CN105721115A - 一种无需差错校验码的自动重传请求方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无需差错校验码的自动重传请求方法，包括以下步骤：该方法先在接收端设定最佳信道系数门限，该门限可最小化平均接收误比特率；然后接收端进行信道估计；当信道系数幅度小于门限时，接收端向发送端发出仅一比特的否定应答(NAK)；否则接收端则不反馈表示肯定；发送端根据应答，发送下一帧或进行重传。本发明发送端无需差错校验码、无需信道信息；接收端信道系数门限可灵活调整，ACK/NAK反馈仅需一比特。本发明性能优于传统ARQ、分集接收和具有理想信道信息的发送功率控制，其分集增益随有效信噪比线性增大。

Description

一种无需差错校验码的自动重传请求方法

技术领域

本发明涉及一种无需差错校验码的自动重传请求方法，基于有效信噪比对门限进行了优化，适用于无线通信技术领域。

背景技术

广泛应用于数据通信的两种差错控制策略是前向差错控制FEC和自动重传请求ARQ。ARQ通过差错校验和数据重传实现通信系统可靠性的提高。现代通信标准中ARQ常用的差错校验码是循环冗余校验码，如以太网、无线局域网、LTE(长期演进)。ARQ原为时不变的加性高斯白噪声信道AWGN设计的，也能直接应用于无线衰落信道。

ARQ对可靠性的提高依赖于对检出差错帧的重传。众所周知，重传会降低系统的吞吐量。而往往被忽视的是，重传也提高了成功接收帧所需的总发送能量。常用的可靠性指标平均接收误比特率、以及有效性指标吞吐量的分析，都是基于传统信噪比。信噪比的定义为符号能量和AWGN功率谱密度的比值，即

${\mathrm{\γ}}_T=\frac{2{\mathrm{\σ}}^2{E}_{b,T}}{N_0}$

其中E_b,T是每比特发送能量，并不计入重传所需的能量。而有效接收每比特所需的发送能量实为E_b＝E[L]E_b,T，其中E[L]是平均传输次数。因此，有效信噪比应定义为

$\mathrm{\γ}=\frac{2{\mathrm{\σ}}^2{E}_b}{N_0}$

如图1所示在AWGN信道下，由于中低信噪比时使用CRC的传统ARQ的平均传输次数较高，因此基于有效信噪比的平均接收误比特率性能实际并没有文献中显示的基于传统信噪比的性能那么好。实际上，ARQ的平均接收误比特率在中低信噪比时比无差错校验的系统差很多，而且不随有效信噪比的增大而单调递减。

无线通信中，信号除了受AWGN噪声影响外，还经历时变的乘性复信道系数。对应每个信道系数的信道等价于不同信噪比的AWGN信道。ARQ直接应用于无线衰落信道，在深衰落下的性能显然较差。无论平均信噪比的取值大小，在瞬时信噪比较小时，ARQ瞬时性能较差。衰落信道的平均性能等价于其在不同信噪比AWGN信道的性能平均。因此ARQ在低平均信噪比的平均性能也较差。对应用CRC和汉明码的ARQ分析都显示了以上现象，具有一定的普遍性。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有ARQ在无线衰落信道低平均信噪比下的问题，提出一种无需差错校验码的自动重传请求方法，通过对信道系数监测以及基于信道系数的重传请求条件，灵活的提高通信的可靠性。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：一种无需差错校验码的自动重传请求方法，该方法包括以下步骤：

(1)设定接收端的信道系数门限h^TH；

(2)发送端的信息经调制后，以帧为单位进行发送。

(3)接收端根据接收的信号估计信道系数的幅度。

(4)接收端将信道系数幅度与预先设定的信道系数门限h^TH比较。当信道系数幅度小于此门限时，接收端向发送端发出1比特的否定应答(NAK)。当信道系数幅度大于或等于门限时，接收端则发出1比特的肯定应答(ACK)或以不反馈表示肯定，并对接收信号进行解调判决。

