与由单个三相逆变器供给线间电压的情形相比，DC总线的电压降低。此外，由于通过叠加三次谐波来减小波峰值的作用，DC总线的电压进一步降低。
由于DC总线中的电压下降，开关元件中的开关损耗减少。此外，即便在设备中提供电抗器的情形下，其铁损也有所减少。更进一步，对于连接至DC总线的开关元件以及平滑电容器，即使是具有低耐压性能的那些也能够被使用。具有低耐压性能的开关元件具有较低的接通电阻，因此传导损耗能够减少。
在如上所述的功率转换设备中，虽然第一转换单元的硬件配置是DC/DC转换器，但DC电压被转换成不只是DC电压，而是包含对应于AC波形的绝对值的脉动电流波形的电压。因此，作为AC波形的基础的波形由第一转换单元来生成。然后，第二转换单元在每一个周期反转包含脉动电流波形的电压的极性，由此将电压转换成AC波形的目标电压。在该情形下在第二转换单元的全桥逆变器中进行开关的次数与在常规的逆变器操作中的开关次数相比大幅减少，并且在开关时的电压低。因此，在第二转换单元中的开关损耗大幅度减少。即便在第二转换单元中提供电抗器的情形下，其铁损也有所减少。更进一步，第一转换单元的电容器仅平滑高频电压变化，而并不平滑具有低频的脉动电流波形。因此，有可能使用低电容的电容器。
(2)在(1)的功率转换设备中，第一转换单元可以连续地将DC电压转换成具有脉动电流波形的电压。
在该情形下，以半个周期作为AC波形的基础的波形完全由第一转换单元来生成，并且第二转换单元仅以待输出AC波形的频率的两倍的频率来执行极性反转。也就是说，第二转换单元并不伴随高频开关而执行逆变器操作。因此，在第二转换单元的输出侧上无需AC电抗器，因此能够消除归因于AC电抗器的损耗。
(3)在(1)的功率转换设备中，在从第一转换单元所输出的电压等于或者低于脉动电流波形的波峰值的预定比例的时间段期间，控制单元可以使得全桥逆变器以高频执行逆变器操作，由此在该时间段生成具有AC波形的电压。
电压等于或者低于脉动电流波形的波峰值的预定比例的时间段意指目标电压的过零点附近。也就是说，在该情形下，在目标电压的过零点附近，第二转换单元促使AC波形的生成，并且在其他区域中，第一转换单元促使AC波形的生成。在整个区域中的脉动电流波形仅由第一转换单元来生成的情形下，过零点附近的波形有可能失真。然而，通过在本地使用第二转换单元的逆变器操作，防止波形发生这样的失真，并且能够获得更平滑的AC波形的输出。使得第二转换单元执行逆变器操作的时间段短，因此损耗小于常规的逆变器操作中的。此外，归因于AC电抗器的损耗也更小。
(4)在(3)中的预定比例优选为18％至35％。
在该情形下，有可能防止过零点附近的波形失真，并且充分获得损耗减少的效果。例如，如果“预定比例”低于18％，则存在过零点附近的左边失真的可能性。如果“预定比例”高于35％，则第二转换单元2执行高频逆变器操作的时间段延长，并且损耗减少的效果减弱对应于延长的时间段的量。
(5)在(1)至(4)中任何一个的功率转换设备中，优选地，电容器具有这样的电容，以允许归因于第一转换单元中的开关的高频电压变化被平滑，而不允许脉动电流波形被平滑。
在该情形下，有可能获得所需的脉动电流波形，同时消除归因于开关的高频电压变化。
(6)另一方面，一种三相AC电源设备包括：DC电源；第一相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；第二相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第二相的具有AC波形的电压；第三相转换设备，其被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及控制单元，其被配置成控制所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备，其中，
所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备中的每一个包括：第一转换单元，其具有包括隔离变压器的DC/DC转换器以及平滑电容器，所述第一转换单元被配置成，通过控制所述DC/DC转换器的所述控制单元，将所输入的DC电压转换成包含脉动电流波形的电压，所述电压对应于通过在作为待输出的AC波形的基波上叠加三次谐波所获得的电压的绝对值；以及第二转换单元，其被设置在所述第一转换单元之后的级并且具有全桥逆变器，所述第二转换单元被配置成，通过控制所述全桥逆变器的所述控制单元，在每一个周期反转包含所述脉动电流波形的电压的极性，由此将所述电压转换成具有所述AC波形的电压。
