CN105758429B

CN105758429B - 信号处理装置

Info

Publication number: CN105758429B
Application number: CN201610105836.7A
Authority: CN
Inventors: 佐佐木裕之; 山下昌哉
Original assignee: Asahi Kasei Kogyo KK
Current assignee: Asahi Kasei Corp
Priority date: 2012-02-03
Filing date: 2013-01-25
Publication date: 2019-04-05
Anticipated expiration: 2033-01-25
Also published as: JP2017032577A; US20140368370A1; JP5777737B2; CN104081164A; WO2013114842A1; KR101564181B1; CN104081164B; JP6018242B2; EP3026397A1; EP2796835B1; US9654129B2; JPWO2013114842A1; JP2015129765A; KR20140081865A; CN105758429A; EP2796835A1; US9148158B2; JP6285519B2; EP3026397B1; EP2796835A4

Abstract

本申请涉及一种信号处理装置，具备：结合部(3)，其将包含基于所期望的物理量的信号成分的、基于多个物理量信号各自的多个要素信号仅结合上述物理量信号的数量以上的次数而输出相互不同的结合信号；测量部(4)，其依次接收从上述结合部(3)输出的结合信号；以及运算部(5)，其根据基于从上述测量部(4)依次输出的上述结合信号而生成的信号求出上述基于所期望的物理量的信号成分。

Description

信号处理装置

本申请是申请日为2013年01月25日、申请号为201380006971.2(国际申请号PCT/JP2013/000405)、发明名称为“信号处理装置”的申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种信号处理装置。

背景技术

以往，作为多个模拟信号的处理，采用分时处理(Time Sharing System)。

当简单地说明该信号处理方式时，该信号处理方式是以下方式：在具有一个信号处理电路、例如仅具备一个放大电路、AD(AnalogtoDigital：模拟数字)转换器的情况下，在某一时间段进行第一个模拟信号的处理、在下一个时间段进行第二个模拟信号的处理、在接下来的时间段进行第三个模拟信号的处理、…，这样依次进行信号处理。

该处理为非常明快的方式，但是，另一方面，还存在原理上的问题。例如，在第一个模拟信号的处理时间段无法进行其它模拟信号的处理。因而，模拟信号的数量越多则不处理而被丢弃的信号越多。其结果，出现信号的SN 比(SignaltoNoiseRatio：信噪比)恶化这种现象。

作为克服该问题的方法，例如已知一种专利文献1所记载的方法。在该方法中，主要以传感器信号作为模拟信号，针对传感器信号来进行，其特征在于，针对多个传感器信号以不同的组合进行线性结合。

大致说，该方法也是上述调制的一种，但是调制的方法仅为“非反转信号(原来的传感器信号本身)”“无信号”“反转信号”这三种，并且这三种能够仅由开关构成，因此能够预见成本的大幅降低以及消耗电流的削减并同时改善 SN比。

专利文献1:WO2008/032741号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，要求适合于所使用的传感器的种类、数量的方式。

本申请的发明是鉴于上述点而完成的，提供一种实现SN比的改善并且比专利文献1更适合于所使用的传感器的种类、数量的信号处理装置。

用于解决问题的方案

本发明的一个方式是一种信号处理装置，其特征在于，具备：结合部(例如图1示出的结合部3)，其将基于多个物理量信号(例如图3示出的输出电压 V1～V4)各自的多个要素信号(例如从开关2-1～2-4输出的传感器1-1～1-4的各输出信号S1～S4)仅结合上述物理量信号的数量以上的次数而输出相互不同的结合信号(例如从结合部3输出的结合信号C1～C4)，其中，上述多个物理量信号包含基于所期望的物理量的信号成分；测量部(例如图1示出的测量部4)，其依次接收从上述结合部输出的结合信号；以及运算部(例如图1示出的运算部5)，其根据基于从上述测量部依次输出的上述结合信号而生成的信号求出上述基于所期望的物理量的信号成分。

可以是，上述运算部使从上述测量部依次输出的上述结合信号线性结合，根据该线性结合的结果求出上述基于所期望的物理量的信号成分。

可以是，上述运算部中的线性结合运算的变换与上述结合部中的规定结合信号的变换为相互相反的线性变换。

可以是，上述物理量信号的数量为四个以上。

可以是，上述结合部中的结合信号的输出次数与上述物理量信号的数量相同，并且上述相反的线性变换是互为逆矩阵的关系。

此外，在此所指的“逆矩阵的关系”还包含逆矩阵和逆矩阵的常数倍。即，当设A矩阵的逆矩阵为B时，矩阵A与由使逆矩阵B为常数倍的“常数倍×B”构成的矩阵之间的关系也包含于“逆矩阵的关系”。

可以是，还具备信号反转部(例如图1示出的信号反转部2)，该信号反转部接收上述多个物理量信号，在与该物理量信号分别对应的上述要素信号中，对于预先决定的信号，将使上述物理量信号反转而得到的反转信号作为上述要素信号而输出，对于其余的信号，不使上述物理量信号反转而将非反转信号作为上述要素信号而输出，上述结合部将上述反转信号和上述非反转信号仅结合上述物理量信号的数量以上的次数而输出上述结合信号。

可以是，上述运算部基于将从上述结合部输出的结合信号与规定系数进行线性结合而得到的线性结合数据来求出上述基于所期望的物理量的信号成分，上述系数不含0，并且绝对值全部相等。

可以是，上述物理量信号为从计测不同的物理量的至少两种传感器输出的信号。

可以是，上述物理量信号为从两个以上的传感器输出的信号，在上述两个以上的传感器中包括灵敏度和SN比中的至少一方与其它传感器不同的传感器。

本发明的其它方式是一种信号处理装置，其特征在于，具备：多个电阻型传感器(例如图19示出的电阻型传感器31-1～31-4)，其检测特定的物理量，电阻随该检测量相应地发生变化；检测电路形成部(例如图19示出的检测电路形成部32)，其按时间从上述多个电阻型传感器中选择不同的预先决定的两个以上的电阻型传感器，形成包括所选择的该两个以上的电阻型传感器的预先决定的电阻检测电路(例如图20A — 20D 示出的半桥电路、全桥电路)；测量部(例如图19示出的测量部33)，其依次接收所形成的该电阻检测电路的输出信号；以及运算部(例如图19示出的运算部34)，其对于从上述测量部依次输出的输出信号，通过包括线性结合的运算来求出上述物理量。

可以是，上述检测电路形成部将预先决定的上述电阻检测电路形成上述电阻型传感器的数量以上的次数，上述电阻检测电路依次输出互不相同的信号。

可以是，上述多个电阻型传感器为三个以上的电阻型传感器。

可以是，上述检测电路形成部选择上述多个电阻型传感器中预先决定的检测相互独立的物理量的两个以上的电阻型传感器，形成包括所选择的该两个以上的电阻型传感器的预先决定的电阻检测电路。

可以是，所选择的上述两个以上的电阻型传感器是同时检测正交的两轴以上的物理量或者两种以上的物理量并进行与该检测量相应的电阻变化的传感器。

可以是，上述运算部对上述特定的物理量的、正交的两轴或者三轴方向的成分进行运算。

可以是，上述特定的物理量为磁场。

可以是，上述电阻检测电路由半桥电路和全桥电路中的某一个构成，上述检测电路形成部交替地形成上述半桥电路和上述全桥电路。

可以是，上述运算部使由上述测量部依次接收到的来自上述电阻检测电路的输出信号以及与来自该电阻检测电路的输出信号对应的系数进行线性结合而生成线性结合数据。

发明的效果

根据本发明的一个方式，能够提供一种实现SN比的改善并且比专利文献1更适合于所使用的传感器的种类、数量的信号处理装置。

附图说明

图1是表示本发明所涉及的信号处理装置的实施方式1的结构例的框图。

图2是表示传感器与开关的结构例的电路图。

图3是表示在图1示出的实施方式1中采用两端子电压输出型的传感器作为传感器的情况下的结构的框图。

图4是用于说明实施方式1的动作的时序图。

图5是在图3示出的实施方式1中为了考察噪声而使噪声叠加的情况下的框图。

图6是表示本发明所涉及的信号处理装置的实施方式2的整体结构的框图的一例。

图7是表示图6的开关的结构例的电路图。

图8是表示在图6示出的实施方式2中提取出一部分的结构例的框图。该结构例相当于参考例2。

图9是用于说明图8的动作的时序图。

图10是表示在图6示出的实施方式2中提取出一部分的结构例的框图。该结构例是本发明的实施方式2所涉及的结构例。

图11是表示图10的信号放大电路的结构例的电路图。

图12是说明参考例1的框图。

图13是用于说明在图10的实施方式2中不仅传感器的信号大小不同、噪声的大小也不同的情况下的SN比的计算结果的说明图。

图14是本发明的实施方式2的变形例的框图。

图15是表示本发明所涉及的信号处理装置的实施方式3的结构例的框图。

图16是表示在图15示出的实施方式3中采用两端子电压输出型的传感器作为传感器的情况下的结构的、包含具体的电路的框图的一例。

图17是表示在图15示出的实施方式3中信号反转部的开关的切换动作的时序图的一例。

图18是在图15示出的实施方式3中为了考察噪声而使噪声叠加的情况下的框图。

图19是表示本发明的信号处理装置的实施方式4的结构的框图。

图20A是在图19的检测电路形成部形成的电阻检测电路的状态1的电路图的一例。

图20B是在图19的检测电路形成部形成的电阻检测电路的状态2的电路图的一例。

图20C是在图19的检测电路形成部形成的电阻检测电路的状态3的电路图的一例。

图20D是在图19的检测电路形成部形成的电阻检测电路的状态4的电路图的一例。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施方式。

首先，说明实施方式1。

(实施方式1的结构)

如图1所示，该实施方式1所涉及的信号处理装置具备四个传感器 1-1～1-4、具备四个开关2-1～2-4的信号反转部2、结合部3、测量部4以及运算部5。

四个传感器1-1～1-4分别将物理量转换为电信号，将该电信号作为输出信号而输出。这些传感器1-1～1-4不问其种类，也可以将不同的传感器作为对象。在以下说明中，将传感器1-1～1-4设为在传感器感应部的两端具有电极端子的结构、即两端子型的传感器。

四个开关2-1～2-4被设置成与四个传感器1-1～1-4对应。即，各开关2-1～2-4 与对应的传感器1-1～1-4相连接，具备相同的功能。

例如图2所示，开关2-1具备两个切换开关2-1A、2-1B，与传感器1-1的输出侧相连接。因此，开关2-1能够通过切换开关2-1A、2-1B的切换动作，使传感器1-1的输出信号反转而输出反转信号，或者不使该输出信号反转而直接作为非反转信号而输出。与传感器1-2～1-4相连接的开关2-2～2-4也同样地具备这种开关2-1的功能。

