CN106374863A - 一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器及其实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器及其实现方法，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和新型负载调制网络，其中，等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端接86.6欧四分之一波长阻抗变换器T1，并与峰值功率放大电路的输出端相连接将功率合路输出给负载。相对于现有技术，本发明通过改进传统Doherty功率放大器的负载调制网络，增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗，提高了Doherty功放的高效率功率回退范围。

Description

一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器及其实现 方法

技术领域

本发明涉及射频通讯技术领域，尤其涉及一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器及其实现方法。

背景技术

随着无线通信技术的迅速发展，射频微波技术在人们的日常生活中越来越重要。为了在有限的频谱带宽内传输尽可能大的数据量，通信商通常采用非常复杂的调制方式，而这会导致信号的峰均比(PAPR)变大，而使用传统的功率放大器如A类、AB类对非恒包络信号进行放大效率很低，尤其是在大功率回退的时候。兼顾高效率和高线性度的射频功率放大器成为学术界和工业界的研究热点之一。Doherty功率放大器因能高效放大器调制信号且成本较低而成为当今无线通信所采用功率放大器的主流形式。一个典型的两路Doherty功率放大器包括主辅两个功率放大器，主辅功放输入端由功分器将信号一分为二分别输入，输出端通过一个负载调制网络将信号合路输出，根据输入信号的大小动态调制主辅功率放大器的有效负载阻抗，从而使Doherty功放在输出功率大幅度回退的情况下仍然具有很高的效率。

但随着通信技术的快速发展，调制方式也越加地复杂，传统两路Doherty功率放大器功率回退6dB的范围已经不能满足当今无线通信系统的要求，因此，急需研制出新型高功率回退范围的Doherty功率放大器以满足当前及未来无线通信系统高传输数率的要求。高功率回退范围的Doherty功放也理所当然的成为了学术界和工业界研究的热点。

为了提高Doherty功率放大器的功率回退范围，通信商们一般采用不对称的晶体管，即峰值功放采用功率容量更大的管子，同时在输入端采用不等分的功分器，以提高功率回退范围，但这会引入新的问题，如整体Doherty功放增益降低，减小功率利用因子等，特别是在低输入功率情况下。因此，在对称结构下进一步提高Doherty功率放大器的功率回退范围是本领域亟待解决的技术问题。

故，针对目前现有技术中存在的上述缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，通过改进传统Doherty功率放大器的负载调制网络，增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗，提高Doherty功放的高效率功率回退范围。

为了克服现有技术的缺陷，本发明采用以下技术方案：

一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和新型负载调制网络，其中，所述威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路的输出功率经过所述新型负载调制网络后输出给负载；

所述负载的阻抗为50欧姆；所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；所述载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地；

所述载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配电路，调试所述载波输出匹配电路使所述载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；所述峰值功率放大电路包括依次串接峰值输入匹配电路、峰值功率放大器和峰值输出匹配电路，调试所述峰值输出匹配电路使所述峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧，同时在所述峰值输出匹配电路中一体化设置补偿线使所述峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大。

优选地，所述补偿线为75欧。

优选地，所述峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

优选地，所述载波功率放大器为AB类功率放大器。

优选地，所述载波功率放大器采用晶体管实现。

优选地，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。

优选地，所述峰值功率放大器采用晶体管实现。

为了克服现有技术的缺陷，本发明还提出一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的实现方法，通过如下步骤实现：

调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器，并调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；

调试一个标准的C类功率放大器，作为峰值功率放大器，并调试峰值输出匹配电路使峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧；

在峰值输出匹配电路中设置补偿线并一体化调试峰值输出匹配电路和补偿线使峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；

调试一新型负载调制网络，所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；

采用威尔金森功分器将调试好的载波功率放大电路、峰值功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，构成提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其中，载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地。

优选地，所述补偿线为75欧。

优选地，在峰值输入匹配电路的前端均设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

相对现有技术，本发明通过改进传统Doherty功率放大器的负载调制网络，增大了低输入功率状态下主功放的负载阻抗，使得主功放在低输入功率状态下负载阻抗为150欧，在提高了Doherty功放的高效率功率回退范围的同时减小了整体Doherty的版图面积。

附图说明

图1是本发明中一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的结构示意图。

图2是本发明一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的工作原理图。

图3是利用ADS软件模拟本发明的仿真数据图。

具体实施方式

以下是本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的技术方案作进一步的描述，但本发明并不限于这些实施例。