(5)发送端接收应答，根据应答发送下一帧或进行重传，具体为：若接收ACK应答或没有接收到应答，则发送下一帧；若接收到NAK应答，则进行重传。

进一步地，步骤1中信道系数门限通过以下步骤设定：

(1.1)接收端通过信道估计获取以下参数：信道系数h，瑞利衰落信道系数的方差2σ²，AWGN双边功率谱密度N₀/2。

(1.2)假设接收端可实现理想信道估计，接收端收到每比特信号的瞬时误比特率可表示为：

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)=\frac{1}{2}erfc\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\αE}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)-c\·{\mathrm{erfc}}^2\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\αE}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)---\left(1\right)$

其中erfc为高斯误差函数，e_b表示比特误码事件，E_b,T为发送的每比特能量，常数α和c由调制方式决定(本领域的公知常识)。公式(1)可近似为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)=\frac{1}{2}erfc\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\αE}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)---\left(2\right)$

使用切诺夫界，公式(1)上界为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)\≤\frac{1}{2}\exp (-\frac{{\mathrm{\αE}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0})---\left(3\right)$

(1.3)利用贝叶斯定理，接收端接收帧的误比特率表示为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)=\frac{P(e_b,|h|>|h^{TH}\left|\right)}{P\left(\right|h|>|h^{TH}\left|\right)}=\frac{{\∫}_{{\left|h^{TH}\right|}^2}^{\mathrm{\∞}}P\left(e_b\right|x={\left|h\right|}^2)p_{{\left|h\right|}^2}\left(x\right)dx}{{\∫}_{{\left|h^{TH}\right|}^2}^{\mathrm{\∞}}{p}_{{\left|h\right|}^2}\left(x\right)dx}---\left(4\right)$

其中，|h^TH|为接收端的门限；

代入信道系数h的复高斯分布和公式(3)中的瞬时误比特率，接收误比特率为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)<\frac{1}{2}\frac{1}{e^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}+1}\exp (-{\mathrm{\&rho;e}}^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;})---\left(5\right)$

其中ρ＝|h^TH|²/2σ²为归一化信道系数门限，γ为考虑重传能量的有效信噪比。公式(4)可近似为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)\&ap;\frac{1}{2\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}}\exp (-{\mathrm{\&rho;e}}^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}+\mathrm{\&rho;})---\left(6\right)$

(1.4)基于公式(6)求得最小化平均接收误比特率的最佳门限值为

$\left|h_o^{TH}\right|=\mathrm{\&sigma;}\sqrt{2\&lsqb;1-W\left(\frac{e}{\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}}\right)\&rsqb;}---\left(7\right).$

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

(1)发送端的信息经调制以帧为单位发送，对该信息是否经编码不做要求。无需差错校验编码或其他差错校验方法；当设计目标和信道状况变化需进行调整时，无需改变帧长和码长，因此电路实现较为简单。

(2)接收端根据接收的信号估计信道系数的幅度。信道估计是相干解调的必要步骤，因此无需改动接收端原有信道估计部分。

(3)接收端将信道系数幅度与预先设置的信道系数门限比较，以决定ACK/NAK应答的发送和信号解调。门限可根据不同的设计目标和信道长期状况进行线下或线上实时调整，方法的实现较为灵活。

(4)发送端收到ACK/NAK应答后，可使用任何重传协议继续发送下一帧/重传，比如但不限于传统的停等式、回退N帧和选择性重传。因此适用于任何现有的发送端重传协议，不要求修改发送端。

(5)本发明的整体误码率性能随着有效信噪比的增大而单调递减，便于确定达到误码率性能要求所需的信噪比。误码率性能优于无重传系统、使用CRC的传统ARQ、发送端具有连续理想信道状态信息CSI的发送功率控制通信系统，而本发明发送端无需信道状态信息。本发明的可实现分集增益随有效信噪比线性增大，并趋向于无穷大，即大于传统单入多出SIMO系统的固定接收增益。

附图说明

图1是传统ARQ在AWGN信道下基于有效信噪比的误比特率性能。

图2是本发明方法的系统框图。

图3是本发明方法实例的误比特率性能。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实例作详细说明。本实例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和性能分析，但本发明的保护范围不限于下述的实例1。包括以下步骤：

步骤一，接收端设定信道系数门限，当实际信道系数低过此门限时，信道被视为不可靠。

步骤二，发送端的信息不经信道编码，由二进制相移键控(BPSK)调制，以帧长k＝12为单位发送。

步骤三，信道为瑞利衰落信道。接收端可实现理想信道估计，得到准确的信道系数h。

步骤四，接收端将信道系数幅度|h|与预先设置的信道系数门限|h^TH|比较。当|h|<|h^TH|时，接收端向发送端发出1比特的否定应答(NAK)。当|h|>|h^TH|时，接收端则发出1比特的肯定应答(ACK)，并对接收信号进行BPSK解调。