图2是传感器1-1的输出信号在开关2-1中被反转而从开关2-1输出反转信号的情况。

结合部3生成将从开关2-1～2-4输出的传感器1-1～1-4的各输出信号S1～S4 串联地连接(结合)而得到的结合信号C1～C4，或者生成将该输出信号S1～S4 并联地连接而得到的结合信号C1～C4。

在此，在将传感器1-1～1-4设为两端子型传感器的情况下，例如存在电压输出型和电流输出型。因此，在传感器1-1～1-4为电压输出型的情况下，将各输出信号串联地结合而生成结合信号，在电流输出型的情况下将各输出信号并联地结合而生成结合信号。

此外，在传感器1-1～1-4为其它输出型的传感器、例如电容型、电阻型的情况下，设置将它们转换为电压或者电流的电路即可。

测量部4与开关2-1～2-4的开闭动作同步地依次接收由结合部3生成的结合信号C1～C4，对该各结合信号C1～C4进行放大、AD转换等规定的处理。

运算部5通过规定的运算使由测量部4接收并进行了规定的处理的结合信号C1～C4线性结合，基于该线性结合，进行求出传感器1-1～1-4的各输出值的规定的运算，输出其运算结果。

运算部5进行的传感器1-1～1-4的各输出值的运算处理能够通过CPU(中央处理装置)或者计算机的软件等来实现。

接着，参照图3说明从图1的传感器1-1～1-4至测量部4为止的具体例的结构。

图3是表示在图1的实施方式1中作为传感器1-1～1-4采用两端子电压输出型的传感器的情况下的结构的框图。

如图3所示，在该实施方式1所涉及的信号处理装置中具备四个传感器 1-1～1-4、信号反转部2A、测量部4以及运算部5。

在该实施方式1中，如图3所示，通过信号反转部2A将与图1示出的实施方式1的信号反转部2和结合部3相当的结构具体化。

信号反转部2A通过开关2-1～2-4的切换动作，选择性地输出开关2-1～2-4 使传感器1-1～1-4的输出电压V1～V4反转的反转电压和不反转的非反转电压。

另外，信号反转部2A将由各开关2-1～2-4选择性地输出的反转电压或者非反转电压串联地结合而生成电压P1～P4，从开关2-1和开关2-4的两端依次输出所生成的该电压P1～P4。

更具体地说，开关2-1具备切换开关2-1A、2-1B，通过这些切换开关2-1A、 2-1B的切换，选择性地输出使传感器1～1的输出电压V1反转的反转电压和非反转的非反转电压。另外，开关2-2具备切换开关2-2A、2-2B，通过这些切换开关2-2A、2-2B的切换，选择性地输出使传感器1-2的输出电压V2反转的反转电压和非反转的非反转电压。

并且，开关2-3具备切换开关2-3A、2-3B，通过这些切换开关2-3A、2-3B 的切换，选择性地输出使传感器3的输出电压V3反转的反转电压和非反转的非反转电压。另外，开关2-4具备切换开关2-4A、2-4B，通过这些切换开关 2-4A、2-4B的切换，选择性地输出使传感器4的输出电压V4反转的反转电压和非反转的非反转电压。

另外，开关2-1～2-4如图3所示那样串联地连接，将各开关2-1～2-4选择性地输出的反转电压或者非反转电压串联地结合而生成电压P1～P4。

在此，在图3的例子中是以下情况：传感器1-1的输出电压V1在开关2-1 中被反转而从开关2-1输出反转电压-V1，传感器1-2～1-4的各输出电压V2～V4 在开关2-2～2-4中没有被反转而从开关2-2～2-4输出非反转电压V2、V3、V4。因此，来自信号反转部2A的输出电压成为(-V1+V2+V3+V4)。

测量部4与开关2-1～2-4的开闭动作同步地依次接收由信号反转部2A生成的电压P1～P4并进行放大，并且进行AD转换。因此，如图3所示，测量部4 具备放大部4-1和AD转换部4-2。

运算部5通过规定的运算使从AD转换部4-2输出的输出数据的电压 P1～P4线性结合，基于该线性结合，进行求出传感器1-1～1-4的各输出值的规定的运算，输出其运算结果。

(实施方式1的动作)

接着，参照图3、图4来说明实施方式1的动作例。

在图3中，信号反转部2A的开关2-1～2-4的切换动作是基于来自控制部(未图示)的控制信号进行的。

如图4所示，开关2-1～2-4存在第一～第四动作状态，其各动作在第一～第四期间T1～T4进行。

首先，在第一期间T1中，信号反转部2A的开关2-1～2-4的动作状态如图3 示出的那样。

因此，通过开关2-1得到的电压为使传感器1-1的输出电压V1反转的反转电压-V1。另外，通过开关2-2～2-4得到的各电压为传感器1-2～1-4的输出电压 V2、V3、V4的非反转电压V2、V3、V4。

这样，由开关2-1～2-4得到的电压为使传感器1-1的输出电压V1～V4为-1 倍、+1倍、+1倍、+1倍的电压。在图4中，用“+1”表示开关非反转输出时，用“-1”表示开关反转输出时。

因而，在第一期间T1中，当将从信号反转部2A输出并由测量部4进行处理而从测量部4的AD转换部4-2输出的输出电压设为P1时，该输出电压P1与 (-V1+V2+V3+V4)成比例。

接着，在第二～第四期间T2～T4中，信号反转部2A的开关2-1～2-4成为得到以下各电压的动作状态(参照图4)。

即，在第二期间T2中，从开关2-1～2-4得到非反转电压V1、反转电压-V2、非反转电压V3、V4。在第三期间T3中，从开关2-1～2-4得到非反转电压V1、 V2、反转电压-V3、非反转电压V4。在第四期间T4中，从开关2-1～2-4得到非反转电压V1、V2、V3、反转电压-V4。

在图4示出的各期间T1～T4中，当将从测量部4的AD转换部4-2输出的输出电压设为P1～P4时，输出电压P1～P4成为以下式(1)～(4)那样。

P1＝-V1+V2+V3+V4···(1)

P2＝V1-V2+V3+V4···(2)

P3＝V1+V2-V3+V4···(3)

P4＝V1+V2+V3-V4···(4)

根据这四式，能够通过运算部5相反地求出传感器1-1～1-4的输出电压 V1～V4，具体地说，成为以下式(5)～(8)那样。

V1＝1/4·(-P1+P2+P3+P4)···(5)

V2＝1/4·(P1-P2+P3+P4)···(6)

V3＝1/4·(P1+P2-P3+P4)···(7)

V4＝1/4·(P1+P2+P3-P4)···(8)

因而，根据该实施方式1，能够求出四个传感器1-1～1-4的各输出电压。

接着，在实施方式1中，考察SN比得到何种程度的改善。

图5是表示使噪声(noise)叠加到图3的测量系统的情况的图。

设为该噪声为白噪声、即针对整个频带噪声取固定值，将该噪声值表示为±N。并且，四个传感器的噪声大小全部为相同±Ns，但是设为相互不相关。

另一方面，信号反转部2A中产生的噪声非常小，因此忽略(噪声为零)，将测量部4的放大部4-1的噪声决定为±Na。并且，设为忽略测量部4的AD转换部4-2的噪声。

这样，AD转换部4-2的输出电压P1～P4如下。

P1＝-(V1±Ns)+(V2±Ns)

+(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na

···(9)

P2＝(V1±Ns)-(V2±Ns)

+(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na

···(10)

P3＝(V1±Ns)+(V2±Ns)

-(V3±Ns)+(V4±Ns)±Na

···(11)

P4＝(V1±Ns)+(V2±Ns)

+(V3±Ns)-(V4±Ns)±Na

···(12)

在此，传感器1-1～1-4的噪声相互不相关，因此如下那样简化上述4式。

P1＝-V1+V2+V3+V4±2Ns±Na···(13)

P2＝V1-V2+V3+V4±2Ns±Na···(14)

P3＝V1+V2-V3+V4±2Ns±Na···(15)

P4＝V1+V2+V3-V4±2Ns±Na···(16)

对该4式进行与上述式(5)～(8)的V1～V4相同的运算。假设如果求出传感器1-1的输出V1，则计算1/4·(-P1+P2+P3+P4)即可，因此在式(13)～(16)的情况下也仅保留V1的项，V2、V3、V4消除。

并且，对于AD转换部4-2的输出电压P1～P4，由于测量时间段不同，因此基本上传感器噪声、放大噪声对于相互的测量时间段均不相关。

因而，考虑噪声时的传感器1-1的输出V1’成为下式。

V1'＝V1±Ns±1/2·Na···(17)

其与分时处理时的输出V1±Ns±Na相比，放大部4-1的噪声减少到二分之一，从而SN比得到改善。

考虑噪声时的其它传感器1-1～1-4的输出V2’～V4’相同，成为下式。

V2'＝V2±Ns±1/2·Na···(18)

V3'＝V3±Ns±1/2·Na···(19)

V4'＝V4±Ns±1/2·Na···(20)

因此，全部能够达成SN比的改善。

特别是，传感器1-1～1-4的噪声±Ns的大小非常小，在设为与放大部4-1 的噪声±1/2·Na相比能够忽略时，本实施方式1能够发挥最大的效果。

上述说明全部针对用图4的时序图表示的特别的情况。下面，说明能够发挥与上述相同的效果的情况存在多种以及导出该多种情况的理论。

首先，为了便于说明，以矩阵的方式显示图4的开关1-1～1-4的状态。当将该矩阵设为S时，成为以下结构。

[数1]

在该矩阵S中，对于行侧，如上所述那样用+1(非反转)或者-1(反转)表示针对各传感器1-1～1-4的开关2-1～2-4的状态的时间变化。另一方面，当关注列时，也可以说是针对各测量时间段示出传感器1-1～1-4的开关的状态。

另一方面，上述的逆矩阵S^-1成为以下结构。

[数2]

该逆矩阵S^-1成为排列了上述式(5)～(8)的系数而成的矩阵。

这是线性代数学理论中的理所当然的归结。

以下，方便起见，将上述矩阵S称为开关矩阵，将上述逆矩阵S^-1称为运算矩阵，并且为了导出最佳方法，如下所示那样对两个矩阵进行通常显示。

[数3]

如上述矩阵显示那样，在开关矩阵S中，从a11至a44为止存在16个要素(参数)。

在此，作为本发明的实施方式1中的前提条件1，可举出以下条件。

“前提条件1：开关矩阵S的各要素为+1或者-1。”

该前提条件基于将开关的状态限定为非反转(+1)或者反转(-1)这一情况。该限定的理由如下。

并非不能通过使用通常的电路将上述要素设为任意数(例如-2、+10等)。但是，假设要设定为-2，则由于使信号反转并成为2倍，因此其自然需要放大电路。而且，针对四个传感器各自需要适当地进行该放大。在+10的例子的情况下也相同。其另一方面，+1、-1能够仅由开关构成。因而，能够大幅压缩电路结构。

此外，作为仅由开关构成的要素的值还能够为0(零)，但是，这为以往的分时的信号处理方法(或者仅是延长线上的方法)，完全无助于作为本发明的目的的SN比的改善。因而，仅+1和-1为能够兼顾电路结构的压缩与SN比的改善的要素值。

