CN105305967A - 产生用于调制器中的dac的数据相关时钟的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及调制器和相关联的方法，其包括计算块，其配置成接收已调制基带信号的多个数字采样，并且确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本。调制器还包括转换器电路，其配置成产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号，以及数字模拟转换器，其配置成接收数据相关时钟信号，并且产生具有与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间的方波输出信号。

Description

产生用于调制器中的DAC的数据相关时钟的系统和方法

背景技术

用于无线收发器的极性调制器提供相比于传统的I/Q收发器的实施的若干益处，诸如由于更低的峰均振幅比和半时钟本地振荡器(LO)的分布所致的更低的电流消耗。极性调制器还表现出无计数器互调，并且由于极性调制器对再调制(re-modulation)不敏感，因此，更高的输出功率是可能的。此外，在极性调制器的情况下，不存在支持数字预失真所要求的更宽的信号带宽的限制。

极性调制器概念将调制信号分离为振幅调制(AM)信号和相位调制(PM)信号。在极性调制中使用的符号或点对应于在矢量调制的概念中利用的笛卡尔坐标或从其转换。尤其极性调制概念提供了电源效率的优点。

附图说明

图1是示出根据本公开的一个示例的极性调制器的框图。

图2A-2C是示出连续的基带相位、连续的载波相位以及连续的组合复杂基带和载波相位的图表。

图3A是示出根据本公开的一个示例的在为180°的整数倍的预定相位交叉的振幅跳跃的图表。

图3B是示出具有例如在180°的整数倍跨越预定相位交叉的相邻采样的组合复杂基带和载波相位的数字相位采样的图表。

图3C是示出根据本公开的另一个示例的在示于图3A的不同的预定相位交叉的振幅跳跃的图表。

图3D是示出根据本公开的一个示例的图3B的一部分的分解图以更好地示出与预定相位交叉相关联的时间样本的计算的图表。

图4A是示出与固定时钟的边沿相关联的多个振幅采样的图表。

图4B是示出图4A中所示的一部分的分解图的图表，其中与跨越确定的时间样本的固定时钟的边沿相关联的振幅值用来内插与所确定的时间样本相关联的数字振幅值。

图5是示出根据本公开的一个示例的第一处理电路的示意图。

图6是示出根据本公开的另一个示例的第二处理电路的示意图。

图7是示出根据本公开的一个示例的接收控制信号和高频时钟并且输出形成数据相关时钟(datadependentclock)的上升沿和下降沿的数字时间转换器(DTC)。

图8是示出根据本公开的一个示例的具有对应于与预定相位交叉相关联的确定的时间样本以及与所确定的时间样本同步的振幅数据相关联的振幅的过渡的方波输出波形的图表。

图9是示出根据本公开的另一个示例的极性调制器的框图。

图10是示出根据图9所示的示例性调制器的第二处理电路的示意图。

图11是示出根据本公开的一个示例的使用数据相关时钟产生极性调制器输出信号的方法的流程图。

图12是示出根据本公开的另一个示例的极性调制器的框图。

图13是示出根据本公开的另一个示例的极性调制器的框图。

图14是示出根据本公开的一个示例的用于识别I/Q域中的预定相位交叉的调制器的框图。

图15是示出根据本公开的另一个示例的用于识别I/Q域中的预定相位交叉的调制器的框图。

具体实施方式

本公开包括系统和方法，其确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本(timeinstance)，并且使用该预定的时间样本产生数据相关时钟。数据相关时钟接着用来对数字模拟转换器进行定时，以产生具有对应于预定相位交叉的时间过渡的极性调制器输出。

在极性调制器中，所接收的笛卡尔信号(即，同相(I)和正交(Q)信号)转换成表示振幅部分(R)和相位部分的极性等价物。极性信号接着处理，其中振幅信号部分在数字模拟转换器(DAC)内处理，并且相位信号部分通过时间DAC的某种形式诸如数字控制振荡器(DCO)或数字时间转换器(DTC)处理。由于仅在数字时钟信号的上升沿和下降沿存在信息，因此这样的相位处理中采用的数字时钟信号例如不提供连续的相位信息。

在本公开中，固定数字时钟信号用来对RF相(其中RF相包括复杂基带信号的相位和RF载波频率信号的线性相位斜坡的总和)进行采样。所得到的相位采样接着用来例如在180°的整数倍确定与预定相位交叉相关联的时间样本。因此，本公开的极性调制器确定当RF相位已前进例如180°的整数倍时的时间样本。