步骤五，发送端收到ACK/NAK应答后，使用传统的停等式、回退N帧和选择性重传协议进行重传。这些重传协议的误比特率性能相同。

步骤一中设定信道系数门限的方法如下：

步骤1.1，接收端通过信道估计获取以下参数：信道系数h，瑞利衰落信道系数的方差2σ²，AWGN双边功率谱密度N₀/2。

步骤1.2，假设接收端可实现理想信道估计。当信道系数为h时，接收端收到每比特信号的瞬时误比特率可表示为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)=\frac{1}{2}erfc\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)-c\&CenterDot;{\mathrm{erfc}}^2\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)---\left(1\right)$

其中erfc为高斯误差函数，e_b表示比特误码事件，E_b,T为发送的每比特能量，作为本领域的公知常识，常数α和c由调制方式决定。不同的调制方式，常数α和c值不同，(1)式可近似为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)=\frac{1}{2}erfc\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)---\left(2\right)$

使用切诺夫界，(1)式上界为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)\&le;\frac{1}{2}\exp (-\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0})---\left(3\right)$

其中，BPSK调制解调最佳接收机对应的常数为α＝1。

步骤1.3，利用贝叶斯定理，自动重传请求方法接收端接收帧的误比特率表示为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)=\frac{P(e_b,|h|>|h^{TH}\left|\right)}{P\left(\right|h|>|h^{TH}\left|\right)}=\frac{{\&Integral;}_{{\left|h^{TH}\right|}^2}^{\mathrm{\&infin;}}P\left(e_b\right|x={\left|h\right|}^2)p_{{\left|h\right|}^2}\left(x\right)dx}{{\&Integral;}_{{\left|h^{TH}\right|}^2}^{\mathrm{\&infin;}}{p}_{{\left|h\right|}^2}\left(x\right)dx}---\left(4\right)$

其中，|h^TH|为接收端的门限；

代入信道系数h的复高斯分布和(3)式中的瞬时误比特率，接收误比特率为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)<\frac{1}{2}\frac{1}{e^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&gamma;}+1}\exp (-{\mathrm{\&rho;e}}^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&gamma;})---\left(5\right)$

其中ρ＝|h^TH|²/2σ²为归一化信道系数门限，γ为考虑重传能量的有效信噪比。在中高信噪比时，式(4)可近似为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)\&ap;\frac{1}{2\mathrm{\&gamma;}}\exp (-{\mathrm{\&rho;e}}^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&gamma;}+\mathrm{\&rho;})---\left(6\right)$

步骤1.4，基于(6)式求得最小化平均接收误比特率的最佳门限值应为

$\left|h_o^{TH}\right|=\mathrm{\&sigma;}\sqrt{2\&lsqb;1-W\left(\frac{e}{\mathrm{\&gamma;}}\right)\&rsqb;}---\left(7\right)$

将门限取值分别设为最优值0.5σ和2σ，通过对瑞利衰落信道下的平均接收误比特率性能进行理论分析和数值计算，结果见图3。使用最佳门限的本发明性能优于门限值0.5σ和2σ。

为公平比较，以下用于比较的实例与本发明使用相同的BPSK调制、理想信道估计。

用于比较的实例2：无重传系统。

用于比较的实例3：传统ARQ发送端信息位长k＝12，经CRC-4编码添加冗余位4比特。接收端CRC校验出错反馈NAK；校验通过则反馈ACK，并对接收信号进行BPSK解调。

用于比较的实例4：单入多出(SIMO)分集接收可通过时间、频率和空间三种方式实现分集。时间分集将同一帧信息重复发送L次。频率分集将同一帧信息用L个不同频段同时发送。空间分集通过L根天线接收同一帧信息。三者都将L次接收到同一帧信息的信号进行最大比合并。在相同的总有效信噪比(分集合并后)下，时间、频率和空间能实现相同的分集增益L。

用于比较的实例5：发送端具有连续理想信道状态信息的发送功率控制系统。接收端将精确的信道系数h无差错无延时的反馈至发送端。发送端根据精确信道系数，以最小化误比特率的目标调整发送功率。