针对现有技术存在的缺陷，申请人对现有技术中Doherty功率放大器的结构进行了深入的研究，申请人发现传统Doherty功率放大器载波功放在回退点的负载阻抗为100欧，这导致传统Doherty功率放大器在保持高效率时输出功率至多回退6dB，已经难以满足当今无线通信系统的要求。

为了克服现有技术的缺陷，本申请采用一种新型负载调制网络，增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗，提高Doherty功放的高效率功率回退范围。参见图1，所示为本发明一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的结构框图，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和新型负载调制网络，其中，等分威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给载波功率放大电路和峰值功率放大电路，载波功率放大电路的输出端接86.6欧四分之一波长阻抗变换器T1，并与峰值功率放大电路的输出端相连接将功率合路输出给负载。

载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配电路，调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；峰值功率放大电路包括依次串接峰值输入匹配电路、峰值功率放大器和峰值输出匹配电路，调试峰值输出匹配电路使峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧，同时在峰值输出匹配电路中一体化设置补偿线使峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大。

采用上述技术方案，新型负载调制网络仅由一段86.6欧四分之一波长阻抗变换器TI构成，从而能够增大低输入功率状态下主功放的负载阻抗且大大缩小了Doherty功率放大器的尺寸；同时将峰值功放输出端的补偿线加入到峰值输出匹配电路中，从而克服了传统Doherty功放辅助支路的补偿线是以单一中心频率点定义的技术缺陷，大大减小峰值输出匹配电路的品质因数，从而极大地拓宽Doerty的工作带宽。

在一种优选实施方式中，补偿线为75欧，加入补偿线是为了使峰值输出匹配电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大，同时由于高输入功率是匹配到75欧，采用75欧的补偿线就是为了进一步提高高输入功率时的性能。

以下进一步详述上述技术方案的设计原理。参见图2，所示为本发明一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的工作原理图。负载Z_L上的电压可以表示为：

V_L＝Z_L(I_C'+I_P)

主辅(两条辅助支路归为一个支路)两支路的输出阻抗分别可以表示为：

${Z_C}^{\′}=Z_L\left(\frac{{I_C}^{\′}+I_P}{{I_C}^{\′}}\right)=Z_L(1+\frac{I_P}{{I_C}^{\′}})$

$Z_P=Z_L\left(\frac{{I_C}^{\′}+I_P}{I_P}\right)=Z_L(1+\frac{{I_C}^{\′}}{I_P})$

载波功放输出端四分之一波长阻抗变换线两端的电压电流关系为：

V_P·I_C'＝V_C·I_C

$\frac{V_C}{I_C}\·\frac{V_P}{{I_C}^{\′}}={Z_T}^2$

则，

${Z_C}^{\′}=Z_L(1+\frac{I_P\·Z_T}{V_C})$

$Z_P=Z_L(1+\frac{V_C}{I_P\·Z_T})$

此外，由四分之一波长阻抗变换线原理可得：

$Z_C=\frac{{Z_T}^2}{{Z_C}^{\′}}=\frac{{Z_T}^2}{Z_L(1+\frac{I_P\·Z_T}{V_C})}$

根据V_C＝I_C·Z_C，有，

$Z_C=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}(1-\frac{I_P}{I_C}\·\frac{Z_L}{Z_T})$

$Z_P=\frac{V_P}{I_P}=\frac{I_C}{I_P}\·Z_T$

其中Z_T＝86.6Ω，Z_L＝50Ω。

当低输入功率状态时，只有载波功放开启，所有输入信号经载波功放放大，峰值功放完全关闭(I_P＝0)，则载波功放和峰值功放低功率下的输出阻抗可以表示为

$Z_{C,Low}=\frac{{Z_T}^2}{Z_L}=\frac{86.6}{50}=150\mathrm{\Ω}$

Z_P,Low＝∞

则低功率状态下合路点的阻抗为50欧姆。

当高输入功率状态时，主辅功放一起工作，当输入功率达到最大时，主辅功放同时饱和，此时整体Doherty功放输出功率最大，此时将峰值功放输出端匹配到75欧姆，即令Z_P,High＝75Ω，将主功放输出端在饱和状态时匹配到50欧姆，则由86.6欧四分之一波长阻抗变换线变换得四分之一波长变换线得150欧姆，150欧姆与75欧姆并联得合路点阻抗为50欧姆，即低功率和高功率状态下合路点阻抗均为50欧姆。又因为Doherty整体合路输出端负载阻抗为50欧姆，因此，无需在合路输出端串联一段四分之一波长传输线，因此，本发明在提高Doherty功率回退范围的同时减小了整体Doherty的版图面积。