模拟I/Q调制器的输出可以写为

y(t)＝real{e^j2πfcentertx(I(t)+jQ(t))}，

其中f_centert是RF信道频率，并且I(t)和Q(t)是复杂基带信号的同相和正交分量。复杂基带信号也可以写成极坐标形式，

这会产生

的RF信号。

当时，该射频信号因此将具有上升沿零过渡，并且将在时发生下降沿零过渡。本公开的极性调制器可以使用上述信息来计算与例如在180°的整数倍发生的相位数据相关联的时间样本。可选地，如将在下面将更全面地理解的，其他预定相位交叉可以结合本公开使用。这种时间样本(与预定相位交叉相关联的)用来产生数据相关时钟，其最终用于对产生极性调制器输出信号的数字模拟转换器进行定时。此外，虽然本文提供的示例提出在180°的整数倍的预定相位交叉，但是本公开不限于这样的示例。

现在转到图1，提供了示出根据本公开的一个示例的极性调制器100的框图。调制器100接收笛卡尔坐标系中的输入数据I和Q，其经过例如用处理器102在数字域中的各种类型的可选信号处理。例如，处理的I/Q值104使用I/Q至极性转换器105诸如坐标旋转数字计算机(CORDIC)转换成包括振幅采样R[k]和相位采样Q[k]的极坐标形式。在振幅和相位路径中的可选处理块106和108分别可以提供处理诸如预失真，并且还可以提供上行采样，使得所得到的数字振幅采样110和相位采样112对应于固定数字时钟(CLK_fixed)的时间样本。

仍参考图1，计算块114接收该数字相位采样112，并且确定与预定相位交叉或界限(demarcation)相关联且在本实施方式中相对于其为180°的整数倍的时间样本。在一个特定的示例中，时间样本可以与相位的零交叉相关联。然而，更一般而言，计算块114能够用相位数据中的任何预定的交叉来确定时间样本。

例如，参考图2A～2C，图2A示出缓慢变化的基带相位信号150，而图2B示出RF载波相位信号152的线性斜坡坡度，例如对于接着周期重复的0至2π的每个周期具有线性变化的相位的正弦信号。图2C示出组合的基带和载波相位信号154(例如，)，其中对于余弦函数，零交叉在π/2和3π/2的整数倍发生。注意到，由于图2C导致因2A的基带相位数据的添加而引起的图2B的载波相位的变化，因此零交叉的定时样本在时间域中不是周期性的，并且因而不对应于与固定采样时钟CLK_fixed对应的数字相位数据的时间样本。

现在结合图2C回头参考图1，计算块114使用与固定数据时钟CLK_fixed重合(coincide)的采样来计算对于每次360°相位旋转的组合的基带和载波相位的信号154的上升零交叉和下降零交叉(π/2和3π/2)的时间样本。

例如，参考图3A，示出了连续的信号组合的基带和载波相位信号160的示例，其中振幅162将在-π/2到+π/2即每180°经历极性相位跃变(并且其是与之前强调的不同的相位交叉)。在实际的实施中，图3B示出表示组合的基带和载波相位信号的数字采样112。在这个示例中，提供了与180°的整数倍相关联的时间样本(T1，T2，...，Tn)诸如-π/2到+π/2。在图3D中示出了数字相位数据的一部分的放大或分解图，其中每个相位采样170对应于固定时钟174的边沿172。注意到，由于在载波相位的顶部的基带相位数据，与-π/2交叉相关联的时间样本(T3)180不对应于固定时钟174的上升沿和下降沿的任一个，而是介于下降沿182和上升沿184之间，其中该下降沿182和上升沿184与已知的时间样本相关联。

在一个示例中，计算块114通过求解线性方程计算零交叉时间样本(T1，T2，...，Tn)180(例如，t_cross)。如果与下降沿182相关联的时间样本为t0＝22.5625nS，并且已知相位振幅为Arg0＝-1.835409(其小于-π/2)，并且如果与上升沿相关联的时间样本184为t1＝22.625nS，并且已知相位振幅Arg1＝-1.429997(其大于-π/2)，则我们可以通过下式计算时间样本180：

(-π/2–Arg0)/(Arg1–Arg0)X(t1–t0)+t0＝22.6033nS。

根据这些确定的时间样本191，可以容易地计算的时间样本差，例如，其中，ΔT2＝T2-T1。同样地，相对于π/2的预定相位交叉(时间样本181)，t0＝23.0625nS并且Arg0＝1.4145112(小于π/2)并且t1＝23.125nS并且Arg1＝1.821834(大于π/2)。使用该公式，可以得到：