但是，即使限定为上述结构，还考虑2的16次幂种、即65536种矩阵。

下一个前提条件2为能够运算上述式(5)～(8)所需的条件。

“前提条件2：开关矩阵S必须具有逆矩阵S^-1。”

对于前提条件2，根据线性代数学的理论还如下那样表达。

“前提条件2’：开关矩阵S的矩阵式不能为0(零)。”

该前提条件基于本发明仅对能够通过式(5)～(8)来求出运算矩阵(开关矩阵的逆矩阵)的情况有效。由此，上述65536种减少到22272种。

接着，为了设定前提条件3，提取并考察上述运算矩阵S^-1的一部分。仅提取运算矩阵S^-1的最上一行，当表示与式(5)相同的式时成为以下式。

V1＝b11·P1+b12·P2+b13·P3+b14·P4

···(21)

在上述式中，假设为b11＝0。该b11＝0是指虽然AD转换部4-2的输出P1发出有效的信号但是完全没有被利用。从数学上来说，信号成分相对于之前的特别的情况减少到四分之三(0.75倍)。因而，以改善SN比的目的来说不能说是最佳设定条件。

接着，考察作为前提条件3而满足以下条件的情况。

“前提条件3：运算矩阵的各要素为+1/4或者-1/4。”

在此，±1/4是为了将运算矩阵S^-1定义为开关矩阵S的逆矩阵而固定化的数值。在实际应用中，如在上述中也示出的那样，AD转换部4-2的输出比例系数能取任意值，因此即使与上述相比再稍微放宽而进行条件设定，

“前提条件3’：运算矩阵S^-1的各要素为+c或者-c(其中c≠0)。”、或者

“前提条件3”：运算矩阵S^-1的各要素全部不是零并且各绝对值全部相等。”

也不失去一般性。

满足这些的开关矩阵S的情况的数量从22272种锐减至384种。(针对上述前提条件3、3’、3”全部为相同的384种。)

也就是说，在本发明中发挥最大效果的开关矩阵S的情况的数量为384 种。

但是，根据上述考察可知，这些384种全部带来相同的SN比改善效果，在实际应用时从这384种中适当地选择即可。

从线性代数学的观点来尝试验证带来上述相同效果的原因。例如在这 384种中包含以下开关矩阵S’。

[数4]

但是，该开关矩阵S’通过进行如下那样的操作而返回到上述开关矩阵S。

操作1：使第一行和第三行分别成为-1倍。

操作2：将第四行变换为第一行，将第三行变换为第二行，将第一行变换为第三行，将第二行变换为第四行。

在本发明中，操作1使非反转和反转的开关状态全部相反，仅这种变更不影响SN比。并且，操作2仅变更了传感器的编号，不失任何一般性。通过与此相同地进行考察，在理论上该384种全部能回归到上述开关矩阵S。

此外，如上所述，本发明的最大效果为针对分时处理的SN比提高。在这种意义上来说，只要能够提供开关矩阵S使得如上所述成为“运算矩阵S^-1的各要素全部不是零并且各绝对值全部相等”即可。

也就是说，需要注意作为前提条件按道理来说必须先加强的是运算矩阵 S^-1。特别是，对于传感器个数多于4个(5个以上)应用与本发明相同的方法时为极有效的方法。上述说明是在特别关注四个传感器时为了便于明确地记载发明的技术内容而进行的说明。

另外，示出了通过加强直到前提条件3为止的条件而存在384种开关矩阵 S和运算矩阵S^-1。下面，说明根据传感器信号的种类进一步从384种中选择最佳矩阵的方法。

上述384种中还包含与上述开关矩阵S和S’不同的以下开关矩阵S”。

[数5]

对于该开关矩阵S”，也与上述开关矩阵S’时同样地进行以下操作。

操作1：使第一行成为-1倍。

操作2：在操作1之后使第一列成为-1倍。

通过这两个阶段的操作，返回到上述开关矩阵S。

但是，当关注该开关矩阵S”的第一行时，要素值全部为-1，不存在+1。另一方面，在第二行～第四行中要素值包含+1和-1两者。虽然从线性代数的理论来看两者为相同矩阵，但是在进行本发明的实施方式1的信号处理时，其意味着第二个至第四个传感器的朝向存在正负不同的情况，但是仅第一个传感器的朝向始终相同(在开关矩阵S”的情况下始终反转)。因而，从信号处理的观点来看不能说是相同的。

因此，通过关注各传感器的信号特性，例如能够如下那样分开使用上述开关矩阵S(或者开关矩阵S’)与开关矩阵S”。

(1)“四个传感器的种类(信号特性)全部相同的情况”或者“四个传感器的种类不同但是优选进行同样的信号处理的情况”

在该情况下，优选将开关的时间变化设为四个传感器相互对称。因而，推荐开关矩阵S或者开关矩阵S’。此时的情况的数量在上述384种中存在96 种。

(2)“四个传感器中三个相同但是一个不同的情况”或者“四个传感器中的仅一个的阻抗非常小的情况”

在该情况下，优选对不同的一个传感器不设置开关。因而，推荐开关矩阵S”。此时的情况的数量为288种。

(实施方式1的变形例)

(1)在图3示出的实施方式1的信号处理装置中，传感器1-1～1-4为两端子电压输出型，但是也可以将传感器1-1～1-4替换为两端子电流输出型。

在该情况下，传感器1-1～1-4以及与这些传感器1-1～1-4对应的开关 2-1～2-5的连接与图3相同，但是开关2-1～2-4彼此的连接从图3的串联连接变更为并联连接。

(2)在图1、图3示出的实施方式1的信号处理装置中，说明了传感器为四个的情况，但是传感器的个数也可以是两个。

在传感器的个数为两个的情况下，根据与上述相同的理论，如果作为开关矩阵S选择以下数6示出的矩阵，作为运算矩阵S^-1选择以下数7示出的矩阵，则示出与以往相比SN比提高倍这一情况。

[数6]

[数7]

接着，说明实施方式2。

该实施方式2涉及一种能够使SN比小的传感器信号的SN比相对地增加的信号处理装置。

(实施方式2的结构)

图6是表示实施方式2所涉及的信号处理装置的整体结构的框图。

如图6所示，本实施方式2所涉及的信号处理装置具备三个加速度传感器(X轴加速度传感器、Y轴加速度传感器、Z轴加速度传感器)11-1～11-3、三个磁传感器(X轴磁传感器、Y轴磁传感器、Z轴磁传感器)11-4～11-6、信号放大部12、信号反转部13、结合部14、测量部15以及运算部16。信号反转部13具备对来自传感器的输出进行放大的信号放大部12和用于使信号反转的六个开关13-1～13-6。

在本实施方式2中，将图6示出的三个加速度传感器11-1～11-3和三个磁传感器11-4～11-6总称为6轴电子罗盘。

根据之后的说明可知，这些传感器的个数并不限定于六个，两个以上即可。另外，传感器的种类也并不限定于加速度传感器和磁传感器，传感器的种类为两种以上即可。并且，如后文所述，传感器的种类也可以是一种。

信号放大部12对传感器11-1～11-6中的预先决定的至少一个传感器的输出信号进行放大而输出。此外，在本申请的说明书的信号的放大中，设为还包含将信号放大到小于1.0倍、即衰减。另外，信号放大部12对传感器 11-1～11-6中的预先决定的至少一个传感器的输出信号不进行放大而直接输出。因此，如后文所述，信号放大部12具备信号放大电路。

在此，信号放大电路可以是预先设定放大率，也可以是能够任意地设定放大率的可变型。

与传感器11-1～11-6对应地设置有开关13-1～13-6。即，各开关13-1～13-6 经由信号放大部12与对应的传感器11-1～11-6相连接，相互具备相同的功能。

各开关13-1～13-6的结构相同，因此图7示出其中的开关13-1的结构例。

例如图7所示，开关13-1具备两个输入端子1301、1302、两个输出端子1303、1304以及两个切换开关13-1A、13-1B。

在本例中，以通过信号放大部12对传感器11-1的输出信号进行放大所得到的差动输出为差动输入(P输入、N输入)而输入到输入端子1301、1302。但是，在不通过信号放大部12对传感器11-1的输出信号进行放大的情况下，传感器11-1的输出信号直接输入到输入端子1301、1302。

在这种结构的开关13-1中，通过切换开关13-1A、13-1B的切换动作，使输入到输入端子1301、1302的差动输入信号反转而输出反转信号，或者不使该差动输入信号反转而直接以非反转信号从输出端子1303、1304输出。

即，在使差动输入信号反转而输出的情况下，将切换开关13-1A的切换触点连接到触点b侧，将切换开关13-1B的切换触点连接到触点a侧。另一方面，在不使差动输入信号反转而输出的情况下，将切换开关13-1A的切换触点连接到触点a侧，将切换开关13-1B的切换触点连接到触点b侧。

结合部14生成将从开关13-1～13-6输出的输出信号串联地连接(结合)的结合信号或者生成将该输出信号并联地连接的结合信号。在此，在将传感器 11-1～11-6设为两端子型传感器的情况下，例如存在电压输出型和电流输出型。因此，在传感器11-1～11-6为电压输出型的情况下，将各输出信号串联地结合而生成结合信号，在电流输出型的情况下，将各输出信号并联地结合而生成结合信号。

此外，在传感器11-1～11-6为其它输出型、例如电容型、电阻型的情况下，设置将它们转换为电压或者电流的电路即可。

测量部15与开关13-1～13-6的开闭动作同步地依次接收由结合部14生成的结合信号，对该各结合信号进行放大、AD转换等规定的处理。

运算部16通过规定的运算使由测量部15接收并实施了规定的处理的结合信号线性结合，基于该线性结合，进行求出传感器11-1～11-6的各输出值的规定的运算，输出其运算结果。能够通过CPU(中央处理装置)或者计算机的软件等来实现运算部16进行的传感器11-1～11-6的各输出值的运算处理。

(实施方式2的动作)

接着，说明具有这种结构的实施方式2的动作。

如图6所示，本实施方式2包括信号放大部12，但是，首先，说明图8示出的测量系统(结构)的动作。

如图8所示，该测量系统为省略图6示出的信号放大部12且仅将X轴加速度传感器11-1和X轴磁传感器11-4的输出信号处理设为对象的情况。

当前，在图8中，将X轴加速度传感器11-1的输出信号设为Sg，将X轴磁传感器11-4的输出信号设为Sm。

设为根据来自控制部(未图示)的控制信号来进行开关13-1、13-4的切换动作。另外，如图9所示，开关13-1、13-4具有第一和第二动作状态，该各动作在第一、第二期间T1、T2进行。在图9中，用“+1”表示开关非反转输出时，用“-1”表示开关反转输出时。