在一种优选实施方式中，所述峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

在一种优选实施方式中，所述载波功率放大器为AB类功率放大器。

在一种优选实施方式中，所述载波功率放大器采用晶体管实现。

在一种优选实施方式中，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。

在一种优选实施方式中，所述峰值功率放大器采用晶体管实现。

为了克服现有技术的缺陷，本发明还提出一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的实现方法，通过如下步骤实现：

步骤一：调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器，并调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；

步骤二：调试一个标准的C类功率放大器，作为峰值功率放大器，并调试峰值输出匹配电路使峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧；

步骤三：在峰值输出匹配电路中设置补偿线并一体化调试峰值输出匹配电路和补偿线使峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；现有技术通常是输出匹配电路设计好之后，在不改变匹配电路的基础上，再设计这根补偿线；现有技术的补偿线设计方式导致补偿线是以单一中心频率点定义的，增加补偿线会增大输出匹配电路的品质因数，从而抑制Doherty的整体带宽。本发明将输出匹配电路和补偿线一体化设置和调试，将补偿线加入峰值输出匹配电路中作峰值输出匹配电路，从而降低峰值输出匹配电路的Q值，极大地拓宽了Doherty功放的工作带宽；

步骤四：调试一新型负载调制网络，所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；

步骤五：采用威尔金森功分器将调试好的载波功率放大电路、峰值功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，构成提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其中，载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地。

参见图3，所示为利用ADS软件在2.4GHz基于本发明的方法模拟的仿真数据图，由模拟结果可知，在输出功率回退高达9dB的情况下，该Doherty功放仍然可以保持与饱和输出功率状态下几乎一致的高效率，远远大于传统Doherty功放的6dB功率回退范围。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其特征在于，包括等分威尔金森功分器、载波功率放大电路、峰值功率放大电路和新型负载调制网络，其中，所述威尔金森功分器用于将输入功率进行等分后分别输出给所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路，所述载波功率放大电路和峰值功率放大电路的输出功率经过所述新型负载调制网络后输出给负载；

所述负载的阻抗为50欧姆；所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；所述载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地；

所述载波功率放大电路包括依次串接的载波输入匹配电路、载波功率放大器和载波输出匹配电路，调试所述载波输出匹配电路使所述载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；所述峰值功率放大电路包括依次串接峰值输入匹配电路、峰值功率放大器和峰值输出匹配电路，调试所述峰值输出匹配电路使所述峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧，同时在所述峰值输出匹配电路中一体化设置补偿线使所述峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大。

2.根据权利要求1所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其特征在于，所述补偿线为75欧。

3.根据权利要求1所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其特征在于，所述峰值输入匹配电路的前端还设有50欧四分之一波长的相位延迟线。

4.根据权利要求1所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大器为AB类功率放大器。

5.根据权利要求4所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其特征在于，所述载波功率放大器采用晶体管实现。

6.根据权利要求1所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其特征在于，所述峰值功率放大器为C类功率放大器。

7.根据权利要求6所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其特征在于，所述峰值功率放大器采用晶体管实现。

8.一种提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的实现方法，其特征在于，通过如下步骤实现：

调试一个标准的AB类功率放大器，作为载波功率放大器，并调试载波输出匹配电路使载波功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为150欧且在高输入功率时的负载阻抗为50欧；

调试一个标准的C类功率放大器，作为峰值功率放大器，并调试峰值输出匹配电路使峰值功率放大电路在高输入功率时的负载阻抗为75欧；

在峰值输出匹配电路中设置补偿线并一体化调试峰值输出匹配电路和补偿线使峰值功率放大电路在低输入功率时的负载阻抗为无穷大；

调试一新型负载调制网络，所述新型负载调制网络采用86.6欧四分之一波长的阻抗变换器T1；

采用威尔金森功分器将调试好的载波功率放大电路、峰值功率放大电路及新型负载调制网络组合起来，构成提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器，其中，载波功率放大电路的输出端与所述阻抗变换器T1的一端相连接，所述阻抗变换器T1的另一端与所述峰值功率放大电路的输出端相连接，并共同与所述负载的一端相连接，所述负载的另一端接地。

9.根据权利要求8所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的实现方法，其特征在于，所述补偿线为75欧。

10.根据权利要求8所述的提高功率回退动态范围的Doherty功率放大器的实现方法，其特征在于，在峰值输入匹配电路的前端均设有50欧四分之一波长的相位延迟线。