(π/2–Arg0)/(Arg1–Arg0)X(t1–t0)+t0＝23.0865nS。

例如，这种相位交叉的180°的其他整数倍可以通过计算块114以类似的方式来计算。因此，在一个示例中，计算块114识别跨越预定相位交叉或界限(以及其180°的整数倍)的两个相位的样本。在一个示例中，180°相位的倍数对应于零交叉π/2和3π/2，然而，如图3A所示，相位交叉可以对应于-π/2和+π/2。任何其他预定相位关系可以被采用并且预期落入本公开的范围内。例如，如图3C所示，相位交叉可以分别是π/4和3π/4。任何这种预定相位交叉和其180°整数倍通过本公开内容预期。此外，虽然本文的示例采用180°的整数倍，但是本公开并不受此限制。

因此如在图1和图3B中可以看出，计算块114在时间样本T1，T2，...，Tn的情况下输出所计算的差190，其中该差ΔT1＝T2-T1，ΔT2＝T3-T2等与加上其180°整数倍的跨越预定相位交叉或界限的组合的基带和载波相位信号112相关联。可选地，计算块114可以求解二次方程，诸如：

[a–c±[(c-a)²–8b(a-2b+c)]^1/2]/4(a-2b+c)，

其中“b”为最接近相位交叉的采样时间样本，“a”是先前采样时间样本，并且“c”是连续的采样时间样本。其他计算方案可以进一步通过计算块114用来计算时间样本，并且所有这样的替换都认为落入本公开的范围内。

回到图1，虽然计算块114输出在时间样本190中的所确定的差，但是计算块114将实际时间样本191(T1，T2，...，Tn)提供给可变延迟块192以操作内插器。可变延迟块192接收数字振幅值R[k]110，并且使用所确定的时间样本191，以获得与确定的时间样本191同步的内插数字振幅值R1，R2...Rn194。例如，如图4A所示，多个振幅采样R[k]110输入到可变延迟块192，其中每个采样与固定时钟(CLK_fixed)的边沿重合。如图3B所示，在时间样本T3落在固定时钟的边沿182和184之间，并且图4A示出在同一边沿的两个振幅值R[3a]和R[3b]。为了确定在时钟的边沿之间182和184之间发生的时间样本T3相关联的振幅值，内插例如线性内插可以如图4B中更加详细示出的执行。在这种情况下，时间样本191是已知的并且振幅值是已知的，因而由于时间样本T3已计算，因此内插振幅R[3]可以容易地确定。

内插振幅值R1，R2...Rn194接着转发到的第一处理电路196，接着使用该内插值以产生对于每个180相位周期的单个振幅值。注意到，在图3A中，例如，对于每个180相位周期的振幅是单一值，然而内插值194表示在多个时间样本191处的相位的值，其中第一时间样本与180°相位周期的开始相关联(参见图3A中的标号198)，而下一个内插值194表示在与180°相位部分的端部相关联的下一个时间样本的相位的值(参见图3A中的标号200)。由于在180°相位持续期间的振幅将是单一值，因此第一处理电路196使用两个内插值(例如，R1和R2，或R2和R3等)来计算单个振幅值。在图5所示的一个示例中，第一处理电路196包括环形缓冲器197a，其中内插振幅值根据第一域输入(例如，根据固定时钟)，并且该值根据第二时钟域(例如，数据相关时钟域)由此检索。振幅值离开环形缓冲器197a并且进入运算电路197b，其中两个连续的振幅值相加，之后移位1，其对应于由两个操作的划分。因此，来自第一处理电路196的输出值等于：(R1+R2)/2，(R2+R3)/2，...。因此，第一处理电路196使用内插或其他类型的处理产生用于给定的180°相位持续时间的单个振幅值。第一处理电路196重复对于每对内插振幅值的该操作，以产生形成到图1所示的数字模拟转换器(DAC)204的数字数据输入的一系列振幅值202。

返回到图1，从计算块114输出的计算的时间样本差190(例如，ΔT2＝T2–T1)输入于第二处理电路206，这需要耗费时间样本差并且产生其在一个示例中具有整数部分208a和分数部分208b的控制信号208。由于时钟212具有对应于从计算块114输出的190输出的确定时间样本的边沿过渡，因此，控制信号208随后提供给数字时间转换器(DTC)210，其产生作为数据相关时钟信号的时钟信号212。

参考图6，在一个示例中，第二处理电路206包括随后是积分电路209的环形缓冲器207。所确定的时间样本差根据第一时钟域输入到环形缓冲器207并且根据第二时钟域离开，并且积分器209反馈最低有效位(LSB)，使得分数采样用LSB溢值累积。因此，在一个示例中，DTC可以选择5整数采样和1/3分数的采样，并且接着下一次选择5整数采样和2/3分数采样，接着选择6整数采样和零分数采样。这是无需任何复杂的相位数据产生的时钟的示例。复杂的相位数据将引起整数采样、分数采样或两者的数量改变。

