CN106209717A - 一种提升功放能效的自适应极化‑qam联合调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提升功放能效的自适应极化‑QAM联合调制方法。针对OFDM系统中功放非线性失真降低能效这一问题，本发明首先给出了基于自适应极化‑QAM联合调制方法的OFDM系统模型，即在基于QAM调制的OFDM系统中添加极化调制支路；其次，本发明分析了功放非线性失真对QAM调制的影响，并利用极化调制具有的不受功放非线性失真影响的特性，求出了QAM调制与极化调制各自误码率的闭式解。最后，本发明给出了自适应极化‑QAM联合调制的实现方法，即利用QAM调制与极化调制各自在功放线性区与非线性区的性能优势，将其转化为限制性优化问题。对于某一时刻发送端的数据速率需求，由系统自适应调整两种调制方式的阶数，从而提升功放能效。本发明能够有效克服功放非线性失真带来的能效降低的问题，提升OFDM系统中功放能效。

Description

一种提升功放能效的自适应极化—QAM联合调制方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及自适应极化—QAM联合调制技术和OFDM系统中功放的非线性效应对能效的影响。具体地说，是一种基于自适应极化—QAM联合调制的OFDM系统功放能效提升方法。

背景技术

在正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:OFDM)系统中，作为OFDM系统发射单元中关键组成部分的功率放大器(Power Amplifier:PA)是能源消耗的主要部分，约占终端总能耗的60％-70％，但在此高能耗下功放的能量转换效率仅为5％-10％，这是因为功放需要工作在线性区从而避免非线性失真，而线性区的能量转换效率较低。此外，OFDM信号具有的高峰均比特性会进一步增大对功放线性度的要求，使避免功放非线性失真变得更加困难。

目前，在无线通信中已有一些关于抑制功放非线性失真与提升功放能效的研究。第一类方法从改变信号特征入手，通过限幅、滤波、编码等方式降低OFDM信号的峰均比，从而降低功放非线性对OFDM信号的影响。但这一类方法多使功放工作在线性区，从而限制了功放能效的提升。第二类方法是从消除功放非线性失真入手，使用前馈、负反馈、预失真等技术对非线性功放进行线性化处理。但由于功放存在记忆效应，很难做到完全消除非线性失真，同时消除失真也会损失一部分能量，因此这类方法也限制了功放能效的提升。第三类方法则是从改变信息承载的方式入手，例如信号的极化状态具有不受功放非线性影响的特性，相应的可以采用极化调制(Polarization Modulation:PM)传输数据从而克服功放非线性失真的影响。但相比于正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation:QAM)，极化调制在功放线性区的误码率较高，消耗相同能量的条件下能效低于QAM调制，因此单独使用极化调制只能在功放非线性区提升功放能效。此外，以上三类抑制非线性失真与提升功放能效的研究都是针对于固定数据速率的条件下，在实际应用中无法针对发送端变化的数据速率需求做出实时优化，存在一定的局限性。

发明内容

针对功放存在的非线性失真效应，本发明提供了一种适用于OFDM系统中的自适应极化—QAM联合调制方法。该方法利用QAM调制与极化调制各自在功放线性区与非线性区的优势，将两种调制技术结合起来，通过调整调制阶数有效提升OFDM系统中的功放能效。

当功放处于线性区时，QAM调制误码率(Symbol Error Rate:SER)低于极化调制，在功放消耗相同能量条件下QAM调制可以获得更高的能量效率；而当功放处于非线性区时，QAM调制受到功放非线性失真影响出现误码，但极化调制具有不受功放非线性失真影响的特性。因此，可以根据当前发送端的数据速率需求确定的功放工作点自适应地调整QAM调制与极化调制的调制阶数，从而持续优化OFDM系统中的功放能效。即当数据速率需求较低，功放位于线性区时，将更多的数据用QAM调制进行传输，QAM调制阶数高于极化调制阶数；而当数据速率需求升高使功放进入非线性区后，降低QAM调制阶数，提高极化调制阶数，从而降低非线性失真对OFDM系统的影响，提高功放能效。本发明综合利用QAM调制与极化调制各自在线性区与非线性区的优势，当发送端变化的数据速率需求使功放位于不同的工作区与工作点时，通过自适应QAM调制与极化调制的调制阶数，确保功放无论工作在线性区还是非线性区时都可以具有较高的有效数据速率，从而优化功放能效。