如图3所示，本发明实例的差错性能随着有效信噪比的增大而单调递减，便于确定达到平均接收误比特率性能要求所需的信噪比。本发明的差错性能优于无重传系统，也优于传统使用CRC的ARQ。本发明的可实现分集增益随有效信噪比线性增大，并趋向于无穷大，即大于实例4传统SIMO系统的固定接收分集增益。本发明的差错性能也整体优于实例5发送端具有连续理想信道状态信息的发送功率控制系统；而本发明发送端无需信道状态信息，信道状态仅以一比特的ACK/NAK反馈至发送端，反馈量小。

Claims (2)

1.一种无需差错校验码的自动重传请求方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

(1)设定接收端的信道系数门限h^TH；

(2)发送端的信息经调制后，以帧为单位进行发送。

(3)接收端根据接收的信号估计信道系数的幅度。

(4)接收端将信道系数幅度与预先设定的信道系数门限h^TH比较。当信道系数幅度小于此门限时，接收端向发送端发出1比特的否定应答(NAK)。当信道系数幅度大于或等于门限时，接收端则发出1比特的肯定应答(ACK)或以不反馈表示肯定，并对接收信号进行解调判决。

(5)发送端接收应答，根据应答发送下一帧或进行重传，具体为：若接收ACK应答或没有接收到应答，则发送下一帧；若接收到NAK应答，则进行重传。

2.根据权利要求1所述无需差错校验码自动重传请求方法，其特征是，步骤1中信道系数门限通过以下步骤设定：

(1.1)接收端通过信道估计获取以下参数：信道系数h，瑞利衰落信道系数的方差2σ²，AWGN双边功率谱密度N₀/2。

(1.2)假设接收端可实现理想信道估计，接收端收到每比特信号的瞬时误比特率可表示为：

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)=\frac{1}{2}erfc\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)-c\&CenterDot;{\mathrm{erfc}}^2\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)---\left(1\right)$

其中erfc为高斯误差函数，e_b表示比特误码事件，E_b,T为发送的每比特能量，常数α和c由调制方式决定(本领域的公知常识)。公式(1)可近似为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)=\frac{1}{2}erfc\left(\sqrt{\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0}}\right)---\left(2\right)$

使用切诺夫界，公式(1)上界为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|)\&le;\frac{1}{2}\exp (-\frac{{\mathrm{\&alpha;E}}_{b,T}{\left|h\right|}^2}{N_0})---\left(3\right)$

(1.3)利用贝叶斯定理，接收端接收帧的误比特率表示为

$P\left(e_b\left|\right|h|>|h^{TH}|\right)=\frac{P(e_b,|h|>|h^{TH}\left|\right)}{P\left(\right|h|>|h^{TH}\left|\right)}=\frac{{\&Integral;}_{{\left|h^{TH}\right|}^2}^{\mathrm{\&infin;}}P\left(e_b\right|x={\left|h\right|}^2)p_{{\left|h\right|}^2}\left(x\right)dx}{{\&Integral;}_{{\left|h^{TH}\right|}^2}^{\mathrm{\&infin;}}{p}_{{\left|h\right|}^2}\left(x\right)dx}---\left(4\right)$

其中，|h^TH|为接收端的门限；

代入信道系数h的复高斯分布和公式(3)中的瞬时误比特率，接收误比特率为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)<\frac{1}{2}\frac{1}{e^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}+1}\exp (-{\mathrm{\&rho;e}}^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;})---\left(5\right)$

其中ρ＝|h^TH|²/2σ²为归一化信道系数门限，γ为考虑重传能量的有效信噪比。公式(4)可近似为

$P\left(e_b\right|\left|h\right|>\left|h^{TH}\right|)=\frac{1}{2\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}}\exp (-{\mathrm{\&rho;e}}^{-\mathrm{\&rho;}}\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}+\mathrm{\&rho;})---\left(6\right)$

(1.4)基于公式(6)求得最小化平均接收误比特率的最佳门限值为

$\left|h_o^{TH}\right|=\mathrm{\&sigma;}\sqrt{2\&lsqb;1-W\left(\frac{e}{\mathrm{\&alpha;}\mathrm{\&gamma;}}\right)\&rsqb;}---\left(7\right).$