在一个示例中，图7的DTC210从振荡器电路216例如数字控制振荡器(DCO)接收高频时钟214。在一个示例中，高频时钟为足够高的频率使得其选定边沿可以被DTC210选择并且前行作为用于由DAC204后续使用的所构造的数据相关时钟212。例如，如果信道频率为1GHz，则固定时钟的周期将是为1ns。如果第一时间样本T1在1.1nS下降，例如，由于复杂的基带相位信息，则控制信号208的整数部分208a可通知DTC210采取DCO时钟214的每10个周期中的一个(如果DCO时钟是10X的信道频率)，同时控制信号208的分数部分208b将通知的DTC接着再移动DCO时钟214的1个时钟周期(0.1nS)，并且选择用于传递的边沿作为数据相关时钟212的边沿。类似地，如果例如由于复杂的基带相位信息下一个定时样本T2之后在0.9nS下降，则控制信号208a的整数部分可以保持不变并且分数部分208b可以表示负0.1nS。这些仅仅是实施方式，其帮助理解计算块114的时间样本差190用来产生控制信号208，其由DTC210使用以选择高频DCO时钟214的特定边沿以便构建数据相关而不是固定时钟的时钟213。也就是说，数据相关时钟212具有实时对应于从计算块114输出的时间样本的边沿，其对应于180°相位周期。任何可选的控制和数据相关时钟电路还可以采用并且被认为落入本公开的范围内。

数据相关时钟212接着用来定时数字模拟转换器(DAC)204。DAC204接着输出方波输出信号220，其具有与所产生的数据相关时钟212相关联的过渡时间并且具有对应于输入到DAC204的处理的振幅数据202，其经由可变延迟电路192和第一处理电路196中的处理同步到过渡时间。在图8中示出输出信号220的示例，其中方波的过渡的时间对应于所确定的时间样本T1，T2，...Tn并且振幅202₁-202_n对应于相对于时间样本同步的处理的振幅数据。

图9是示出根据本公开的另一个示例的极性调制器300的框图。在某种程度上，图7的极性调制器300具有与图1的极性调制器100的部件相似的部件和功能，采用类似的标号并且为了简洁起见省略这样的部件的讨论。在图7的极性调制器300中，由计算块114确定的时间样本差ΔT1，ΔT2，...ΔTn190转发到频率计算电路302，其确定对应于每个特定的时间样本差(或连续时间样本之间的时间)的周期，计算与其相关联的频率，并且输出基于其上的频率控制信号304。频率控制信号304作为到DCO306的控制输入，其接着改变其输出信号的频率，使得输出信号212的边沿对应于所确定的时间样本差190。因此DCO306输出数据相关时钟信号212，其以类似于上面所讨论的方式提供以对DAC204进行定时。

图10是示出根据一个示例的图9的第二处理电路的示意图。第二处理电路302包括环形缓冲器303，其根据第一时钟域接收所确定的样本差190，并且根据第二时钟域输出该时间样本差190。输出时间样本差190传递到依据时间样本划分归一化常数以计算与其相关的频率的处理块305，其转发到DCO306。

如图11所示，本公开内容还涉及一种方法400。在一个示例中，方法400包括在402处接收多个数字采样，其中该数字采样包括多个数字振幅采样和多个数字相位采样，其中多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样。方法400还包括在404处确定与调制的基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本(例如，在180度的整数倍，但并不限于此)。在一个示例中，这样的时间样本对应于由图1的计算块114确定的样本190，然而，方法400不限于这样的示例。

仍参考图11，方法300通过产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟在306处继续。此种操作的非限制性示例可以用图1的转换器电路206、210和216以及图7的转换器电路302和306被发现。此外，该方法400包括在408处使用所产生的数据相关时钟信号来对数字模拟转换器(DAC)进行定时。DAC的输出包括具有与所产生的数据相关时钟相关联的过渡时间的方波输出信号。

方法400可以还包括，在一个示例中，将振幅采样提供给DAC并且接着在412处使用振幅采样来调制方波输出信号。

现在转到图12，示出了另一个调制器500，其中，数字相位采样112仍然由计算块114处理以产生所计算的时间样本差190和时间样本191。然而，代替使用时间样本191来内插振幅采样以便以产生相对于该时间样本同步的振幅采样，可变延迟电路502接收同相(I)和正交(Q)数字采样504，并且使用该时间样本191以内插I/Q数据504以产生内插的I/Q数据506。内插I/Q数据506接着被转发到转换器508诸如CORDIC以产生被内插和同步到相应的时间样本191的振幅值510。在一个示例中，其他调制器部件以如之前相对于图1描述的相同的方式工作，以产生具有与数据相关时钟212相关联的过渡的方波输出信号220。