此外，在该情形下，提供与(1)中的功率转换设备相同的操作和效果。
[实施例的细节]
下文将参照附图来详细地描述本发明的实施例。
<<三相AC电源设备/功率转换设备的第一实施例>>
(三相电路图)
图1是示出根据第一实施例的三相AC电源设备500的电路图。三相AC电源设备500包括功率转换设备100P以及例如由蓄电池组成的DC电源5并且被连接至三相AC负载6。
功率转换设备100P由提供用于三相AC的相应相的三个转换设备(第一转换设备、第二转换设备、第三转换设备)100组成。转换设备100将从DC电源5输入的DC功率转换成AC功率，并且将AC功率供给至三相AC负载6。三个转换设备100各自供给具有相对于三相AC的中性点N的相电压的AC功率，并且这三个转换设备100作为整体将具有线间电压的AC功率供给至相应的相负载6p(第一相(u)、第二相(v)、第三相(w))。
在三相AC负载6的线间电压是400V的情形下，相电压约是231V(400V/(31/2))。输出相电压的每个转换设备100需要约327V((400V/(31/2))×(21/2))作为DC总线LB的电压。这意味着，与由单个三相逆变器供给到三相AC负载6的线间电压(400V)的情形相比，DC总线LB的电压降低(从566V到327V)。因此，开关元件以及其他电子设备的耐压性能不需要1200V，而约600V便足矣。
(单相电路图)
图2是详细示出用于图1中的一个相的转换设备100的内部电路的示图。
转换设备100将输入的DC电压VDC转换成对应于AC波形的目标电压的AC电压VAC，并且输出该AC电压VAC。虽然转换设备100也能够从AC转换成DC，但在此，将主要针对从DC转换成AC来进行描述(相同的情形也适用于第二实施例以及第三实施例中)。
在图2中，转换设备100包括第一转换单元1、第二转换单元2以及控制单元3作为主要部件。第一转换单元1经由平滑电容器4接收DC电压VDC。由电压传感器5s来检测DC电压VDC，并且将有关所检测到的电压的信息发送至控制单元3。由电压传感器6s来检测AC电压VAC，这是第二转换单元2的输出电压，并且将有关所检测到的电压的信息发送至控制单元3。
第一转换单元1包括DC/DC转换器10以及平滑电容器14。
DC/DC转换器10从输入侧开始包括：由四个开关元件Q1、Q2、Q3、Q4组成的全桥电路11；隔离变压器12；以及由四个开关元件Q5、Q6、Q7、Q8组成的整流电路13，并且这些被连接成如图2中所示。
第二转换单元2包括：由四个开关元件Q9、Q10、Q11、Q12组成的全桥逆变器21；以及电容器22。第二转换单元2的输出变成具有所需AC波形的AC电压VAC。
由控制单元3来控制开关元件Q1至Q12。作为开关元件Q1至Q12，例如，可以使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)或者FET(场效应晶体管)。
如上所述，与由单个三相逆变器供给到三相AC负载6的线间电压(400V)的情形相比，DC总线LB的电压降低。因此，转换设备100内的开关元件Q5至Q12中的开关损耗减少。此外，隔离变压器12中的铁损也减少。
更进一步，对于连接至DC总线LB的开关元件Q5至Q12以及平滑电容器14，即使是具有低耐压性能的那些也能够被使用。具有低耐压性能的开关元件具有较低的接通电阻，因此传导损耗能够减少。
(转换设备的操作)
(波形的第一示例)
接下来，将对转换设备100的操作进行描述。首先，控制单元3执行对于第一转换单元1的全桥电路11(开关元件Q1至Q4)的PWM控制。
图3是示出用于全桥电路11的栅极驱动脉冲的示图。在图3中，由双点划线指示的波形是对应于目标电压的AC电压VAC。应指出，如下所述，该波形并非正常的正弦波。栅极驱动脉冲的频率(例如，20kHz)远高于AC电压VAC的频率(50或60Hz)，因此无法描绘每个脉冲，但脉冲宽度在AC波形的绝对值的峰值处变得最宽，并且在绝对值趋于零时变得较窄。
图4是示出生成栅极驱动脉冲的方式的示例的示图。上方的曲线图示出高频载波以及作为参考波的AC波形的正弦波的绝对值。横轴以放大方式指示极短的时间，因此参考波似乎呈直线，但实际上例如是从零朝向π/2上升的部分。至于载波，以重叠方式示出两个波形(粗线和细线)，并且它们是暂时性彼此偏移半个周期的两个梯形波形。也就是说，在每个梯形波形的一个周期中，波形倾斜上升并且在一定时间段期间保持电位1，并且然后骤降至零。这样的波形连续出现，并且两组这样的波形彼此偏移半个周期。