一种可以根据变化的数据速率需求自适应的调整QAM调制与极化调制两种调制方式的调制阶数，从而提高OFDM系统功放能效的自适应极化—QAM联合调制方法，具体步骤如下：

步骤一：在传统基于QAM调制的OFDM系统中添加极化调制支路；

对发射信息经编码得到二进制数字序列，对应的数据速率为R，经自适应单元确定当前系统中第k个子载波上QAM调制与极化调制最优的调制阶数M_Qk与M_Pk，相应的完成上支路数据速率R_Q与下支路数据速率R_P的分配。

对于速率为R_Q的上支路数据，由OFDM系统依次对其完成QAM调制、快速傅里叶反变换(Inverse Fast Fourier Transform:IFFT)、数模转换等一系列操作后进入功放；而对于速率为R_P的下支路数据，先经过极化调制星座映射单元完成二进制数字序列向庞加莱球上极化星座点的映射，然后对功放输出信号依次进行功分与移相操作，从而完成极化调制过程。最后，将水平极化分量E_H与垂直极化分量E_V分别通过水平极化天线与垂直极化天线发射出去。

步骤二：功放非线性影响下OFDM系统中QAM调制与极化调制各自误码率闭式解的求解；

本发明中，利用功放幂级数模型表征功放非线性，则经过QAM调制的OFDM信号会受到功放非线性失真影响，再加上信道中的噪声，在接收端进行QAM解调时会出现误码。而极化调制具有不受功放非线性失真影响的特性，可以利用已失真的OFDM信号传输信息，因此极化调制误码率只与信道中的噪声有关。

步骤三：自适应极化—QAM联合调制方法的实现；

本发明中，功放的能量效率定义为正确数据速率R_m与功放输入总功率P_total的比值。因此本发明中的自适应极化—QAM联合调制方法可以归纳为一个限制性优化问题。从优化问题中可以看出，对于某一时刻发送端的数据速率需求R，最优的功放能效由QAM调制阶数M_Q、极化调制阶数M_P以及功放的输出功率回退值(Output Back Off:OBO)三者共同确定。因此，当确定功放此时的工作区与工作点后，通过自适应调整QAM调制与极化调制各自的调制阶数，就可以提升OFDM系统中的功放能效。

本发明的优点：

1、本发明中的自适应极化—QAM联合调制方法不仅使用了QAM调制的幅度和相位特性(信号标量特性)来承载信息，还使用了信号的极化状态属性来承载信息，充分利用了信号极化域的矢量特性。

2、本发明中考虑了功放的非线性失真对能效的影响，并在OFDM系统中采用基于自适应调制阶数的自适应极化—QAM联合调制方法。对于某一时刻发送端的数据速率需求，将其转化为限制性优化问题，通过选定最优调制阶数传输数据，从而提升OFDM系统中功放能效。

3、与采用固定阶数QAM调制或极化调制的OFDM系统相比，本发明中的自适应极化—QAM联合调制的功放能效性能可以得到一定的优化。

附图说明

图1是本发明中采用的基于自适应极化—QAM联合调制方法的OFDM系统发送端模型；

图2是本发明中采用的基于自适应极化—QAM联合调制方法的OFDM系统接收端模型；

图3是本发明中极化调制与QAM调制在功放线性区的误码率性能；

图4是本发明中极化调制与QAM调制在功放非线性区的误码率性能；

图5是本发明中当发送端数据速率需求变化时，由自适应联合调制方法确定的最优QAM调制与极化调制阶数，功放输出功率回退值以及相应的功放能效；

图6是本发明中采用自适应联合调制方法的OFDM系统与采用固定阶数QAM调制与极化调制的OFDM系统在不同误码率门限要求下的功放能效对比；

具体实施方式

下面将结合附图对本发明作进一步的详细说明。

本发明是一种可以根据变化的数据速率需求自适应的调整QAM调制与极化调制两种调制方式的调制阶数，从而提高OFDM系统功放能效的自适应极化—QAM联合调制方法。

在OFDM系统中，作为OFDM系统发射单元中关键组成部分的功率放大器是能源消耗的主要部分，约占终端总能耗的60％-70％，但在此高能耗下功放的能量转换效率仅为5％-10％，这是因为功放需要工作在线性区从而避免非线性失真，而线性区的能量转换效率较低。此外，OFDM信号具有的高峰均比特性会进一步增大对功放线性度的要求，使避免功放非线性失真变得更加困难。