图13示出根据另一个示例的调制器600。在这个示例中，I/Q采样使用时间样本191以上述相对于图12的相同方式内插。不同在于转换电路302和306使用时间样本差190来计算频率和频率控制信号304，以便产生如先前结合图9所讨论的数据相关时钟212。

图14是示出另一个调制器700的框图，其中与预定相位交叉相关联的时间样本和时间样本差的计算使用I/Q数据采样而非如先前结合图1所讨论的相位采样来执行。在I/Q域中，我们可以例如以各种方式并且所有这样的可选方案由本公开预期来建立预定相位交叉及其180°的整数倍。例如，我们可以建立对于每次同相(I)数据为对应于Q轴的交叉的零的相位交叉，其分别对应于90°和270°的相位。可选地，我们可以选择对于每次正交(Q)数据为对应于I轴的交叉或0°和180°的相位的零的相位交叉。此外，我们可以选择对于每次I和Q数据相等的(就绝对值而言)相位交叉，其分别对应于45°和225°或135°和315°的相位。利用这些关系，例如，当这些预定相位交叉经由I/Q数据采样被识别时，跨越这类交叉的数据I/Q采样可被识别并用来计算与其相关联的时间样本差190数据。

例如，以类通于图3B和图3D的讨论的方式，对于相同的预定相位交叉(-π/2到+π/2)，计算块714可以计算在I/Q域中的时间样本如下：在t0＝22.5625nS处，我们计算RE0＝-0.326506以及IM0＝-1.20497，并且在t1＝22.625nS处，我们计算Re1＝0.173612以及IM1＝-1.22488。从这些值中，我们计算时间样本如下：

Re0/(Re0–Re1)X(t1–t0)+t0＝22.6033nS。

在下一个预定相位交叉处，我们有以下几点：在t0＝23.0625nS处，我们计算RE0＝0.181111以及IM0＝1.1494，并且在t1＝23.125nS处，我们计算Re1＝-0.28665以及IM1＝1.11776。从这个数据，我们计算时间样本如下：

Re0/(Re0–Re1)X(t1–t0)+t0＝23.0867nS。

根据这些时间样本191，我们可以计算时间样本差190。

仍参考图14，计算块714将所计算的时间样本191发送到可变延迟块792，其操作类似于内插器以将进入的I/Q数据同步到所计算的时间样本。内插或同步的I/Q数据接着通过CORDIC式转换器705转换成振幅数据。调制器700的其余部分以类似于图1和其他相应的附图所述的调制器100的方式操作。

图15是示出根据本公开的另一个示例的用于识别I/Q域中的预定相位交叉的调制器的框图。图15示出调制器800，其采用如上述相对于图14的计算块714以计算I/Q域中的时间样本191和时间样本差190，并且接着经由可变延迟块792将I/Q数据采样同步到时间样本。CORDIC式转换器705接着将同步的I/Q数据转换为同步的振幅采样，并且调制器800的剩余部分以类似于上述图9的方式进行操作。

在本公开的一个示例中，一种方法包括接收已调制基带信号的多个数字采样，并且确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本。该方法还包括产生具有与确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号，并且使用所产生的数据相关时钟信号来对数字模拟转换器进行定时，其中来自数字模拟转换器的方波输出信号包括与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间。

在该方法的一个示例中，已调制基带信号包括多个同相(I)数字采样和多个正交(Q)数字采样。在该方法的另一个示例中，已调制基带信号包括多个数字振幅采样和多个数字相位采样，其中多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样。

在本公开的一个示例中，一种方法包括接收个数字振幅采样和多个数字相位采样，其中多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样，并且确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本。该方法还包括产生具有与确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号，并且使用产生的数据相关时钟信号对数字模拟转换器进行定时，其中来自数字模拟转换器的方波输出信号包括与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间。

在另一个示例中，该方法还包括提供多个数字振幅值到数字模拟转换器，并且基于多个数字振幅值调制方波输出信号的振幅。

在本公开的另一个示例中，该方法还包括基于所确定的时间样本内插多个数字振幅采样，以产生表示对应于组合的基带和载波相位的预定相位交叉的振幅值的多个内插的数字振幅采样，提供多个数字振幅采样到数字模拟转换器，并且基于多个内插的数字振幅采样调制方波的振幅。