通过将载波与如上所述的参考波进行比较，生成对应于正弦波的绝对值大于载波的间隔的脉冲，由此如下方的曲线图所示，获得受PWM控制的栅极驱动脉冲。关于栅极驱动脉冲，交替地输出用于接通开关元件Q1和Q4的脉冲以及用于接通开关元件Q2和Q3的脉冲。因此，正电压与负电压被交替地并且同等地应用于隔离变压器12的初级绕组。在参考波(正弦波)的过零点的附近，脉冲宽度几乎不出现，因此，如图3中所示，过零点的附近是大体上没有栅极驱动脉冲被输出的区域。
由上述栅极驱动脉冲驱动的全桥电路11的输出由隔离变压器12以预定的匝数比来变换，并且此后由整流电路13来整流并且由电容器14来平滑。平滑在消除高频开关的痕迹方面起到作用，但并不平滑低频波，诸如商用频率。也就是说，电容器14的电容被选择成适当值，以便获得这样的结果。如果电容远高于该适当值，则诸如商用频率的低频波也被平滑，由此使波形的形状模糊。通过选择适当值，就可能获得所需的脉动电流波形，同时消除归因于开关的高频电压变化。
即使未从控制单元3向整流电路13给予栅极驱动脉冲(即使开关元件Q5至Q8全部截止)，整流电路13也能够通过元件中提供的二极管来执行整流，但如果给予栅极驱动脉冲，则整流电路13能够执行同步整流。也就是说，在执行二极管整流的情形下，当电流在每个二极管中流动的时候，从控制单元3向开关元件Q5至Q8给予栅极驱动脉冲。这实现了同步整流，并且电流流经半导体元件，由此整流电路13中的功率损耗总体上能够减少。
图5是示出生成用于第一转换单元1中的输出波形的命令值的方式的曲线图。横轴指示时间并且纵轴指示电压。通过使用如(a)中所示具有327V的波峰值以及商用频率(50Hz、每周期0.02秒)的正弦波作为基波并且在该基波上叠加具有基波频率三倍的频率的三次谐波，获得命令值的波形。三次谐波的振幅例如是基波的振幅的10％。通过叠加两个波形，获得如(b)中所示的包含三次谐波的AC波形。该AC波的峰值(波峰值)由于其波形而变得低于(a)中所示的基波的峰值，即变成327×(31/2)/2＝283[V]。然后，(c)的波形是(b)的波形的绝对值，其变成用于第一转换单元1的输出波形的命令值。
在图6中，(a)示出如上设定的用于第一转换单元1的输出波形的命令值(理想值)的四个周期。横轴指示时间并且纵轴指示电压。也就是说，这近似于通过全波整流AC电压VAC的AC波形所获得的脉动电流波形，但因为包含三次谐波，所以波峰值从327V降至283V。
在图6中，(b)示出在电容器14的两端之间实际出现的脉动电流波形的电压。从与(a)的比较明显可见，能够获得几乎如命令值所指示的脉动电流波形。
图7示出用于构成第二转换单元2的全桥逆变器的开关元件Q9至Q12的栅极驱动脉冲。在图7中，(a)示出用于开关元件Q9、Q12的栅极驱动脉冲，并且(b)示出用于开关元件Q10、Q11的栅极驱动脉冲。如曲线图中所示，值1和0交替出现，由此在脉动电流的每一个周期反转图6中的脉动电流波形的极性。
图8是示出如上所述输出的AC电压VAC的一个周期的曲线图，其中，(a)是目标电压(理想值)并且(b)是由电压传感器6s实际检测到的AC电压VAC。虽然在过零点的附近存在轻微的失真，但获得了几乎如目标所指示的AC波形。
(概述)
如上所述，在功率转换设备100中，虽然第一转换单元1的硬件配置是DC/DC转换器，但DC电压被转换成不只是DC电压，而是对应于包含三次谐波的AC波形的绝对值的脉动电流波形。因此，作为AC波形的基础的波形是由第一转换单元1来生成。然后，第二转换单元2在每一个周期反转包含脉动电流波形的电压的极性，由此将电压转换成AC波形的目标电压。
通过输出如上所述的每个相电压，与由单个三相逆变器供给到三相AC负载6的线间电压(400V)的情形相比，DC总线LB的电压降低并且进一步获得通过叠加三次谐波而减小波峰值的效果，由此转换设备100中的开关元件Q5至Q12中的开关损耗减少。此外，隔离变压器12中的铁损也减少。
此外，在第二转换单元2的全桥逆变器中进行开关的次数与在常规的逆变器操作中的开关次数相比大幅减少。也就是说，开关的次数大幅降低(1/200)，从例如约20kHz的高频降至100Hz(例如，50Hz的AC的每一个周期的两倍)。第二转换单元2在过零点的时候执行开关，因此在开关时的电压极低(理想上是0V)。因此，第二转换单元2中的开关损耗大幅度减少。由于第二转换单元2并不执行伴随高频开关的逆变器操作，所以在第二转换单元2的输出侧上无需AC电抗器，因此能够消除归因于AC电抗器的功率损耗。