为了降低功放非线性效应对OFDM系统中功放能效的影响，本发明提出了采用基于自适应调制阶数的自适应极化—QAM联合调制方法来改善OFDM系统的功放能效性能。具体实现如下：当数据速率需求较低，功放位于线性区时，将更多的数据用QAM调制进行传输，QAM调制阶数高于极化调制阶数；而当数据速率需求升高使功放进入非线性区后，QAM调制误码率上升，超过一定的误码率门限后则降低QAM调制阶数，提高极化调制阶数，将更多的数据用极化调制进行传递，从而降低非线性失真对OFDM系统的影响，提高功放能效。

本发明中提出的提升OFDM系统功放能效的自适应极化—QAM联合调制方法，包括在传统OFDM系统中同时使用QAM调制与极化调制两种调制方式，QAM调制与极化调制各自误码率的闭式解的求解，自适应极化—QAM联合调制方法的实现过程，误码率与功放能效性能仿真分析等内容，具体如下：

步骤一：在OFDM系统中同时使用QAM调制与极化调制两种调制方式；

采用自适应极化—QAM联合调制的OFDM系统发射端模型如图1所示，其中上支路完成QAM调制，下支路完成极化调制。图中自适应单元根据当前发送端数据速率需求确定QAM调制与极化调制最优调制阶数并完成数据速率分配；QAM调制单元对上支路分配的二进制数字序列进行QAM调制；OFDM信号处理单元完成串并变换，快速傅里叶反变换，并串变换，数模变换等一系列操作；功率放大器对输入信号进行放大；带通滤波器滤除功放输出信号中落在原信号频带外的交调分量；极化调制单元分为三部分，其中星座映射单元完成二进制数字序列到庞加莱球上极化状态星座点的映射，功分器将功放输出信号分为两个信号分量并设置相应幅度比参数，移相器设置两个信号分量的相位差；垂直与水平极化天线则将两个信号分量发射出去。具体流程如下：

在系统发送端，对于某一时刻的数据速率需求R，由自适应调制阶数单元确定当前系统中第k个子载波上QAM调制与极化调制最优的调制阶数M_Qk与M_Pk，相应的完成上支路R_Q与下支路R_P的数据速率分配，式中N为OFDM系统子载波个数。

$R_Q=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{\log }_2{M}_{Qk}---\left(1\right)$

$R_P=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{\log }_2{M}_{Pk}---\left(2\right)$

公式(1)表征了理想情况下上支路可以达到的正确数据速率，但当承载QAM调制数据的OFDM信号x(t)经过功放时，功放的非线性失真会影响上支路的正确数据速率从而影响系统能效。因此，本发明利用物理意义明确且具有较强普适性的幂级数形式表征非线性功放，并研究其对基于极化—QAM联合调制方法的OFDM系统性能的影响。

对于幂级数形式的功放，其输入信号x(t)与输出信号y(t)之间的关系可以表示为：

y(t)＝a₁x(t)+a₃x³(t) (3)

式中a₁、a₃是非线性功放的输出多项式系数，与非线性功放的硬件特性有关。

对于本发明中功放输入端的OFDM信号x(t)，其时域形式可以表示为

$x\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_k{e}^{j2\mathrm{\π}kt/T}---\left(4\right)$

其中X_k表示第k个子载波上的数据符号，T表示OFDM符号周期，N表示子载波数目。

则功放输出端信号可以表示为：

$y\left(t\right)=a_1\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_k{e}^{j2\mathrm{\π}kt/T}+\frac{3a_3}{4}\underset{k_1,k_2,k_3}{\Σ}{X}_{k_1}{X}_{k_2}{X}_{k_3}{e}^{j(k_1+k_2-k_3)2\mathrm{\π}t/T}+\frac{3a_3}{4}\underset{k_1,k_2,k_3}{\Σ}{X}_{k_1}{X}_{k_2}{X}_{k_3}{e}^{j(k_1+k_2+k_3)2\mathrm{\π}t/T}---\left(5\right)$

y(t)中包含原始信号及非线性功放引入的若干种互调分量。将混合信号y(t)通入带通滤波器后，滤除上式中远离OFDM频带的信号成分，带通滤波器输出信号为y'(t)。