首先，在第一期间T1中，信号反转部13的开关13-1、13-4的动作状态如图9所示。因此，开关13-1的输出信号为传感器11-1的输出信号Sg的非反转信号Sg，开关13-4的输出信号为传感器11-4的输出信号Sm的非反转信号Sm。因而，开关13-1、13-4的输出信号为使传感器11-1、11-4的输出信号Sg、Sm 成为+1倍、+1倍而得到的信号。

接着，在第二期间T2中，信号反转部13的开关13-1、13-4的动作状态如图9所示。因此，开关13-1的输出信号为传感器11-1的输出信号Sg的非反转信号Sg，开关13-4的输出信号为使传感器11-4的输出信号Sm反转的信号-Sm。因而，开关13-1、13-4的输出信号为使传感器11-1、11-4的输出信号Sg、Sm 成为+1倍、-1倍而得到的信号。

因而，当将在第一期间T1中从信号反转部13输出、由结合部14进行结合处理并从测量部15输出的输出信号设为P1、同样地将在第二期间T2中从测量部15输出的输出信号设为P2时，测量部15的输出信号P1、P2如下。

P1＝Sg+Sm···(22)

P2＝Sg-Sm···(23)

根据该两式，能够通过运算部16相反地求出传感器11-1、11-4的输出信号Sg’、Sm’，具体如下。

Sg’＝(P1+P2)/2···(24)

Sm'＝(P1-P2)/2···(25)

接着，根据上述说明，参照图10来说明本发明的实施方式2的动作。

图10是在图6中仅将X轴加速度传感器11-1和X轴磁传感器11-4的输出信号处理设为对象的框图，与图8的不同点在于追加了信号放大部12。

在图10的信号放大部12中具备信号放大电路12-1。该信号放大电路12-1 例如由图11所示那样的衰减器(attenuator)等构成。而且，将信号放大电路12-1 的信号水平的放大率设为1/α(其中：α≥1)。

根据图10示出的信号放大部12，X轴加速度传感器11-1的输出信号被信号放大电路12-1进行放大后输入到开关13-1。另外，X轴磁传感器11-4的输出信号直接输入到开关13-4。

因此，在图10的实施方式2的情况下，参照式(22)、(23)，测量部15的输出信号P1、P2如下。

P1＝(Sg/α)+Sm···(22A)

P2＝(Sg/α)-Sm···(23A)

根据该两式，能够通过运算部16相反地求出传感器11-1、11-4的输出信号Sg’、Sm’，参照式(24)、(25)，成为以下式。

Sg’＝(α/2)×(P1+P2)···(24A)

Sm'＝(1/2)×(P1-P2)···(25A)

此外，在上述说明中，仅将X轴加速度传感器11-1和X轴磁传感器11-4 的输出信号处理设为对象。但是，即使将Y轴磁传感器11-2和Y轴加速度传感器11-5以及Z轴磁传感器11-3和Z轴加速度传感器11-6设为对象也能够进行完全相同的说明。并且，如上所述，传感器的种类也可以不是两种而是任意种，传感器的个数也可以不是两个而是任意个。

(SN比的分析)

接着，进行图10示出的实施方式2的SN比与参考例1～3之间的考察。

(参考例的SN比)

首先，将图14示出那样的基于分时处理的传感器信号的测量系统设为参考例1，研究该参考例1的SN比。

如图12所示，该参考例1所涉及的测量系统具备传感器11-1、11-4、开关 18-1、18-2以及测量部15。而且，通过开关18-1、18-2的接通，将传感器11-1、 11-4的输出信号Sg、Sm分时地输入到测量部15，从测量部15将该输出信号Sg、 Sm作为输出信号Sg’、Sm’而输出。

在此，将图12中的传感器11-1的传感器噪声设为±Ng，将传感器11-4的传感器噪声设为±Nm。另外，在开关18-1、18-4中不产生噪声，但是通常在测量部15中主要在信号放大器(运算放大器等)中产生噪声，因此将该噪声设为±Na。

包含这种噪声的情况下的测量部15的输出信号Sg’、Sm’如下。

Sg’＝Sg±Ng±Na···(26)

Sm'＝Sm±Nm±Na···(27)

在图12示出的参考例1中，由于进行分时处理，因此X轴加速度传感器 11-1的最终输出的SN比仅由加速度传感器的各值和与X轴磁传感器11-4共用的测量部15的噪声Na来决定。同样地，X轴磁传感器11-4的最终输出的SN比也仅由磁传感器的各值和测量部15的噪声Na来决定。因而，在图12示出的参考例1中，各传感器的SN比大或者小的状况被直接反映到最终输出的SN比大或者小的结果中。

接着，将上述图8示出的测量系统作为参考例2，研究该参考例2的SN比。

将图8中的传感器11-1的传感器噪声设为±Ng，将传感器11-4的传感器噪声设为±Nm。另外，在开关13-1、13-4和结合部14中不产生噪声，但是将测量部15的噪声设为±Na。

因此，参照式(22)、(23)，包含噪声的测量部15的输出信号P1、P2如下。

P1＝Sg+Sm±Ng±Nm±Na···(28)

P2＝Sg-Sm±Ng±Nm±Na···(29)

在此，如果假设为各噪声全部为白噪声(噪声谱不依赖于频率)并且相互独立，则式(28)、(29)如下。

[数8]

当将该“数8”的两个式代入到式(24)、(25)时，根据与上述相同的假设，图8的测量系统的运算部16的输出信号Sg’、Sm’如下。

[数9]

在得到该“数9”的参考例2中，对各传感器的灵敏度与噪声进行如下的假设来进行考察。

传感器灵敏度(加速度传感器X轴)>传感器灵敏度(磁传感器X轴)

传感器噪声(加速度传感器X轴)＝传感器噪声(磁传感器X轴)

在这种假设下，两个传感器的SN比的大小关系如下。

传感器SN比(加速度传感器X轴)>传感器SN比(磁传感器X轴)

该假设不是在特殊情况下出现，在例如上述的6轴电子罗盘中经常出现。如果详细进行说明，则是以下情况：加速度传感器针对1G(＝重力加速度、通常9.8m/s/s)的传感器输出较大，与此相对，磁传感器针对50μT(μT为单位、微特斯拉、相当于东京的地球磁场的大小)的传感器输出较小。

但是，作为该6轴电子罗盘的实际应用，有时希望分别应用于使用了三轴加速度传感器的计步器以及使用了三轴磁传感器的磁式罗盘。在该情况下，存在以下需求：加速度传感器的SN比可以不那么高，与此相对，希望磁传感器的SN比尽可能高。因而，为了满足该需求，在传感器的信号处理方法中需要使两者的SN比相对反转的方法。

针对该6轴电子罗盘，首先，研究在图12示出的参考例1中进行分时处理的情况下的SN比。

在此，当为了使考察简单而将同样放置的加速度传感器和磁传感器的噪声设为±Ns而忽略测量部15的噪声±Na(Na＝零)时，根据式(26)、(27)，图14 的测量部15的输出信号Sg’、Sm’如下。

Sg'＝Sg±Ng＝Sg±NS···(30)

Sm，＝Sm±Nm＝Sm±NS···(31)

因此，两个传感器的SN比分别如下。

传感器SN比(X轴加速度传感器)＝Sg/Ns···(32)

传感器SN比(X轴磁传感器)＝Sm/Ns···(33)

因而，两个传感器的SN比的大小关系如下所述那样原样保持上述假设。

传感器SN比(X轴加速度传感器)>传感器SN比(X轴磁传感器)

因此，在图12的参考例1中，两个传感器11-1、11-4的灵敏度比Sg：Sm 直接表现为信号处理后的传感器输出的SN比之比。

接着，研究上述图8的参考例2的传感器11-1、11-4的SN比。与上述同样地，当忽略测量部15的噪声±Na(Na＝零)时，基于上述“数9”，使图8的测量部 15的输出信号Sg’、Sm’如下那样简化。

[数10]

“数10”的两式与表示图12的测量部15的输出信号Sg’、Sm’的式(30)、(31) 的情况相同。

因而，关于图8示出的参考例2的传感器11-1、11-4的SN比，也导出与图 14示出的参考例1的传感器的SN比相同的结果(参照式(32)、(33))。

将上述考察归纳如下。

在图12示出的参考例1和图8示出的参考例2中，在任一情况下，如果两个传感器11-1、11-4的灵敏度具有大小差，则其大小差直接反映到信号处理后的SN比中。因而，在图12示出的参考例1、图8示出的参考例2中，无法使其SN比的大小关系反转。

为了解决该问题，考虑分别设置希望增大信号处理后的SN比的传感器(6 轴电子罗盘中的磁传感器)的专用信号处理电路或者延长信号获取时间。在这样的方法中，产生电路规模增加、消耗电力增加这种新的问题。

因此，在本实施方式2中，如图6或者图10所示，通过设置信号放大部12 来解决上述问题。

这样，在本发明的实施方式2中，如图6或者图10所示，设置信号放大部 12。下面，说明设置该信号放大部12的意义。

首先，将在图12示出的参考例1的传感器11-1、11-4与开关18-1、18-2之间插入(追加)图10示出的信号放大部12的结构而设为参考例3，研究该参考例 3的SN比。在此，信号放大部12中的噪声通常为非常小，因此忽略。

在该情况下，当使用式(26)、(27)时，测量部15的输出信号Sg’、Sm’如下。

[数11]

Sm'＝Sm±Nm±Na

关于该式，当设为上述假设、即、将加速度传感器与磁传感器的噪声设为相等而设为±Ns并忽略测量部15的噪声±Na(Na＝零)时，成为以下式。

Sg’＝(Sg±Ns)/α···(34)

Sm'＝Sm±Ns···(35)

从式(34)、(35)求出的SN比与从式(30)、(31)求出的SN比没有任何变化。因而，如参考例3那样，仅将图10的信号放大部12追加到图12示出的参考例1 也无法使SN比反转。

(实施方式2的SN比)

接着，研究在图10示出的实施方式2中进行了上述信号处理时的SN比。在此，信号放大部12中的噪声通常为非常小，因此忽略。

在该情况下，当参照式(28)、(29)和“数8”示出的两式时，包含噪声的测量部15的输出信号P1、P2如下。

[数12]

当将该“数12”的两式代入到式(24)、(25)时，图10的测量系统的运算部16 的输出信号Sg’、Sm’如下。

[数13]

该“数13”示出的两式较复杂，因此进行与之前已进行的处理相同的简单化处理。即，当将加速度传感器与磁传感器的噪声设为相等而设为±Ns并忽略测量部15的噪声±Na(Na＝零)时，成为以下式。

[数14]

因而，相对于参考例1～3的SN比全部在信号处理前后不发生变化，根据该实施方式2，噪声分别如下那样发生变化。

即，X轴加速度传感器11-1的噪声变化如下。

[数15]

(参考例)→(本方法)

另外，X轴磁传感器11-4的噪声的变化如下。

[数16]

(参考例)→(本方法)