由于如上所述的功率损耗的减少，能够提高转换设备100的转换效率。
第一转换单元1的电容器14仅需平滑高频的电压变化，而并不平滑低频的脉动电流波形。因此，能够使用具有低电容(例如10μF或22μF)的电容器。
(三相波形)
图9是波形图，其中，(a)示出从功率转换设备100P输出的U、V、W的相电压，并且(b)示出应用于三相AC负载的U-V、V-W、W-U的线间电压。
控制单元3控制用于每个相的转换设备(第一转换设备、第二转换设备、第三转换设备)100，以使由此输出的AC波形的相彼此偏移(2/3)π。即使每个相电压都包含三次谐波，这些三次谐波在线间电压中也被抵消，因此，如同在正常正弦波的相电压的情形下，获得具有彼此偏移(2/3)π的相并且具有566V(＝400×(21/2)＝283×2)的波峰值的三相线间电压。
因此，功率转换设备100P能够将三相AC电压应用于三相AC负载6并且向其供给AC功率。
(波形的第二示例)
图10是示出用于全桥电路11的栅极驱动脉冲的示图。在图10中，由双点划线指示的波形是对应于目标电压的AC电压VAC。应指出，该波形并非正常的正弦波。栅极驱动脉冲的频率(例如，20kHz)远高于AC电压VAC的频率(50或60Hz)，因此无法描绘每个脉冲，但脉冲宽度在AC波形的绝对值的峰值处变得最宽，并且在绝对值趋于零时变得较窄。
图11是示出为第一转换单元1中的输出波形生成命令值的方式的另一示例的曲线图。横轴指示时间并且纵轴指示电压。通过使用如(a)中所示具有327V的波峰值以及商用频率(50Hz、每周期0.02秒)的正弦波作为基波并且在该基波上叠加具有基波频率三倍的频率的三次谐波，获得命令值的波形。三次谐波的振幅例如是基波的振幅的20％。通过叠加两个波形，获得如(b)中所示的包含三次谐波的AC波形。该AC波的峰值(波峰值)由于其波形而变得低于(a)中所示的基波的峰值，即变成327×(31/2)/2＝283[V]。然后，(c)的波形是(b)的波形的绝对值，其变成用于第一转换单元1的输出波形的命令值。
在图12中，(a)示出如上设定的用于第一转换单元1的输出波形的命令值(理想值)的四个周期。横轴指示时间并且纵轴指示电压。也就是说，这近似于通过全波整流AC电压VAC的AC波形所获得的脉动电流波形，但因为包含三次谐波，所以波峰值从327V降至283V。
在图12中，(b)示出在电容器14的两端之间实际出现的脉动电流波形的电压。从与(a)的比较明显可见，能够获得几乎如命令值所指示的脉动电流波形。
如在第一示例中，构成第二转换单元2的全桥逆变器21的开关元件Q9至Q12由如图7中所示的栅极驱动脉冲来驱动。作为结果，图12中的脉动电流波形的极性在脉动电流的每一个周期被反转。
图13是示出如上所述输出的AC电压VAC的一个周期的曲线图，其中，(a)是目标电压(理想值)并且(b)是由电压传感器6s实际检测到的AC电压VAC。虽然在过零点的附近存在轻微的失真，但获得了几乎如目标所指示的AC波形。
(概述)
如上所述，在功率转换设备100中，虽然第一转换单元1的硬件配置是DC/DC转换器，但DC电压被转换成不只是DC电压，而是对应于包含三次谐波的AC波形的绝对值的脉动电流波形。因此，作为AC波形的基础的波形是由第一转换单元1来生成。然后，第二转换单元2在每一个周期反转包含脉动电流波形的电压的极性，由此将电压转换成AC波形的目标电压。
通过输出如上所述的每个相电压，与由单个三相逆变器供给到三相AC负载6的线间电压(400V)的情形相比，DC总线LB的电压降低并且进一步获得通过叠加三次谐波而减小波峰值的效果，由此转换设备100中的开关元件Q5至Q12中的开关损耗减少。此外，隔离变压器12中的铁损也减少。
此外，在第二转换单元2的全桥逆变器中进行开关的次数与在常规的逆变器操作中的开关次数相比大幅减少。也就是说，开关的次数大幅降低(1/200)，从例如约20kHz的高频降至100Hz(例如，50Hz的AC的每一个周期的两倍)。第二转换单元2在过零点的时候执行开关，因此在开关时的电压极低(理想上是0V)。因此，第二转换单元2中的开关损耗大幅度减少。由于第二转换单元2并不执行伴随高频开关的逆变器操作，所以在第二转换单元2的输出侧上无需AC电抗器，因此能够消除归因于AC电抗器的功率损耗。