在该方法的另一个示例中，确定与预定相位交叉相关联的时间样本包括识别跨越预定相位交叉的组合的基带和载波相位的相邻数字采样，确定与识别的相邻采样相关联的固定数字时钟信号的时间样本，并且使用确定的数字时钟的时间样本来确定与预定相位交叉相关联的时间样本。

在该方法的另一个示例中，使用固定数字时钟信号的所确定时间样本包括基于所确定的时间样本来求解线性方程。

在该方法的另一个示例中，产生数据相关时钟信号包括计算来自与预定相位交叉相关联的所确定的时间样本的时间样本差，并且基于与预定相位交叉相关联的接收到的所确定的时间样本差产生控制信号。

在该方法的另一个示例中，产生数据相关时钟信号还包括接收具有基本上大于数据相关时钟信号的频率的数字信号，并且基于控制信号选择性地选择数字信号的上升沿和下降沿，其中选择的上升沿和下降沿形成数据相关时钟或用于构造数据相关时钟。

在该方法的另一个示例中，控制信号包括整数部分和分数部分。

在一个示例中，调制器被公开并且包括计算块，其配置成接收已调制基带信号的多个数字采样，并且确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本，转换器电路，其配置成产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号，以及数字模拟转换器，其配置成接收数据相关时钟信号，并且产生具有与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间的方波输出信号。

在调制器的一个示例中，已调制基带信号的采样包括多个同相(I)数字采样和多个正交(Q)数字采样。在调制器的另一个示例中，已调制基带信号的采样包括多个数字振幅采样和多个数字相位采样，其中多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样。

在另一个示例中，极性调制器被公开并且包括计算块，其配置成接收多个数字相位采样，其中多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样，并且确定与已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本。调制器还包括转换器电路，其配置成产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号，以及数字模拟转换器，其配置成接收数据相关时钟信号，并且产生具有与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间的方波输出信号。

在极性调制器的另一个示例中，数字模拟转换器还配置成接收多个数字振幅采样并且基于多个数字振幅采样的值调制方波输出信号的振幅。

在极性调制器的一个示例中，极性调制器还包括内插器电路，其配置成从计算块接收多个数字振幅值和所确定的时间样本，并且基于多个数字振幅值和所确定的时间样本来产生多个内插数字振幅值。

在极性调制器的一个示例中，数字模拟转换器还配置成接收多个内插数字振幅值，并且基于多个内插数字振幅值来调制方波输出信号的振幅。

在极性调制器的一个示例中，计算模块还配置成识别跨越预定相位交叉的组合的基带和载波相位的相邻数字采样，并且确定与识别的相邻采样相关联的固定数字时钟信号的时间样本。

在极性调制器的一个示例中，计算块配置成通过确定与所识别的相邻数字相位采样相关联的固定数字时钟信号的时间样本，以确定与预定相位交叉相关时间样本，并且使用固定数字时钟信号的所确定的时间样本来确定与预定相位交叉相关联的时间样本。

在一个示例中，极性调制器还包括相位处理电路，其配置成接收与预定相位交叉相关联的时间样本，基于时间样本计算时间样本差，并且基于所计算的时间样本差来产生控制信号。

在极性调制器的一个示例中，转换器电路配置成接收具有基本上大于数据相关时钟信号的频率的数字信号，并且基于控制信号选择性地选择数字信号的上升沿和下降沿，其中选择的上升沿和下降沿形成数据相关时钟或用于构造数据相关时钟。

在极性调制器的一个示例中，控制信号包括整数部分和分数部分。

在极性调制器的一个示例中，转换器还包括处理电路，其配置成接收所确定的时间样本，基于所确定的时间样本计算时间样本差，计算与计算的时间样本差相关联的频率，并且基于计算的频率产生控制信号。转换器还包括数字控制振荡器，其配置成接收控制信号，并且产生基于其上的数据相关时钟信号。

在一个示例中，极性调制器还包括处理电路，其配置成接收内插数字振幅值并处理其相邻值，以形成用于两个确定的相邻时间样本的单个处理的内插数字振幅值。

在一个示例中，调制器被公开并且包括计算块，其配置成接收多个数字相位采样，其中多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样，并且确定与组合的基带和载波相位的预定相位交叉相关联的时间样本。调制器还包括内插器电路，其配置成接收多个数字振幅值和所确定的时间样本，并且基于所确定的时间样本的多个数字振幅值产生多个内插数字振幅值，其中内插数字振幅值相对于所确定的时间样本同步。此外，调制器包括转换器电路，其配置成产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号，以及数字模拟转换器，其配置成接收数据相关时钟信号和与其相关联的内插数字振幅值，并且产生具有与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间并且具有作为与其相关联的内插数字振幅值的函数的振幅的方波输出信号。