另一方面，在该实施方式2中，当将式(34)、(35)与“数14”的两式进行比较时，两个传感器的各信号成分不变。因而，当将参考例1时的SN比标准化为1时，该实施方式2的各传感器的SN比在该实施方式2所涉及的信号处理后如下那样发生变化。

即，X轴加速度传感器11-1的SN比的变化(当设为＝SNg时)如下。

[数17]

倍

另外，X轴磁传感器11-4的SN比的变化(当设为＝SNm时)如下。

[数18]

倍

如之前假设那样α≥1，因此“数17”和“数18”示出的各变化值成为如下大小关系。

SNg≤1…(36)

SNm≥1…(37)

因而，根据该实施方式2，与参考例1～3相比，X轴加速度传感器11-1的 SN比恶化，但是X轴磁传感器11-4的SN比提高。

如上所述，根据该实施方式2，如图6或者图10所示那样设置信号放大部 12并且实施上述那样的信号处理，因此能够制作出与传感器的SN比的大小关系相反的SN比的大小关系。

具体地说，鉴于根据“数17”、“数18”示出的两式而SNg/SNm＝1/α，如果传感器之间的SN比存在α倍的差异，则如果将信号放大电路12-1的放大率设为1/α倍，信号处理后的SN比在两者中变为相等。

而且，在该实施方式2中，能够任意地设定信号放大电路12-1的放大率，因此例如如果设为1/β倍(其中α<β)，则在信号处理后能够使传感器本身的SN 比的大小关系反转。

更具体地说，当将本实施方式2应用于6轴电子罗盘时成为以下结构。

设为加速度传感器的SN比(针对1G的传感器输出除以加速度传感器噪声而得到的SN比)为磁传感器的SN比(针对50uT的传感器输出除以磁传感器噪声而得到的SN比)的γ倍(γ≥1)。

另一方面，在将本实施方式2分别应用于使用了三轴加速度传感器的计步器以及使用了三轴磁传感器的磁式罗盘时，存在需要相反地使磁式罗盘的SN比为计步器的SN比的η倍(η≥1)的情况。在这种情况下，将对加速度传感器实施的信号放大电路12-1的放大率设定为1/β倍＝1/(γη)倍，之后使用从信号反转部13至运算部16的信号处理方法即可。

此外，在图10的例子中，说明了作为信号放大部12的一例而具备信号放大电路12-1的情况，但是还能够由除此以外的要素构成。

另外，在图10的例子中，说明了针对信号处理后的SN比降低也可以的一侧的传感器将放大率设定为1/α倍(α≥1)的情况。但是，在相反地针对希望提高信号处理后的SN比一侧的传感器进行α倍(α≥1)的放大的情况下，采用信号放大电路作为信号放大部12的结构要素，在理论上得到完全相同的效果。

并且，也可以不是仅针对一方的传感器设置信号放大电路而针对两方的传感器设置信号放大电路。

当考虑将本实施方式2具体化的情况时，除了传感器信号极小的情况以外，认为使用放大率小于1.0的信号放大电路(衰减电路)比使用放大率大于1.0 的信号放大电路更好。其理由在于，衰减电路与信号放大电路相比，具有电路规模小、用于进行放大动作的电力少、噪声小等优点。

在上述说明中，设为两个传感器的噪声相等(±Ng＝±Nm＝±Ns)的情况，但是对于不仅是噪声相同灵敏度也相同的传感器、进行更进一步限定而种类相同的传感器，也可以应用本发明。

例如，存在相同种类的传感器A-1与传感器A-2，灵敏度、噪声以及SN 比均相同，但是在希望提高传感器A-1的信号处理后的SN比时，在信号放大部12中可以以大于1.0倍的放大率对传感器A-1的输出信号进行放大，也可以以小于1.0倍的放大率对传感器A-2的输出信号进行放大。

另外，在两个传感器的噪声不同的情况下也能够应用本发明，导出与上述大致相同的结论。在图13中以数值具体地示出该结论。

图13是传感器1-1、1-4的噪声±Ng、±Nm以±Ng≠±Nm这样的方式不同的情况。

实际上，首先定义任意的正数α2，进行操作使得|±Ng|/α2＝|±Nm|。该操作并不是特殊的操作，通过上述说明的信号放大部12使原来的X轴加速度传感器的输出放大或者衰减即可。如果进行该操作，则之后的信号处理方法完全相同，因此之后的计算也以完全相同的方式导出。

因而，在此新定义的α1为发挥与之前的α完全相同的功能的参数，大小也同样为α1≥1。

传感器的最终SN比的计算结果图13所示那样，如果补充则如下。

磁传感器的SN比的式仅是之前的α成为α1，其它没有任何变化。

而且，不依赖于α2。因而，由于是α1≥1这种假设，因此SN比必然变大。

另外，加速度传感器的SN比根据α2的大小、即原来的传感器噪声的大小而变大或者变小。但是，如果将原来的加速度传感器的SN比大于原来的磁传感器的SN比作为条件，则α2<α1这种大小关系成为前提。因而，SN比不会无限变小。

(实施方式2的变形例)

接着，参照图14来说明本实施方式2的变形例。

在图10示出的实施方式2所涉及的信号处理装置中，将加速度传感器11-1 和磁传感器11-4这两种(两个)作为对象，但是，在该变形例中，如图14所示，被替换为四种传感器11-7～11-10。

设四种传感器11-7～11-10具有以下关系。

传感器11-7…原来的灵敏度高、SN比也大。

传感器11-8…灵敏度和SN比均第二大。

传感器11-9…灵敏度和SN比均第三大。

传感器11-10…原来的灵敏度低于上述三个传感器，在传感器附近需要放大电路。

在该变形例中，使传感器11-7～11-10的信号处理后的SN比大致相等，图 14示出信号放大部12的具体的结构。

即，为了使传感器11-7的输出衰减最大，在传感器11-7与开关13-7之间插入了衰减率最大的信号放大电路12-2。

为了使传感器11-8的输出衰减，在传感器11-8与开关13-8之间插入了衰减率小于信号放大电路12-2的衰减率的信号放大电路12-3。当前，在将信号放大电路12-2的衰减率设为1/α2、将信号放大电路12-3的衰减率设为1/α3时，将衰减率设定为1>1/α3>1/α2。

为了使传感器11-10的输出衰减，在传感器11-10与开关13-10之间插入了信号放大电路12-4。将该信号放大电路12-4的放大率α4设定为大于1。

不使传感器11-9的输出衰减或放大而直接提供给开关13-9。

此外，在该变形例中，除了图14示出以外的部分的结构与图6的实施方式2相同，因此省略其说明。

根据该变形例也可知，该信号放大部12中的放大、衰减的功能严格来说是用于使传感器相互的相对SN比变化。因而，使作为对象的全部传感器衰减或者对作为对象的全部传感器进行放大的结构是不必要的结构。因此，对至少一个传感器使传感器信号直接(不放大和衰减)传递到下一级的开关为合理的结构。在图14中，作为该传感器信号，选择了传感器11-9。

接着，说明本发明的实施方式3。

(实施方式3的结构)

如图15所示，该实施方式3所涉及的信号处理装置具备n个传感器 21-1～21-n、具备n个放大开关22-1～22-n的信号反转部22、结合部23、测量部 24以及运算部25。信号反转部22兼备信号反转功能以及放大功能。

n个传感器21-1～21-n分别将物理量转换为电信号，将该电信号作为输出信号而输出。这些传感器21-1～21-n不问其种类，可以将不同的传感器作为对象。在以下说明中，将传感器21-1～21-n设为在传感器感应部的两端具有电极端子的结构、即两端子型传感器。

与n个传感器21-1～21-n对应地设置有n个放大开关22-1～22-n。即，放大开关22-1～22-n分别与对应的传感器21-1～1-n相连接，具备相同的功能。后述信号反转部22的具体例。

结合部23生成使从放大开关22-1～22-n输出的传感器21-1～21-n的各输出信号串联地连接(结合)的结合信号C1～Cn，或者生成使该输出信号并联地连接的结合信号C1～Cn。

在此，在将传感器21-1～21-n设为两端子型传感器的情况下，例如存在电压输出型和电流输出型。因此，在传感器21-1～21-n为电压输出型的情况下，将各输出信号串联地结合而生成结合信号，在电流输出型的情况下，将各输出信号并联地结合而生成结合信号。

此外，在传感器21-1～21-n为其它输出型、例如电容型或电阻型的情况下，设置将它们转换为电压或者电流的电路即可。

测量部24与信号反转部22的动作同步地依次接收由结合部23生成的结合信号C1～Cn，对该各结合信号C1～Cn进行放大、AD转换等规定的处理。

运算部25通过规定的运算使由测量部24接收并进行了规定处理的结合信号C1～Cn线性结合，基于该线性结合，进行求出传感器21-1～21-n的各输出值的规定的运算，输出其运算结果。

能够通过CPU(中央处理装置)或者计算机的软件等来实现运算部25进行的传感器21-1～21-n的各输出值的运算处理。

接着，参照图16来说明图15的从传感器21-1～21-n至结合部23为止的具体结构。

图16示出在图15示出的实施方式3中采用两端子电压输出型的传感器作为传感器21-1～21-n的情况下的结构例。

如图16所示，该实施方式3所涉及的信号处理装置具备n个传感器 21-1～21-n、信号反转部22A、测量部24以及运算部25。

而且，在该实施方式3中，通过图16的信号反转部22A使与图15示出的实施方式3的信号反转部22和结合部23相当的结构具体化。

如图16所示，信号反转部22A具备放大开关22-1～22-n。

放大开关22-1具备开关群22-1a和共用的放大器22-A。放大开关22-2具备开关群22-2a和放大器22-A。同样地，第n个放大开关22-n具备开关群22-na和放大器22-A。

开关群22-1a具备开关22-1A～22-1F，开关群22-2a具备开关22-2A～22-2F。同样地，开关群22-na具备开关22-nA～2-nF。

放大器22-A的放大率为-α倍，对n个传感器21-1～21-n的输出V1～Vn中的由开关群22-1a、22-2a…22-na选择的输出进行反转放大而生成反转放大信号。

在此，在图16的例子中，n个放大开关22-1～22-n各自使用(共享)同一放大器22-A，但是也可以分开设置放大器。

测量部24与信号反转部22A的动作同步地依次接收由信号反转部22A生成的n个结合电压(结合信号)P1～Pn，进行放大，并且进行AD转换。因此，虽然并未图示，但是测量部24具备放大部和AD转换部。

运算部25通过规定的运算使从测量部24输出的输出数据的电压P1～Pn线性结合，基于该线性结合，进行求出传感器21-1～21-n的各输出值的规定的运算，输出其运算结果。

(实施方式3的动作)

接着，参照附图说明实施方式3的动作例。

在图16中，设为根据来自控制部(未图示)的控制信号来进行放大开关 22-1～22-n的开关群22-1a、22-2a…22-na的开关的切换动作。

如图17所示，放大开关22-1～22-n的开关群22-1a～22-na在一个循环中具有第一～第n动作状态，在第一～第n期间T1～Tn进行该各动作。

首先，在第一期间T1，在开关群22-1a中，仅开关22-1A、22-1C、222-1D、 22-1F接通。另外，在开关群22-2a中，仅开关22-2B、2-2E接通。而且，在开关群22-na中，仅开关22-nB、22-nE接通。由此，开关的接通状态如图16所示那样。