$y^{\′}\left(t\right)=a_1\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_k{e}^{j2\mathrm{\π}kt/T}+\frac{3a_3}{4}\underset{k_1,k_2,k_3}{\Σ}{X}_{k_1}{X}_{k_2}{X}_{k_3}{e}^{j(k_1+k_2-k_3)2\mathrm{\π}t/T}---\left(6\right)$

此时串行信号y'(t)中仍包含放大的原始信号与落在原OFDM信号频带内的若干种互调分量。

而在极化调制下支路中，数字序列R_P通过极化状态映射成M_P阶极化状态星座极化状态可以用极化相位描述子(δ_i,φ_i)(δ_i∈[0,π/2),φ_i∈[0,2π))表示。而为了实现将极化状态所承载信息添加在功放输出端的OFDM信号上，则需要使信号y'(t)依次经过功分单元与移相单元。因此，可以将功分网络和移相网络分别用传递函数与表示为：

${\stackrel{\→}{F}}_i=\left[\begin{array}{c}{\mathrm{cos\δ}}_i\\ {\mathrm{sin\δ}}_i\end{array}\right]---\left(7\right)$

其中功分器控制信号的幅度比，移相器控制信号的相位差，因此下支路利用极化调制承载的极化状态信息可以由下式唯一确定。

信号y'(t)经过功分网络与移相网络后，在垂直和水平极化天线端口的发射信号矢量为：

由此可以得到发射信号矢量的极化相位描述子为：

${\mathrm{\δ}}_E=arctan\left(\frac{\left|E_V\right|}{\left|E_H\right|}\right)={\mathrm{\δ}}_i---\left(11\right)$

由此可见，同一个子载波上的发射信号中包括失真信号与未失真信号的所有信号成分在发射时仍具有与功分网络与移相网络相同的参数，即信号的极化状态没有发生改变，由此可以证明极化状态可以不受功放非线性特性影响。最后，信号的两个正交极化分量E_H与E_V可由一对水平-垂直正交双极化天线发射出去。

步骤二：功放非线性影响下OFDM系统中QAM调制与极化调制各自误码率闭式解的求解；

基于自适应极化—QAM联合调制方法的OFDM系统接收端模型如图2所示。由于在发射端进行极化调制时，极化调制单元改变了信号原先的幅度与相位信息，因此在接收端应该先在由正交极化分量E_H与E_V直接提取信号中的极化信息，并利用极化匹配合并技术实现极化解调，还原了极化状态所承载信息的同时也恢复了基于QAM调制的OFDM信号的幅度比与相位差，再依次经由快速傅里叶变换、QAM解调等操作，从而恢复全部数据信息。

因为本发明重点关注变化的数据速率需求下，调制阶数与能量效率之间的关系，因此在对自适应调制方法不造成影响的条件下，本发明考虑AWGN信道。令去除极化调制承载信息的OFDM接收端信号为r(t)，则可以近似认为r(t)由包含原始信号与失真信号的OFDM信号y'(t)与信道中附加的加性高斯白噪声n(t)组成，即：

r(t)＝y'(t)+n(t) (13)

在接收端对第k个子载波上信号进行FFT变换，则接收端第k个子载波上符号可以表示为:

$\begin{array}{c}{Y}_k=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Σ}}r\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\π}km/N}\\ =\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{a}_1\underset{l=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_l{e}^{j2\mathrm{\π}lm/N}{e}^{-j2\mathrm{\π}km/N}+\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\frac{3a_3}{4}\underset{k_1,k_2,k_3}{\Σ}{X}_{k_1}{X}_{k_2}{X}_{k_3}{e}^{j(k_1+k_2-k_3)2\mathrm{\π}m/N}{e}^{-j2\mathrm{\π}km/N}\\ +\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Σ}}n\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\π}km/N}\\ =\frac{a_1}{N}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_l{Q}_{l-k}+\frac{3a_3}{4N}\underset{k_1{k}_2{k}_3}{\Σ}{Q}_{k_1+k_2-k_3-k}+N_k\\ =a_1{X}_k+\frac{3a_3}{4N}{U}_3(N,k)X_{k_1}{X}_{k_2}{X}_{k_3}{|}_{k_1+k_2-k_3=k}{Q}_0\\ +\underset{k_1+k_2-k_3\≠k}{\overset{N-1}{\Σ}}{X}_{k_1}{X}_{k_2}{X}_{k_3}{Q}_{k_1+k_2-k_3-k}+N_k\end{array}---\left(14\right)$