由于如上所述的功率损耗的减少，能够提高转换设备100的转换效率。
第一转换单元1的电容器14仅需平滑高频的电压变化，而并不平滑低频的脉动电流波形。因此，能够使用具有低电容(例如10μF或22μF)的电容器。
(三相波形)
图14是波形图，其中，(a)示出从功率转换设备100P输出的U、V、W的相电压，并且(b)示出应用于三相AC负载的U-V、V-W、W-U的线间电压。
控制单元3控制用于每个相的转换设备(第一转换设备、第二转换设备、第三转换设备)100，以使由此输出的AC波形的相彼此偏移(2/3)π。即使每个相电压都包含三次谐波，这些三次谐波在线间电压中也被抵消，因此，如同在正常正弦波的相电压的情形下，获得具有彼此偏移(2/3)π的相并且具有566V(＝400×(21/2)＝283×2)的波峰值的三相线间电压。
因此，功率转换设备100P能够将三相AC电压应用于三相AC负载6并且向其供给AC功率。
(补充)
如上所述，转换设备100也能够被使用于从AC转换成DC。然而，在该情形下，优选的是，AC电抗器(其与下述的第二实施例中的AC电抗器23(图16)相同)被插入从开关元件Q9与Q10之间的相互连接点到电容器22的电路径上。
在该情形下，AC电抗器与电容器22形成滤波器电路(低通滤波器)。在图2中，在从AC侧馈送功率的情形下，第二转换单元2用作“整流电路”，并且第一转换单元1的整流电路13用作“逆变器”。由于存在滤波器电路，防止由该“逆变器”生成的高频分量泄漏到AC侧。
在该情形下的全桥电路11用作“整流电路”。控制单元3以这样的适当开关频率交替地接通开关元件Q5和Q8以及开关元件Q6和Q7，该开关频率不会使隔离变压器12磁饱和，由此向隔离变压器12发送功率。隔离变压器12的输出由用作“整流电路”的全桥电路11来整流，以变成DC电压。
<<三相AC电源设备/功率转换设备的第二实施例>>
(三相电路图)
图15是示出根据第二实施例的三相AC电源设备500的电路图。三相AC电源设备500包括功率转换设备100P以及例如由蓄电池组成的DC电源5并且被连接至三相AC负载6。
图16是详细示出用于图15中的一个相的转换设备100的内部电路的示图。
(单相电路图)
图16与图2的不同之处在于，在图16中，在第二转换单元2中的全桥逆变器21的输出侧上提供AC电抗器23，并且提供电压传感器9，用于检测第一转换单元1的输出电压。其他硬件配置相同。AC电抗器23与电容器22构成滤波器电路(低通滤波器)，用于消除第二转换单元2的输出中所包含的高频分量。有关由电压传感器9所检测到的电压的信息被发送至控制单元3。
(转换设备的操作)
(波形的第一示例)
图17是示出用于全桥电路11的栅极驱动脉冲的示图。在图17中，由双点划线指示的波形是对应于目标电压的AC电压VAC。应指出，该波形并非正常的正弦波。栅极驱动脉冲的频率(例如，20kHz)远高于AC电压VAC的频率(50或60Hz)，因此无法描绘每个脉冲，但脉冲宽度在AC波形的绝对值的峰值处变得最宽，并且在绝对值趋于零时变得较窄。与图3的不同之处在于，在AC波形的过零点附近，在比图3中的区域更宽的区域中没有输出栅极驱动脉冲。
在图18中，(a)示出待通过图17中的栅极驱动脉冲来获得的用于第一转换单元1的输出波形的命令值(理想值)的四个周期。横轴指示时间并且纵轴指示电压。也就是说，这是如上所述通过将具有10％的振幅比的三次谐波叠加到脉动电流波形(然而，其具有这样的切掉下限部分的形状)上所获得的波形，所述脉动电流波形如同通过全波整流AC电压VAC的波形所获得的波形。在该情形下，对应于目标电压的AC电压VAC的频率例如是50Hz。因此，脉动电流波形的一个周期是(1/50)秒＝0.02秒的一半，即0.01秒。在该示例中，波峰值是283V(200×(21/2))。
在图18中，(b)示出在电容器14的两端之间实际出现的脉动电流波形的电压。从与(a)的比较明显可见，能够获得几乎如命令值所指示的脉动电流波形，但波形在其电压等于或者低于目标电压的波峰值的预定比例的时间段内轻微失真，例如，等于或者低于100V。
在图19中，(a)是通过在与图18中的(b)相同的曲线图上额外用虚线描绘过零点附近的目标电压的波形所获得的曲线图。在图19中，(b)和(c)示出用于构成第二转换单元2的全桥逆变器的开关元件Q9至Q12的栅极驱动脉冲。也就是说，(b)示出用于开关元件Q9、Q12的栅极驱动脉冲，并且(c)示出用于开关元件Q10、Q11的栅极驱动脉冲。在曲线图中描绘了沿垂直方向的细线的区域中，通过高频开关来执行PWM控制。