因此，在第一期间T1，仅传感器21-1的输出V1在放大器22-A中被反转放大为-α倍而成为反转放大信号，其它传感器21-2～21-n的各输出V2～Vn不被反转也不被放大而成为非反转信号。然后，使这些信号结合，信号反转部22A 的输出成为(-αV1+V2+…+Vn)。

接着，在第二期间T2，在开关群22-1a中，仅开关22-1B、22-1E接通。另外，在开关群22-2a中，仅开关22-2A、22-2C、22-2D、22-2F接通。而且，在开关群22-na中，仅开关22-nB、22-nE接通。

因此，在第二期间T2，仅传感器21-2的输出V2在放大器22-A中被反转放大为-α倍而成为反转放大信号，除了传感器21-2以外的传感器的各输出V1、 V3～Vn不被反转也不被放大而成为非反转信号。然后，使这些信号结合，反转放大部22A的输出成为(V1-αV2+…+Vn)。

同样地，在第n期间Tn，在开关群22-1a中，仅开关22-1B、22-1E接通。另外，在开关群22-2a中，仅开关22-2B、22-2E接通。而且，在开关群22-na 中，仅开关22-nA、22-nC、22-nD、22-nF接通。

因此，在第n期间Tn，仅传感器1-n的输出Vn在放大器22-A中被反转放大为-α倍而成为反转放大信号，除了传感器1-n以外的传感器的各输出不被反转也不被放大而成为非反转信号。然后，使这些信号结合，信号反转部22A的输出成为(V1+V2+…-αVn)。

当归纳这样的第一～第n期间T1～Tn内的放大开关22-1～22-n的切换动作时，如图17所示那样。

根据图17，对于通过放大开关22-1得到的电压，在期间T1得到使传感器 21-1的输出电压V1成为-α倍的电压-αV1，在除此以外的各期间T2～Tn得到使该输出电压V1成为+1倍的非反转的电压V1。

另外，对于通过放大开关22-2得到的电压，在期间T2得到使传感器21-2 的输出电压V2成为-α倍的电压-αV2，在除此以外的各期间T1、T3～Tn得到使该输出电压V2成为+1倍的非反转的电压V2。

同样地，对于通过放大开关22-n得到的电压，在期间Tn得到使传感器 21-n的输出电压Vn成为-α倍的电压-αVn，在除此以外的各期间使该输出电压 Vn成为+1倍的非反转的电压Vn。

在图17中，对于通过放大开关22-1～22-n得到的各电压，在非反转的电压时用“+1”表示，在成为-α倍的电压时用“-α”表示。

因而，在上述各期间T1～Tn，从信号反转部22A输出的各输出电压P1～Pn 如下。

P1＝-αV1+V2+V3+···+Vn···(38-1)

P2＝V1-αV2+V3+···+Vn···(38-2)

P3＝V1+V2-αV3+···+Vn···(38-3)

···

Pn＝V1+V2+V3+···-αVn···(38-n)

根据该n个式，能够通过运算部25相反地求出传感器21-1～21-n的输出电压V1～Vn。具体如下。

V1＝1/β·[(α-n+2)P1+P2+P3+···+Pn]

···(39-1)

V2＝1/β·[P1+(α-n+2)P2+P3+···+Pn]

···(39-2)

V3＝1/β·[P1+P2+(α-n+2)P3+···+Pn]

···(39-3)

····

Vn＝1/β·[P1+P2+P3+···+(α-n+2)Pn]

···(39-n)

其中，β＝-α²+(n-2)α+n-1。

因而，根据该实施方式3，能够求出全部n个传感器21-1～21-n的各输出电压。

例如，如果设为n＝6，则信号反转部2A的输出电压P1～P6如下。

P1＝-αV1+V2+V3+V4+V5+V6···(40-1)

P2＝V1-αV2+V3+V4+V5+V6···(40-2)

P3＝V1+V2-αV3+V4+V5+V6···(40-3)

P4＝V1+V2+V3-αV4+V5+V6···(40-4)

P5＝V1+V2+V3+V4-αV5+V6···(40-5)

P6＝V1+V2+V3+V4+V5-αV6···(40-6)

根据这些式，传感器21-1～21-6的输出电压V1～V6如下。

V1＝1/β·[(α-4)P1+P2+P3+P4+P5+P6]

···(41-1)

V2＝1/β·[P1+(α-4)P2+P3+P4+P5+P6]

···(41-2)

V3＝1/β·[P1+P2+(α-4)P3+P4+P5+P6]

···(41-3)

V4＝1/β·[P1+P2+P3+(α-4)P4+P5+P6]

···(41-4)

V5＝1/β·[P1+P2+P3+P4+(α-4)P5+P6]

···(41-5)

V6＝1/β·[P1+P2+P3+P4+P5+(α-4)P6]

···(41-6)

其中，β＝-α²+4α+5。

接着，在实施方式3中，考察与以往的分时处理相比SN比得到何种程度的改善。

图18是表示在图16的测量系统和图17的动作定时时使噪声(杂音)叠加的情况的图。其中，图示的实施方式3以图15为基础。

设所叠加的该噪声采取白噪声、即对于整个频带噪声取固定值，将其噪声值表示为±N。并且，n个传感器21-1～21-n的传感器噪声的大小全部为相同的±Ns，但是设为相互不相关。

另外，设为在信号反转部22和结合部23中不产生新噪声而将传感器噪声以及与放大率相应的噪声直接输出。另一方面，设为在测量部24的放大部、 AD转换部等中新产生测量噪声，将该测量噪声决定为±Na。

其结果，得到图18所示那样(包含噪声)的输出电压。

因而，参照上述式(38-1)～(38-n)，包含噪声的输出电压P1～Pn如下。

P1＝-α(V1±Ns)+(V2±Ns)

+(V3±Ns)+···+(Vn±Ns)±Na

···(42-1)

P2＝(V1±Ns)-α(V2±Ns)

+(V3±Ns)+···+(Vn±Ns)±Na

···(42-2)

P3＝(V1±Ns)+(V2±Ns)

-α(V3±Ns)+···+(Vn±Ns)±Na

···(42-3)

···

Pn＝(V1±Ns)+(V2±Ns)

+(V3±Ns)+···-α(Vn±Ns)±Na

···(42-n)

在此，传感器21-1～21-n的传感器噪声相互不相关，因此如下那样简化上面的n个式。

···

对该n个式进行与上述(39-1)～(39-n)式的V1～Vn相同的运算。假设求传感器21-1的输出V1，则计算1/β·[(α-n+2)P1+P2+P3+…+Pn)即可。

并且，输出电压P1～Pn的测量时间段不同，因此基本上传感器噪声和测量噪声相对于相互的测量时间段均不相关。

因而，考虑传感器噪声和测量噪声时的各传感器的输出V1’～Vn’如下。

V1'＝V1±γ/β(ηNs±Na)···(44-1)

V2'＝V2±γ/β(ηNs±Na)···(44-2)

V3'＝V3±γ/β(ηNs±Na)···(44-3)

···

Vn'＝Vn±γ/β(ηNs±Na)···(44-n)

其中，β、γ、η如下。

β＝-α²+(n-2)α+n-1… (45-1)

基本上，对n个传感器使用上述式(44-1)～(45-3)来决定放大器22-A的放大率α即可。以下，举出两个具体例来考察SN比。

(具体例1)

该具体例1为在传感器为六个时使测量噪声最小的情况。

即，为n＝6时。如果应用上述计算则如下。

V1'＝V1±γ/β(ηNs±Na)···(46-1)

V2'＝V2±γ/β(ηNs±Na)···(46-2)

V3'＝V3±γ/β(ηNs±Na)···(46-3)

V4'＝V4±γ/β(ηNs±Na)···(46-4)

V5'＝V5±γ/β(ηNs±Na)···(46-5)

V6'＝V6±γ/β(ηNs±Na)···(46-6)

β＝-α²+4α+5···(47-1)

此时，作为具体例1的条件的使测量噪声最小的情况是f6＝γ/β为正(f6≥ 0)以及在α≥0的范围内使f6最小的情况。

微分计算或者数值计算等的结果是，f6示出在α≈1.21时取最小值0.30。此时，为β≈8.38、γ≈3.58、η≈2.54。

因而，通过将放大器22-A的放大率α设定为1.21，能够得到下式。

V1’≈V1±1.09Ns±0.30Na…(48-1)

V2’≈V2±1.09Ns±0.30Na…(48-2)

V3’≈V3±1.09Ns±0.30Na…(48-3)

V4’≈V4±1.09Ns±0.30Na…(48-4)

V5’≈V5±1.09Ns±0.30Na…(48-5)

V6’≈V6±1.09Ns±0.30Na…(48-6)

当观察该(48-1)～(48-6)式时，可知在传感器噪声±Ns小到能够忽略的程度的情况下，与以往的分时处理相比SN比提高1/0.30倍、即大约3.3倍。

(具体例2)

该具体例2为在传感器为n个时使传感器噪声最小的情况。

在上述式(45-1)～(45-3)中，当计算使fn＝γη/β最小的α时，成为α＝n/2-1，并且示出最小值与n无关而始终为fn＝1。

因而，在该情况下，成为β＝n²/4、γ＝n/2、η＝n/2，式(44-1)～(44-n)成为以下式。

V1'＝V1±Ns±(2/n)Na···(49-1)

V2'＝V2±Ns±(2/n)Na···(49-2)

···

Vn'＝Vn±Ns±(2/n)Na···(49-n)

也就是说，在传感器噪声相应大的情况下，如果设定为α＝n/2-1，则基于传感器噪声的SN比与分时处理的情况相同，并且能够使基于测量噪声的SN 比提高n/2倍。

根据上述考察结果，不管传感器的个数为几个，如果具备本发明所涉及的实施方式3(测量系统)并且执行与上述相同的计算来求出放大器22-A的放大率α，则能够构成最佳(SN比最佳)的信号处理装置。

另一方面，传感器噪声和测量噪声为任意的设计事项，因此在传感器噪声较小的情况下，推荐使用具体例1，在传感器噪声较大的情况下，推荐使用具体例2。

此外，当然，在使传感器噪声与测量噪声的合计噪声最小的情况下，当然也能够通过与上述计算相同的过程来进行设定。

以下，说明本发明的实施方式4。

本实施方式4为在传感器使用电阻型传感器的情况下适用的信号处理装置。

(实施方式4的结构)