式中，Q_k与U₃(N,k)的表达式如下所示:

$Q_k=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{e}^{j2\mathrm{\π}km/N}---\left(15\right)$

$U_3(N,k)=\frac{3}{2}(2kN-2k^2+2k+N^2-N)---\left(16\right)$

公式(14)中第一项为期望信号，第二项与第三项分别为互调形成的带内失真与带外扩展信号，第四项为噪声。可以看出，因为发射端非线性功放存在三次项分量，因此功放不仅对原OFDM信号进行了线性放大，同时不同频率的子载波间的互调也产生了新的频率分量。对于某一个频率的子载波而言，其中一些新的频率分量落在该子载波频带内，成为带内失真信号，其余信号则落在该子载波频带外，成为带外扩展信号，由此可见发射端功放的非线性会产生大量干扰信号分量，使接收端的误码率显著增加。

对于第k个子载波上的接收信号，其信干噪比为：

${\mathrm{SINR}}_K=\frac{P_K}{P_{{\mathrm{IM}}_K}+P_{N_K}}---\left(17\right)$

式中P_K为期望信号能量，为互调分量能量，为噪声能量。由此可见，互调分量的存在降低了接收端信干噪比，从而使接收端误码率增大。

此时，OFDM系统第k个子载波上应用M_Qk阶QAM调制的信号的误码率为：

$P_b=2(1-\frac{1}{\sqrt{M_{Qk}}})Q\left(\sqrt{\frac{3{\log }_2{M}_{Qk}}{M_{Qk}-1}\·{\mathrm{SINR}}_k}\right)---\left(18\right)$

SER_Qk＝1-(1-P_b)²＝2P_b-P_b ² (19)

而对于极化调制，经过AWGN信道后的每个子载波k上的误码率可以表示为：

${\mathrm{SER}}_{Pk}=\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{P}_e^i---\left(20\right)$

其中M_Pk为下支路极化调制阶数；是信道添加高斯白噪声后，接收端极化状态在Poincare球上经纬度的联合概率密度函数。其表达式为：

其中SNR是极化调制信噪比，即功放输出功率P_OUT与高斯白噪声功率N₀的比值。

由公式(18)-(21)可见，对于QAM调制与极化调制误码率的闭式解，两者都与对应的调制阶数直接相关。

步骤三：自适应极化—QAM联合调制方法的实现；

非线性功放的能量效率由正确的数据速率与功放消耗的总能量共同决定，表征每焦耳能量传输的正确数据比特数，本发明的主要目标就是提升非线性功放的能量效率。对于上支路的QAM调制，当功放位于线性区时，其误码率性能低于极化调制，此时QAM调制能效性能更优；若发送端数据速率增加使功放进入非线性区，则功放输出信号中包含大量的失真分量，QAM调制误码率大幅增加，若利用极化状态具有的不受功放非线性影响的特性，将其中一部分数据速率交由下支路极化调制来传递，则可以保证一定的误码率门限基础上，自适应调整上下支路的调制阶数，从而优化功放能效。

本发明中将功放的能量效率定义为正确数据速率R_m与功放输入总功率P_total的比值，因此自适应调制机制可以转化为如下的限制性优化问题：

$\underset{M_{Qk},M_{Pk}}{max}\mathrm{\η}=\frac{R_m}{P_{total}}---\left(23\right)$

s.t.

$R_m=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\[{\log }_2{M}_{Qk}(1-{\mathrm{SER}}_{Qk})\]+\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\[{\log }_2{M}_{Pk}(1-{\mathrm{SER}}_{Pk})\]---\left(24\right)$

$R=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\[{\log }_2{M}_{Qk}+{\log }_2{M}_{Pk}\]---\left(25\right)$

{SER_Qk,SER_Pk}≤SER_th (26)

0≤P_IN≤P_ISA (27)

0≤{M_Qk,M_Pk}≤2^R (28)