如图19中所示，在(b)和(c)中的栅极驱动脉冲交替地取值1和0。因此，(a)中的脉动电流波形在脉动电流的每一个周期被反转。关于(b)中的控制，即对于开关元件Q9和Q12的控制，当从第一转换单元1输出的(a)中所示的电压等于或者低于例如100V时，控制单元3使得开关元件Q9和Q12执行高频开关，以执行逆变器操作。因此，电压从第二转换单元2输出，以致接近过零点附近的目标电压。此外在(c)中，类似地，当从第一转换单元1输出的电压等于或者低于例如100V时，控制单元3使得开关元件Q10和Q11执行高频开关，以执行逆变器操作。因此，电压从第二转换单元2输出，以致接近过零点附近的目标电压。
图20是示出从第二转换单元2经由由AC电抗器23以及电容器22组成的滤波器电路所输出的AC电压VAC的曲线图。如图20中所示，在过零点附近没有失真的情况下，获得如由目标电压所指示的几近理想的AC波形。
应指出，优选地，用于使得第二转换单元2执行逆变器操作的预定比例是18％至35％。
在该情形下，有可能防止过零点附近的波形失真，并且还充分获得损耗减少的效果。例如，如果“预定比例”低于18％，则存在过零点附近的左边轻微失真的可能性。如果“预定比例”高于35％，则第二转换单元2执行高频逆变器操作的时间段延长，并且损耗减少的效果减弱对应于延长的时间段的量。
(三相波形)
三相波形的生成与图19中相同，因此在此省略其描述。
(波形的第二示例)
图21是示出用于全桥电路11的栅极驱动脉冲的示图。在图21中，由双点划线指示的波形是对应于目标电压的AC电压VAC。应指出，该波形并非正常的正弦波。栅极驱动脉冲的频率(例如，20kHz)远高于AC电压VAC的频率(50或60Hz)，因此无法描绘每个脉冲，但脉冲宽度在AC波形的绝对值的峰值处变得最宽，并且在绝对值趋于零时变得较窄。与图10的不同之处在于，在AC波形的过零点附近，在比图10中的区域更宽的区域中没有输出栅极驱动脉冲。
在图22中，(a)示出待通过图21中的栅极驱动脉冲来获得的用于第一转换单元1的输出波形的命令值(理想值)的另一个示例。横轴指示时间并且纵轴指示电压。也就是说，这是如上所述通过将具有20％的振幅比的三次谐波叠加到脉动电流波形(然而，其具有这样的切掉下限部分的形状)上所获得的波形，所述脉动电流波形如同通过全波整流AC电压VAC的波形所获得的波形。在该情形下，对应于目标电压的AC电压VAC的频率例如是50Hz。因此，脉动电流波形的一个周期是(1/50)秒＝0.02秒的一半，即0.01秒。在该示例中，波峰值是283V(200×(21/2))。
在图22中，(b)示出在电容器14的两端之间实际出现的脉动电流波形的电压。从与(a)的比较明显可见，能够获得几乎如命令值所指示的脉动电流波形，但波形在其电压等于或者低于目标电压的波峰值的预定比例的时间段内轻微失真，例如，等于或者低于100V。
因此，执行与图19中相同的处理，并且当电压等于或者低于例如100V时，使得开关元件Q9、Q12以及开关元件Q10、Q11执行高频开关，以执行逆变器操作。因此，电压从第二转换单元2输出，以致接近过零点附近的目标电压。
图23是示出从第二转换单元2经由由AC电抗器23以及电容器22组成的滤波器电路所输出的AC电压VAC的曲线图。如图23中所示，在过零点附近没有失真的情况下，获得如由目标电压所指示的几近理想的AC波形。
(三相波形)
三相波形的生成与图14中相同，因此在此省略其描述。
(概述)
如上所述，在第二实施例的功率转换设备100中，虽然第一转换单元1的硬件配置是DC/DC转换器，但DC电压被转换成不只是DC电压，而是对应于包含三次谐波的AC波形的绝对值的脉动电流波形(除过零点附近以外)。因此，作为AC波形的基础的波形主要是由第一转换单元1来生成。此外，第二转换单元2在每一个周期反转从第一转换单元1输出的包含脉动电流波形的电压的极性，由此将电压转换成AC波形的目标电压。更进一步，第二转换单元2仅对过零点附近执行逆变器操作，以在过零点附近生成未由第一转换单元1生成的AC波形，并且输出该AC波形。
通过输出如上所述的每个相电压，与由单个三相逆变器供给到三相AC负载6的线间电压(400V)的情形相比，DC总线LB的电压降低并且进一步获得通过叠加三次谐波而减小波峰值的效果，由此转换设备100中的开关元件Q5至Q12中的开关损耗减少。此外，隔离变压器12中的铁损也减少。