图19是表示本发明的信号处理装置的实施方式4的结构例的框图。

如图19所示，该实施方式4具备四个电阻型传感器31-1～31-4、检测电路形成部32、测量部33以及运算部34。

四个电阻型传感器31-1～31-4分别为能够根据电阻值的变化来检测某些物理量的变化的传感器，该定义按照电阻型传感器的通常的惯例。

如果使用公式来具体描写，则在将基准物理量时的电阻型传感器的电阻值设为R、将某些物理量发生变化时产生的电阻值的变化设为ΔR时，整体电阻值r成为r＝R+ΔR。

此外，r和R为电阻值本身，因此必须取正值(大于零)，但是ΔR可以为正，为负，也可以为零。

在本实施方式4中，存在四个电阻型传感器1-1～1-4，因此能够如下那样表示电阻型传感器31-1～31-4的电阻值r1～r4。

r1＝R1+ΔR1···(50)

r2＝R2+ΔR2···(51)

r3＝R3+ΔR3···(52)

r4＝R4+ΔR4···(53)

此时，设为该四个电阻型传感器31-1～31-4的电阻值r1～r4的变化是由相互不同的物理量的变化引起的。

此外，如图19所示，四个电阻型传感器31-1～31-4各自也可以具备输出端子。

检测电路形成部32在测量物理量时从四个电阻型传感器31-1～31-4中选择预先决定的两个电阻型传感器，如图20A～图20D所示那样，依次形成或者构成包含所选择的两个该电阻型传感器的预先决定的电阻检测电路 321～324。

因此，检测电路形成部32例如包括参照用的电阻Rref(电阻值不会随物理量而发生变化的电元件)、电源供给端子325以及多个开关(未图示)，该多个开关(未图示)用于进行所选择的电阻型传感器之间的连接、与电源供给端子 325之间的连接以及与接地线之间的连接(参照图20A～图20D)。

在检测电路形成部32中，在测量物理量的一个循环期间内依次进行状态 1～4的各动作，与该状态1～4相应地形成图20A～图20D示出的四个电阻检测电路321～324。

如图20A所示，在状态1，形成由组入了电阻型传感器31-1、31-3所涉及的电阻r1、r3和参照用的两个电阻Rref的半桥电路构成的电阻检测电路321。

如图20B所示，在状态2，形成由组入了电阻型传感器31-2、31-3所涉及的电阻r2、r3和参照用的两个电阻Rref的全桥电路构成的电阻检测电路322。

如图20C所示，在状态3，形成由组入了电阻型传感器31-2、31-4所涉及的电阻r2、r4和参照用的两个电阻Rref的半桥电路构成的电阻检测电路323。

如图20D所示，在状态4，形成由组入了电阻型传感器31-1、31-4所涉及的电阻r1、r4和参照用的两个电阻Rref的全桥电路构成的电阻检测电路324。

接着，参照图20A～图20D来说明在状态1～4形成的电阻检测电路321～324 的各输出电压V1～V4。

当将提供给电源供给端子325的电压设为V时，状态1中的电阻检测电路 321的输出电压V1如下(参照图20A)。

[数19]

在此，当假设为ΔR1、ΔR3与R1、R3、Rref相比非常小时，能够如下那样表示数19。

[数20]

该式有些复杂，但是ΔR1和ΔR3以外的量全部为常数，因此当将A1、B1 设为常数时，能够用下面的一个式来表示输出电压V1。

V1＝A1-B1·(ΔR1+ΔR3)…(54)

即，能够通过测量与电阻型传感器31-1、31-3所涉及的电阻r1、r3的电阻值的变化ΔR1、ΔR3之和(加法运算结果)相应的电压来求出电阻检测电路 321的输出电压V1。此外，A1、B1的值为任意的设计事项，因此当关注电压的变化时，能够将式(54)描写为以下式(55)。

V1∝ΔR1+ΔR3···(55)

下面，为了简化，将其比例系数设为1，如下那样表示输出电压V1。

V1＝ΔR1+ΔR3···(56)

接着，当求状态2的电阻检测电路322的输出电压V2时如下(参照图20B)。

[数21]

对其进行整理所得到的式为非常复杂的公式，但是假设为R3与R2相等，并且与上述同样地，假设ΔR3、ΔR2与R3、R2、Rref相比非常小。由此，与状态1的情况同样地，数21能够用下面的一个式来表示输出电压V2。

V2＝A2-B2·(ΔR3-ΔR2)···(57)

即，能够通过测量与电阻型传感器31-3、31-2所涉及的电阻r3、r2的电阻值的变化ΔR3、ΔR1的差(减法运算结果)相应的电压来求出电阻检测电路 322的输出电压V2。并且，同样地，A2、B2的值为任意的设计事项，因此使式(57)进一步简化，如下那样表示。

V2＝ΔR3-ΔR2···(58)

以后的状态3的电阻检测电路323(参照图20C)与状态1中的电阻检测电路321相同。另外，状态4的电阻检测电路324(参照图20D)与状态2中的电阻检测电路322相同。

因此，在检测电路形成部32中，当归纳按每个状态输出的输出电压 V1～V4时如下。

V1＝ΔR1+ΔR3···(59)

V2＝ΔR3-ΔR2···(60)

V3＝ΔR2+ΔR4···(61)

V4＝-ΔR4+ΔR1···(62)

也就是说，在检测电路形成部32中，按每个状态，从四个电阻型传感器 31-1～31-4中选择预先决定的两个电阻型传感器。并且，为了进行所选择的该电阻型传感器的电阻变化的加法运算或者减法运算处理，形成由半桥电路和全桥电路中的某一个构成的电阻检测电路321～324。

此外，目前为止以检测电路形成部32全部由桥电路构成来进行了说明，但是只要是能够将两个以上的电阻型传感器的电阻变化量转换为电压的电路即可。例如，使固定电流流过电阻型传感器的电流电压转换电路也能够将电阻转换为电压，在DA(DigitalToAnalog：数字模拟)转换器中经常使用的电阻梯形电路也能够将电阻转换为电压。

检测电路形成部32优选为能够将两个以上的电阻型传感器的电阻变化量之和和之差转换为电压之和和之差的电路。

在本实施方式4的情况下，有时将电阻值相互的减法运算结果转换为电压值，因此从成本、精度的观点出发，特别优选全桥电路。

另外，在检测电路形成部32的后级也可以存在晶体管、放大器。

测量部33依次取入从由检测电路形成部32形成的电阻检测电路321～324 输出的输出电压V1～V4来进行测量。具体地说，对所取入的该输出电压 V1～V4进行放大、AD转换等规定的信号处理。

因此，测量部33例如具备放大电路(未图示)和AD转换电路(未图示)，该放大电路由对从电阻检测电路321～324输出的输出电压V1～V4进行放大的运算放大器(op-amp)构成，该AD转换电路对放大电路的输出进行AD转换。

运算部34通过规定的运算使由测量部33取入并输出的检测电路形成部 32的输出电压V1～V4线性结合，基于该线性结合来进行求出各轴(设为X轴、 Y轴、Z轴)的输出的运算，输出其运算结果。

在此，如上所述，测量部33通过AD转换电路对从检测电路形成部32取入的输出电压V1～V4进行AD转换，转换为数字信号进行输出。因此，能够通过CPU(中央处理装置)或者计算机的软件等来实现运算部34进行的各轴输出的运算。

(具体例1)

接着，说明本发明的实施方式4的具体例。

首先，说明具体例1。

该具体例1为在图19示出的实施方式4中应用具有如下输出特性的磁阻型的传感器作为电阻型传感器31-1～31-4的情况。

ΔR1＝X+Z＝kx·Bx+kz·Bz···(63)

ΔR2＝X-Z＝kx·Bx-kz·Bz···(64)

ΔR3＝Y+Z＝ky·By+kz·Bz···(65)

ΔR4＝Y-Z＝ky·By-kz·Bz···(66)

在此，Bx、By、Bz表示相互正交的三轴(X轴、Y轴、Z轴)磁场的各轴分量值。另外，kx、ky、kz通常与传感器的灵敏度对应，在本例中为从磁场向电阻值转换的转换常数。因而，X、Y、Z为用电阻的性质来表示各轴磁场的分量值的量。

此外，具有由式(63)～(66)表示的输出特性的磁阻型的传感器的具体的内部结构如日本特开2002-71381号公报等所记载那样是公知的。

当前，假设考虑对具有上述特性的传感器按照第一磁阻型传感器、第二磁阻型传感器…这种顺序进行信号处理的分时处理的情况。将其用公式具体地进行描写，则成为以下式。

状态1：V1(分时)＝ΔR1＝X+Z…(67)

状态2：V2(分时)＝ΔR2＝X-Z…(68)

状态3：V3(分时)＝ΔR3＝Y+Z…(69)

状态4：V4(分时)＝ΔR4＝Y-Z…(70)

当进行该信号处理时，能够测量全部上述式(67)～(70)的左边的量，因此能够使用该结果，用以下式求出各轴的磁场的分量值X、Y、Z。

X轴磁场：X＝1/2·(V1(分时)+V2(分时))…(71)

Y轴磁场：Y＝1/2·(V3(分时)+V4(分时))…(72)

Z轴磁场：Z＝1/4·(V1(分时)-V2(分时)+V3(分时)-V4(分时))…(73)

对此，在实施方式4中的具体例1中，检测电路形成部32按时间顺序形成图20A～图20D示出那样的电阻检测电路321～324，在测量部33中按各时间顺序同步地测量电阻检测电路321～324的输出电压V1～V4。其结果，根据式 (59)～(62)，各状态中的检测电路形成部32的输出电压V1～V4如下。

状态1：V1＝ΔR1+ΔR3＝X+Y+2Z…(74)

状态2：V2＝ΔR3-ΔR2＝-X+Y+2Z…(75)

状态3：V3＝ΔR2+ΔR4＝X+Y-2Z…(76)

状态4：V4＝-ΔR4+ΔR1＝X-Y+2Z…(77)

通过反向求解该关系式，使用式(74)～(77)的左边的输出电压V1～V4，能够通过运算部34运算各轴磁场的分量值X、Y、Z。

该运算具体如下。

X轴磁场：X＝1/4·(V1-V2+V3+V4)…(78)

Y轴磁场：Y＝1/4·(V1+V2+V3-V4)…(79)

Z轴磁场：Z＝1/8·(V1+V2-V3+V4)…(80)

此外，根据上述说明可知，Bx、By、Bz至X、Y、Z也可以不特别地为三轴磁场的分量值，对于四个电阻型传感器，如果是满足式(63)～(66)的传感器，则基础物理量并不限定于磁场。

另外，图20A～图20D的各状态的电阻检测电路321～324并非是唯一的结构。作为第一个例子，各状态之间的互换完全不失去一般性。作为第二个例子，在四个整个状态中将电阻型传感器31-1～31-4所涉及的电阻r1～r4与参照用的电阻Rref替换也能够得到完全相同的结果。同样地，在各状态之间对选择的电阻型传感器彼此进行替换，也能够满足式(74)～(77)。