式中R为某一时刻发送端数据速率需求，SER_th为上下支路均需满足的误码率门限值，P_IN为功放输入功率，P_ISA为功放饱和点输入功率。

对于本发明中使用的射频功放MRF6S21050L，由仿真可知，功放消耗总能量P_total可以表示为功放输入功率P_IN的如下函数：

P_total＝5×10^-4P_IN ³-6×10^-3P_IN ²+0.04P_IN+41 (29)

由公式(24)可见，某一时刻的正确数据速率R_m由此时的总数据速率R与上下两个支路的调制阶数M_Q、M_P与误码率SER_Q、SER_P决定。而功放消耗总能量P_total由功放输入功率P_IN决定，但P_IN无法直观表征功放工作点，即功放是工作在线性区还是非线性区。因此应该用功放输出功率回退值OBO表征，如公式(30)所示，其中P_OUT为功放输入功率，P_OSA为功放饱和点输出功率。

OBO＝P_OSA/P_OUT (30)

而P_IN与P_OUT之间的关系如下式所示：

$P_{OUT}=P_{OSA}-P_{IN}{\mathrm{\β}}^2{e}^{\mathrm{\β}}{\∫}_{\mathrm{\β}}^{\mathrm{\∞}}{e}^{-t}{t}^{-1}dt---\left(31\right)$

$\mathrm{\β}=\frac{P_{OSA}}{P_{IN}}---\left(32\right)$

由公式(23)(24)(30)可知，对于发送端某一时刻的输入数据速率R，最优的功放能效由M_Q、M_P、OBO决定。因此，可以根据当前发送端的数据速率需求确定的功放工作点自适应地调整QAM调制与极化调制的调制阶数，从而持续优化OFDM系统中的功放能效。

步骤四：误码率与功放能效性能分析；

为了评估自适应极化—QAM联合调制方法在提升功放能效方面的性能优势，本发明给出了相应的仿真分析。

仿真结果：

图3与图4分别表示当功放位于线性区与非线性区时，极化调制与QAM调制在不同信噪比下的误码率对比。当OBO值为12dB时，功放位于线性区；而当OBO值为6dB时，功放位于非线性区。从图中可以看出，对于QAM调制，当功放位于线性区时，其SER性能优于极化调制，但当功放进入非线性区之后，由于受到功放非线性失真影响，因此QAM调制性能大幅恶化。而对于极化调制，虽然当功放位于线性区时误码率性能不如同处线性区的QAM调制性能好，但若功放进入非线性区，因为极化调制具有不受功放非线性失真影响的特性，可以有效利用功放的非线性失真信号，因此极化调制可以工作在具有较高能量转换效率的非线性区。

基于以上分析与仿真结果，本发明中的自适应机制设置如下。当某一时刻发送端数据速率需求较低，功放位于线性区时，QAM调制误码率性能优于极化调制，因此优先使用QAM调制传输数据比特，上支路传输更多信息。而当数据速率需求升高使功放进入非线性区之后，QAM调制受到非线性失真影响性能迅速下降，若超过设置的误码率门限，则将更多的数据速率交由下支路极化调制进行传递，下支路极化调制阶数增大。基于以上自适应调制机制，可以达到对抗功放非线性失真，优化功放能效的目的。

图5表示发送端输入数据速率由200bit/s向1000bit/s变化时，在基于自适应极化—QAM联合调制方法的OFDM系统中，QAM调制阶数、极化调制阶数、输入功率回退值以及功放能效值的分布曲线。仿真中假设有100个子载波，带宽为20MHz，工作在5.15GHz频段。QAM调制可选的阶数为4阶、16阶、64阶，而极化调制可选阶数为2阶、4阶、8阶、16阶、32阶、64阶。设置的误码率门限为10^-3。而对于本发明中使用的功放MRF6S21050L，当OBO值大于10dB时，功放工作在线性区，而当OBO值小于10dB时，功放工作在非线性区。