此外，在目标电压的过零点附近，第二转换单元2促使AC波形的生成，并且在其他区域中，第一转换单元1促使AC波形的生成。在整个区域中的脉动电流波形仅由第一转换单元1来生成的情形下，过零点附近的波形有可能失真。然而，通过在本地使用第二转换单元2的逆变器操作，防止波形发生这样的失真，并且能够获得更平滑的AC波形的输出。
由于使得第二转换单元2执行逆变器操作的时间段短，因此损耗远小于常规的逆变器操作中的。此外，归因于AC电抗器23的损耗也小于常规的逆变器操作中的。更进一步，在执行逆变器操作的过零点附近的时间段期间的电压相对较低的特征也促使归因于开关的损耗以及归因于AC电抗器的损耗减少。
由于如上所述的损耗减少，能够提高转换设备100的转换效率，此外，还能够获得更平滑的AC波形的输出。
应指出，用于确定使得第二转换单元2以高频执行逆变器操作期间的时间段的准则与第一示例中相同。
<<三相AC电源设备/功率转换设备的第三实施例>>
图24是根据第三实施例的用于三相AC电源设备以及功率转换设备中的一个相的转换设备100的电路图。在此，省略对应于图15的示图。也就是说，通过用图24中的转换设备100来替代图15中的转换设备100，获得根据第三实施例的三相AC电源设备以及功率转换设备。
在图24中，与图16(第二实施例)的区别在于，隔离变压器12的初级侧(图24中的左侧)上的绕组12p具备中心抽头，并且对应于图16中的全桥电路11的部分是使用该中心抽头的推挽电路11A。推挽电路11A包括DC电抗器15以及开关元件Qa和Qb，将它们连接成如图24中所示。开关元件Qa和Qb受到控制元件3的PWM控制，并且在推挽电路11A的操作期间，当开关元件Qa和Qb中的一个被接通时，另一个被截止。
在图24中，因DC电压VDC所致的电流从DC电抗器15流经开关元件Qa和Qb中被接通的一个，并且然后流入隔离变压器12并且从中心抽头流出。通过反复地交替接通和截止开关元件Qa和Qb，隔离变压器12能够执行电压变换。通过执行开关元件Qa和Qb的栅极驱动脉冲的PWM控制，能够实现与第二实施例中的第一转换单元1相同的功能。
也就是说，用于第三实施例中的第一转换单元1的输出波形的命令值(理想值)如第二实施例中在图18的(a)中示出。
此外，用于构成第二转换单元2的全桥逆变器21的开关元件Q9和Q12的栅极驱动脉冲以及用于构成第二转换单元2的全桥逆变器21的开关元件Q10和Q11的栅极驱动脉冲如第二实施例中分别在图19的(b)和(c)中示出。
因此，如第二实施例中，如在图20中所示，获得几乎如由目标电压所指示的AC波形。
如上所述，第三实施例的转换设备100能够实现与第二实施例中相同的功能，并且能够获得平滑AC波形的输出。在推挽电路11A中，开关元件的数目与第二实施例的全桥电路11(图16)中的开关元件的数目相比有所减少，因此，开关损耗减少对应于开关元件的数目减少的量。
<<其他>>
在上述实施例中，已就功率转换设备100p被连接至三相AC负载6的情形来进行描述。然而，功率转换设备100p可以被连接至单相负载或者电网。
第一至第三实施例的转换设备100能够广泛用于电源系统(主要用于商业目的)、独立电源、UPS等等，以便从诸如蓄电池的DC电源供给AC功率。
在图1或图15中，已示出从共同的DC电源5向三个转换设备100输入DC电压的配置。这样的能够使用共同的DC电源的特征也是使用隔离变压器12的转换设备100的优点。然而，在不限制使用共同的DC电源的情况下，可以为多个转换设备单独提供DC电源。
应指出，本文所公开的实施例在各方面中仅是说明性的而不应被认为是限制性的。本发明的范围通过权利要求的范围来限定并且旨在包括与权利要求的范围等价的含义以及该范围内的全部修改。
附图标记列表
1 第一转换单元
2 第二转换单元
3 控制单元
4 电容器
5 DC电源
5s 电压传感器
6 三相AC负载
6p 相负载
6s 电压传感器
9 电压传感器
10 DC/DC转换器
11 全桥电路
11A 推挽电路
12 隔离变压器
12p 初级侧绕组
13 整流电路
14 电容器
15 DC电抗器
21 全桥逆变器
22 电容器
23 AC电抗器
100 转换设备
100P 功率转换设备
200 功率转换设备
201 DC电源
202 电容器
203 升压电路
203t 隔离变压器