进一步说，将电阻转换为电压的电阻检测电路并不限定于桥电路，如果是使式(78)～(80)的关系成立的电阻检测电路，则全部能够应用于本发明的装置。

另外，上述式(74)～(77)类似于WO2008/032741号公报所记载的[数9]。当直接摘录[数9]时为以下式。

其中，式(74)和式(81)为与(α)(除了噪声n以外)完全相同的式。式(75)和式(76)与使式(82)和式(84)相反的式相同，但是，如上所述，式(75)与式(76) 的替换为设计事项，因此本质上的意义均相同。

另一方面，式(76)与式(83)的符号不同。该符号的不同是将上述专利文献所记载的磁阻型传感器使用于本发明的技术对象而产生的不同，即为无法避免的不同。但是，在WO2008/032741号公报所记载的发明中，能够使符号反转，因此通过如下那样重新定义(γ)，式(76)与式(83)变得相同。

(γ)＝-B-D…(85)

接着，考察在实施方式4的具体例1中SN比得到何种程度的改善。

因此，首先，对作为实施方式4的具体例1的比较对象的分时处理时的各状态的信号成分、噪声成分如下那样进行定义。

状态1：V1(分时)＝ΔR1＝X+Z±Ns±Na…(86)

状态2：V2(分时)＝ΔR2＝X-Z±Ns±Na…(87)

状态3：V3(分时)＝ΔR3＝Y+Z±Ns±Na…(88)

状态4：V4(分时)＝ΔR4＝Y-Z±Ns±Na…(89)

在此，各式中的最初的等号起因于分时处理。第二个等号是从式(63)～(66) 导出的。另外，设为±Ns表示各状态的电阻型传感器引起的噪声，±Na表示各状态的在测量部33中产生的噪声。并且，这两种噪声是所谓的白噪声(white noise)、即针对整个频带噪声取固定值，设为各噪声全部相互不相关。

为了求出各轴磁场，当对式(86)～(89)示出的包含各状态的噪声的输出电压应用式(71)～(73)时，得到以下式。

X轴磁场(包含噪声)：

Y轴磁场(包含噪声)：

Z轴磁场(包含噪声)：Z’＝1/4·(4Z±2Ns±2Na)…(92)

另一方面，当如式(86)～(89)那样对各状态的信号成分、噪声成分进行定义时，能够如下那样表示本发明的具体例1的信号处理即应用图2和式 (74)～(77)时的、各状态的信号成分和噪声成分。

状态1：

状态2：

状态3：

状态4：

测量部33为一个，因此在式(93)～(96)中，对于各状态的±Na，对包含噪声的两个传感器信号之和各附加一个。并且，由于传感器噪声相互不相关，因此在式(93)～(96)中，能够如第二行那样变形。

而且，当对式(93)～(96)进行与上述式(78)～(80)中记载的V1至V4相同的运算时，如下那样运算包含噪声的各轴的磁场X’、Y’、Z’。

X轴磁场(包含噪声)：

Y轴磁场(包含噪声)：

Z轴磁场(包含噪声)：

当将式(97)～(99)与式(90)～(92)进行比较时，可知SN比发生以下变化。

X轴SN比：针对Ns的SN比相同。针对Na的SN比提高倍。

Y轴SN比：针对Ns的SN比相同。针对Na的SN比提高倍。

Z轴SN比：针对Ns的SN比提高倍。针对Na的SN比提高2倍。

在此，将由电阻型传感器引起的噪声Ns设为非常小而忽略，仅考虑由测量部33引起的噪声Na。并且，考虑在分时处理时需要三个状态、在实施方式 4的具体例1时需要四个状态的情况，进行调整使得两者的总状态(一个循环) 的总信号处理时间一致。即，实施方式4的具体例1的每个状态的处理时间缩短至分时处理的时间的四分之三。

此时，全部轴的针对Na的SN比成为上述的倍。即，全部轴如下那样提高。

X轴SN比：针对Na的SN比提高倍(大约1.22倍)。

Y轴SN比：针对Na的SN比提高倍(大约1.22倍)。

Z轴SN比：针对Na的SN比提高倍(大约1.73倍)。

因而，在由电阻型传感器引起的噪声为非常小而与由测量部33引起的噪声相比能够忽略时，实施方式4的具体例1发挥最大效果。

(具体例2)

接着，说明实施方式4的具体例2。

在该具体例2中，在图19示出的实施方式4中，应用具有如下输出特性的磁阻型的传感器作为电阻型传感器31-1～31-4。

ΔR1＝X+Z+Yx＝kx·Bx+kz·Bz+kyx·By

···(100)

ΔR2＝X-Z+Yx＝kx·Bx-kz·Bz+kyx·By

···(101)

ΔR3＝Y+Z+Xy＝ky·By+kz·Bz+kxy·Bx

···(102)

ΔR4＝Y-Z+Xy＝ky·By-kz·Bz+kxy·Bx

···(103)

在式(100)～(103)中，对于在式(63)～(66)中已说明的参数，意义与其说明相同。新定义的kxy和kyx被称为所谓的其它轴灵敏度，kxy为X轴磁场对Y轴的电阻型传感器提供的灵敏度，kyx为Y轴磁场对X轴的电阻型传感器提供的灵敏度。因而，上述实施方式4的具体例1为实施方式4的具体例2的特殊情况 (不存在其它轴灵敏度的情况)。

此外，具有在式(100)～(103)中示出的输出特性的磁阻型的传感器的具体内部结构如日本特开2002-71381号公报等所记载那样是公知的。

在该具体例2中，与具体例1同样地，检测电路形成部32按时间顺序形成图20A～图20D示出那样的电阻检测电路321～324，在测量部33中按各时间顺序同步地测量电阻检测电路321～324的输出电压V1～V4。其结果，对于三轴磁场，各状态的输出电压如下那样发生变化。

状态1：V1＝ΔR1+ΔR3＝(X+Yx)+(Y+Xy)+2Z…(104)

状态2：V2＝ΔR3-ΔR2＝-(X+Yx)+(Y+Xy)+2Z…(105)

状态3：V3＝ΔR2+ΔR4＝(X+Yx)+(Y+Xy)-2Z…(106)

状态4：V4＝-ΔR4+ΔR1＝(X+Yx)-(Y+Xy)+2Z…(107)

根据输出特性的式(100)～(103)可知，该关系式为仅将实施方式4的具体例1中的X替换为X+Yx、将Y替换为Y+Xy的式。因而，通过对式(100)～(107) 进行反向求解，能够通过运算部34分别运算X+Yx、Y+Xy和Z。

如果将其具体地进行描写，则成为以下式。

X+Yx＝1/4·(V1-V2+V3+V4)···(108)

Y+Xy＝1/4·(V1+V2+V3-V4)···(109)

Z＝1/8·(V1+V2-V3+V4)···(110)

此外，根据上述说明可知，Bx、By、Bz至X、Y、Z也可以并不特别地为磁场分量值，对于四个电阻型传感器，如果是满足式(100)～(103)的输出特性的传感器，则基础物理量并不限定于磁场。

当观察该式(108)～(110)的结果时，通过式(110)已经求出了Z轴的磁场。实际上，为与实施方式4的具体例1完全相同的式。也就是说，关于SN比的提高，与具体例1完全相同的结论成立。

另一方面，当为了求出X轴磁场和Y轴磁场而将式(108)～(110)的结果代入到式(100)～(103)以消除X、Y、Xy和Yx时，导出以下两个等式。

V1-V2+V3+V4＝4(X+Yx)

＝4(kx·Bx+kyx·By)＝P1

···(111)

V1+V2+V3-V4＝4(Y+Xy)

＝4(kxy·Bx+ky·By)＝P2

···(112)

该式(111)、(112)的左边全部为通过测量求出的量(P1和P2)。并且，kx、ky、kxy、kyx也全部为能够预先求出的常数。因而，式(111)、(112)中的未知的量仅为Bx和By，能够求出Bx和By。

如果使用由式(111)、(112)定义的P1和P2来具体地进行描写，则成为以下式。

[数22]

这样，根据实施方式4的具体例2，对于存在其它轴灵敏度的磁阻型传感器，也能够运算三轴各轴的磁场。

如上所述，根据本发明的实施方式4，检测电路形成部32在测量物理量时选择四个电阻型传感器31-1～31-4中的预先决定的两个电阻型传感器，形成包含所选择的该两个电阻型传感器的预先决定的电阻检测电路321～324。

另外，在该实施方式4中，关于来自检测电路形成部32的输出电压 V1～V2，通过包含线性结合的运算来求出X轴、Y轴、Z轴的输出。

因此，根据该实施方式4，在需要多个电阻检测电路的情况下，实现结构要素的共用化而能够实现电路规模等的小型化，并且能够有助于SN比的改善。

附图标记说明

1-1～1-4：传感器；2、2A：信号反转部；2-1～2-4：开关；3：结合部；4：测量部；4-1：放大部；4-2：AD转换部；5：运算部；11-1～11-3：加速度传感器；11-4～11-6：磁传感器；11-7～11-10：传感器；12：信号放大部；12-1～12-4：信号放大电路；13-1～13-10：开关；14：结合部；15：测量部；16：运算部；21-1～21-n：传感器；22、22A：信号反转部；22-1～22-n：放大开关；22-1a～22-na：开关群；22-A：放大器；23：结合部；24：测量部；25：运算部；31-1～31-4：电阻型传感器；32：检测电路形成部；33：测量部；34：运算部；321～324：电阻检测电路。

Claims

1.一种信号处理装置，其特征在于，具备：

多个电阻型传感器，其检测特定的物理量，电阻随该物理量的检测量相应地发生变化；

检测电路形成部，其按时间从上述多个电阻型传感器中选择不同的预先决定的两个以上的电阻型传感器，形成包括所选择的该两个以上的电阻型传感器的预先决定的电阻检测电路；

测量部，其依次接收所形成的该电阻检测电路的输出信号；以及

运算部，其对于从上述测量部依次输出的输出信号，通过包括线性结合的运算来求出上述物理量，

其中，上述电阻检测电路由半桥电路和全桥电路中的某一个构成，上述检测电路形成部形成预先决定的上述电阻检测电路的次数为上述电阻型传感器的数量以上。

2.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

上述电阻检测电路依次输出互不相同的信号。

3.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

上述多个电阻型传感器为三个以上的电阻型传感器。

4.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

上述检测电路形成部选择上述多个电阻型传感器中预先决定的检测相互独立的物理量的两个以上的电阻型传感器，形成包括所选择的该两个以上的电阻型传感器的预先决定的电阻检测电路。

5.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所选择的上述两个以上的电阻型传感器是同时检测正交的两轴以上的物理量或者两种以上的物理量并进行与该物理量的检测量相应的电阻变化的传感器。

6.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

上述运算部对上述特定的物理量的正交的两轴或者三轴方向的成分进行运算。

7.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

上述特定的物理量为磁场。

8.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

上述检测电路形成部交替地形成上述半桥电路和上述全桥电路。

9.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

上述运算部使由上述测量部依次接收到的来自上述电阻检测电路的输出信号以及与来自该电阻检测电路的输出信号对应的系数进行线性结合而生成线性结合数据。