在调制器的一个示例中，转换器还包括处理电路，其配置成接收所确定的时间样本，基于所确定的时间样本计算时间样本差，并且基于所计算的时间样本差产生控制信号，以及数字时间转换器，其配置成接收控制信号和高频时钟信号，并且基于控制信号来选择高频时钟信号的特定的上升沿和下降沿，以产生数据相关时钟信号。

在调制器的一个示例中，转换器还包括处理电路，其配置成接收所确定的时间样本，基于所确定的时间样本计算时间样本差，并且基于所计算的时间样本差产生控制信号，以及数字控制振荡器，其配置成接收控制信号，并且产生基于其的数据有关时钟信号。

在一个示例中，调制器还包括处理电路，其配置成接收内插数字振幅值并且处理其相邻值，以形成用于两个确定的相邻时间样本的单个处理内插数字振幅值。

在一个示例中，调制器还包括处理电路，其在计算块的上游并且配置成接收多个数字相位采样，对多个数字相位采样进行预失真，对多个数字相位采样进行上采样，或两者兼而有之。

在一个示例中，调制器还包括处理电路，其在内插器电路的上游并且配置成接收多个数字振幅采样，对多个数字振幅采样进行预失真，对多个数字振幅采样进行上采样，或两者兼而有之。

特别关于由上述部件或结构(组件、装置、电路、系统等)执行的各种功能，除非另外指出，用于描述这样的部件的术语(包括提及的“装置”)旨在对应于执行所述部件的指定功能的任何部件或结构(例如，功能上等效的)，即使结构上不等效于执行在本发明的示例性实施中示出的本文中的功能的所公开的结构。另外，尽管本发明的特定特征已经相对于若干实现中的仅一个公开，但是与如可期望的和对于任何给定或特定的应用有益的，这种特征可以其他实现的一个或多个其他特征组合。此外，在某种程度上，术语“包含”、“包括”、“具有”、“有”、“带有”或其变型在详细描述和权利要求中使用时，这样的术语以类似于术语“包括”的方式旨在是包含性的。

Claims (25)

1.一种方法，包括：

接收已调制基带信号的多个数字采样；

确定与所述已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本；

产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号；并且

使用所产生的数据相关时钟信号来对数字模拟转换器进行定时，来自数字模拟转换器的方波输出信号包括与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间。

2.如权利要求1所述的方法，其中，

所述已调制基带信号包括多个同相(I)数字采样和多个正交(Q)数字采样。

3.如权利要求1所述的方法，其中，

所述已调制基带信号包括多个数字振幅采样和多个数字相位采样，所述多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样。

4.如权利要求3所述的方法，其中，

还包括：

将所述多个数字振幅值提供给所述数字模拟转换器；并且

基于所述多个数字振幅值来调制所述方波输出信号的振幅。

5.如权利要求3所述的方法，其中，

还包括：

基于所确定的时间样本来内插所述多个数字振幅采样，以产生表示振幅值的多个内插的数字振幅采样，所述振幅值对应于所述组合的基带和载波相位的预定相位交叉；

将所述多个数字振幅采样提供给所述数字模拟转换器；并且

基于所述多个内插的数字振幅采样来调制所述方波的振幅。

6.如权利要求3～5中的任一项所述的方法，其中，

确定与所述预定相位交叉相关联的时间样本包括：

识别跨越预定相位交叉的所述组合的基带和载波相位的相邻数字采样；

确定与所识别的相邻采样相关联的固定数字时钟信号的时间样本；并且

使用所确定的数字时钟的时间样本来确定与所述预定相位交叉相关联的时间样本。

7.如权利要求6所述的方法，其中，

使用所述固定数字时钟信号的所确定的时间样本包括基于所确定的时间样本求解线性方程。

8.如权利要求3～5中的任一项所述的方法，其中，

产生所述数据相关时钟信号包括：

计算来自与所述预定相位交叉相关联的所确定的时间样本的时间样本差；并且

基于与所述预定相位交叉相关联的所接收的所确定的时间样本差来产生控制信号。

9.如权利要求3～5中的任一项所述的方法，其中，

产生所述数据相关时钟信号还包括：

接收具有基本上大于所述数据相关时钟信号的频率的数字信号；并且

基于所述控制信号来选择性地选择所述数字信号的上升沿和下降沿，所选择的上升沿和下降沿形成所述数据相关时钟或用来构造所述数据相关时钟。

10.一种调制器，包括：

计算块，其配置成接收已调制基带信号的多个数字采样，并且确定与所述已调制基带信号的预定相位交叉相关联的时间样本；

转换器电路，其配置成产生具有与所确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号；以及

数字模拟转换器，其配置成接收所述数据相关时钟信号，并且产生具有与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间的方波输出信号。