从图5(a)(b)中，我们可以看出，当数据速率需求R小于700bit/s时，随着数据速率的增大，QAM调制阶数持续上升而极化调制阶数维持在较低状态。当数据速率超过700bit/s后，PM调制阶数上升而极化调制阶数下降。从图5(c)中可以看出，功放OBO值持续下降，而且当数据速率达到700bit/s时，OBO值达到10dB临界点，即当数据速率超过700bit/s后，功放即进入非线性区。当输入数据速率升至500bit/s或700bit/s时，可以看出QAM调制阶数上升而极化调制阶数下降，这是因为此时功放位于线性区，QAM调制的性能优于极化调制，为了保证更高的能量效率，系统自适应的选择让上支路的QAM调制传输更高的数据速率；而当数据速率继续增加到800bit/s时，可以看出QAM调制阶数下降而极化调制阶数持续上升。这是因为随着输入数据速率的增大，功放逐步进入非线性区，上支路QAM调制受到严重的功放非线性失真影响，而下支路的极化调制具有对功放非线性失真不敏感的特性，因此系统自适应的提升极化调制的阶数，持续达到优化功放能效的目的。而从图5(d)中我们可以看出，即使当功放进入非线性区，功放的能量效率仍然持续增大，即每焦耳能量传输的正确数据比特数持续增多。这也证明了本发明提出的自适应极化-QAM联合调制方法应用于OFDM系统中时，可以克服因发送端输入数据速率变化导致的功放非线性从而带来的能效降低的问题，持续优化功放能效。

图6表示不同误码率门限要求下，自适应极化—QAM联合调制方法与固定于16阶的QAM调制与极化调制的功放能效性能对比。令误码率门限从10^-7向10^-2变化，同时仍然工作在一个有100个子载波，带宽为20MHz，工作在5.15GHz频段的OFDM系统中。从图中可以看出，若放宽对误码率门限值的限制，虽然可能导致错误码字增多，但功放的能量效率却能持续增加，同时自适应极化—QAM联合调制方法的能效也显著优于QAM调制与极化调制。这是因为，对于一个应用自适应极化—QAM联合调制方法的OFDM系统，当功放工作在非线性区时，可以利用载波的极化属性传递信息，同时也可以为上下支路的QAM调制与PM调制自适应的选择最优的调制阶数，从而减小了功放的非线性对OFDM性能的影响，提升功放能效。仿真结果表明，同一误码率门限值下，应用自适应极化—QAM联合调制方法的OFDM系统的能效大约为应用16QAM调制的OFDM系统的两倍。

Claims (3)

1.一种提升功放能效的自适应极化—QAM联合调制方法,应用于OFDM系统中，其特征在于，包括：

为适应功放在线性区与非线性区不同的能效性能，在OFDM系统中同时使用QAM调制与极化调制两种调制方式；

在功放不同的工作点上，为获得最高的功放能效，在发送端由自适应单元确定QAM调制与极化调制各自的最优调制阶数，并完成上下支路数据速率分配。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述OFDM系统中，当功放位于非线性区时同时包含带内失真与带外失真的QAM调制误码率闭式解的求解方法，包括：

在发送端用幂级数模型对位于非线性区的功放进行描述，在接收端对去除极化信息后第k个子载波上的信号进行N点FFT变换，则第k个子载波上符号可以表示为:

式中，a₁与a₃是功放幂级数模型中的一阶与三阶系数，Q_k与U₃(N,k)的表达式如下所示:

则第k个子载波上QAM调制的信干噪比可以表示为：

式中P_K为期望信号能量，为互调分量能量，为噪声能量。

此时，OFDM系统第k个子载波上应用M_Qk阶QAM调制的信号的误码率为：

SER_Qk＝1-(1-P_b)²＝2P_b-P_b ² (6)。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述自适应单元中自适应调制方法的实现，包括：

将功放的能量效率定义为正确数据速率R_m与功放输入总功率P_total的比值，从而把自适应联合调制方法转化为如下的限制性优化问题：

s.t.

{SER_Qk,SER_Pk}≤SER_th (4)

0≤P_IN≤P_ISA (5)

0≤{M_Qk,M_Pk}≤2^R (6)

式中η为功放能效，M_Qk与M_Pk分别为OFDM系统中第k个子载波上QAM调制与极化调制的调制阶数，SER_Qk与SER_Pk分别为第k个子载波上QAM调制与极化调制各自的误码率，N为OFDM系统子载波个数，R为当前发送端的数据速率需求，SER_th为误码率门限值，P_IN为功放输入功率，P_ISA为功放饱和点输入功率。

对于自适应极化—QAM联合调制方法，可以根据当前发送端的数据速率需求，确定功放的工作点，通过自适应调整QAM调制与极化调制的调制阶数，从而优化OFDM系统中的功放能效。