204 DC总线
205 平滑电路
206 电容器
207 三相逆变器电路
208至210 AC电抗器
211至213 电容器
220 三相AC负载
500 三相AC电源设备
LB DC总线
N 中性点
Q1至Q12、Qa、Qb 开关元件

Claims (6)

1.一种功率转换设备，用于将从DC电源输入的DC电压转换成三相AC电压，所述功率转换设备包括：
第一相转换设备，所述第一相转换设备被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；
第二相转换设备，所述第二相转换设备被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第二相的AC波形；
第三相转换设备，所述第三相转换设备被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及
控制单元，所述控制单元被配置成控制所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备，其中，
所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备中的每一个包括：
第一转换单元，所述第一转换单元具有包括隔离变压器的DC/DC转换器以及平滑电容器，所述第一转换单元被配置成，通过控制所述DC/DC转换器的所述控制单元，将输入的所述DC电压转换成包含脉动电流波形的电压，所述包含脉动电流波形的电压对应于通过在作为要输出的所述AC波形的基波上叠加三次谐波获得的电压的绝对值；以及
第二转换单元，所述第二转换单元被设置在所述第一转换单元之后的级并且具有全桥逆变器，所述第二转换单元被配置成，通过控制所述全桥逆变器的所述控制单元，在每一个周期，反转包含所述脉动电流波形的电压的极性，由此将所述电压转换成具有所述AC波形的电压。
2.根据权利要求1所述的功率转换设备，其中，
所述第一转换单元连续地将所述DC电压转换成具有所述脉动电流波形的电压。
3.根据权利要求1所述的功率转换设备，其中，
在从所述第一转换单元输出的电压等于或者低于所述脉动电流波形的波峰值的预定比例的时间段期间，所述控制单元使得所述全桥逆变器以高频执行逆变器操作，由此在所述时间段中生成具有所述AC波形的电压。
4.根据权利要求3所述的功率转换设备，其中，
所述预定比例是18％至35％。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的功率转换设备，其中，
所述电容器具有下述电容，所述电容允许由所述第一转换单元中的开关引起的高频电压变化被平滑，而不允许所述脉动电流波形被平滑。
6.一种三相AC电源设备，包括：
DC电源；
第一相转换设备，所述第一相转换设备被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于三相AC的中性点的第一相的具有AC波形的电压；
第二相转换设备，所述第二相转换设备被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第二相的具有AC波形的电压；
第三相转换设备，所述第三相转换设备被配置成将从所述DC电源输入的DC电压转换成要输出到相对于所述中性点的第三相的具有AC波形的电压；以及
控制单元，所述控制单元被配置成控制所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备，其中，
所述第一相转换设备、所述第二相转换设备以及所述第三相转换设备中的每一个包括：
第一转换单元，所述第一转换单元具有包括隔离变压器的DC/DC转换器以及平滑电容器，所述第一转换单元被配置成，通过控制所述DC/DC转换器的所述控制单元，将输入的所述DC电压转换成包含脉动电流波形的电压，所述包含脉动电流波形的电压对应于通过在作为要输出的所述AC波形的基波上叠加三次谐波所获得的电压的绝对值；以及
第二转换单元，所述第二转换单元被设置在所述第一转换单元之后的级并且具有全桥逆变器，所述第二转换单元被配置成，通过控制所述全桥逆变器的所述控制单元，在每一个周期，反转包含所述脉动电流波形的电压的极性，由此将所述电压转换成具有所述AC波形的电压。
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