11.如权利要求10所述的调制器，其中，

所述已调制基带信号的采样包括多个同相(I)数字采样和多个正交(Q)数字采样。

12.如权利要求10所述的调制器，其中，

所述已调制基带信号的采样包括多个数字振幅采样和多个数字相位采样，所述多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样。

13.如权利要求12所述的调制器，其中，

所述数字模拟转换器还配置成接收所述多个数字振幅采样并且基于多个数字振幅采样的值来调制所述方波输出信号的振幅。

14.如权利要求12所述的调制器，其中，

还包括：

内插器电路，其配置成从所述计算块接收所述多个数字振幅值和所确定的时间样本，并且基于所述多个数字振幅值和所确定的时间样本产生多个内插数字振幅值。

15.如权利要求14所述的调制器，其中，

所述数字模拟转换器还配置成接收所述多个内插数字振幅值，并且基于所述多个内插数字振幅值来调制所述方波输出信号的振幅。

16.如权利要求12～15所述的调制器，其中，

所述计算块还配置成识别跨越预定相位交叉的所述组合的基带和载波相位的相邻数字采样，并且确定与所识别的相邻采样相关联的固定数字时钟信号的时间样本。

17.如权利要求16所述的调制器，其中，

所述计算块配置成通过确定与所识别的相邻数字相位采样相关联的所述固定数字时钟信号的时间样本来确定与所述预定相位交叉相关时间样本，并且使用所述固定数字时钟信号的所确定的时间样本来确定与所述预定相位交叉相关联的时间样本。

18.如权利要求12～15或17中的任一项所述的调制器，其中，

还包括相位处理电路，其配置成接收与所述预定相位交叉相关联的时间样本，基于所述时间样本来计算时间样本差，并且基于所计算的时间样本差来产生控制信号。

19.如权利要求18所述的调制器，其中，

所述转换器电路配置成接收具有基本上大于所述数据相关时钟信号的频率的数字信号，并且基于所述控制信号来选择性地选择所述数字信号的上升沿和下降沿，所选择的上升沿和下降沿形成所述数据相关时钟或用于构造所述数据相关时钟。

20.如权利要求12～15或17中的任一项所述的调制器，其中，

所述转换器还包括：

处理电路，其配置成接收所确定的时间样本，基于所确定的时间样本计算时间样本差，计算与所计算的时间样本差相关联的频率，并且基于所计算的频率来产生控制信号；以及

数字控制振荡器，其配置成接收所述控制信号，并且产生基于其上的数据相关时钟信号。

21.如权利要求12～15或17所述的调制器，还包括：

处理电路，其配置成接收所述内插数字振幅值并处理其相邻值，以形成用于两个确定的相邻时间样本的单个处理的内插数字振幅值。

22.一种调制器，包括：

计算块，其配置成接收多个数字相位采样，所述多个数字相位采样包括组合的基带和载波相位的数字采样，并且确定与所述组合的基带和载波相位的预定相位交叉相关联的时间样本；

内插器电路，其配置成接收多个数字振幅值和所确定的时间样本，并且基于所确定的时间样本的所述多个数字振幅值来产生多个内插数字振幅值，所述内插数字振幅值相对于所确定的时间样本同步；

转换器电路，其配置成产生具有与所述确定的时间样本相关联的上升沿和下降沿的数据相关时钟信号；以及

数字模拟转换器，其配置成接收数据相关时钟信号和与其相关联的内插数字振幅值，并且产生方波输出信号，所述方波输出信号具有与所产生的数据相关时钟信号相关联的过渡时间，并且具有作为与其相关联的所述内插数字振幅值的函数的振幅。

23.如权利要求22所述的调制器，其中，

所述转换器还包括：

处理电路，其配置成接收所述确定的时间样本，基于所确定的时间样本来计算时间样本差，并且基于所计算的时间样本差来产生控制信号；以及

数字时间转换器，其配置成接收所述控制信号和高频时钟信号，并且基于所述控制信号来选择高频时钟信号的特定的上升沿和下降沿，以产生所述数据相关时钟信号。

24.如权利要求22所述的调制器，其中，

所述转换器还包括：

处理电路，其配置成接收所确定的时间样本，基于所确定的时间样本来计算时间样本差，并且基于所计算的时间样本差来产生控制信号；以及

数字控制振荡器，其配置成接收所述控制信号，并且产生基于其的数据有关时钟信号。

25.如权利要求22～24中的任一项所述调制器，还包括：

处理电路，其配置成接收所述内插数字振幅值并且处理其相邻值，以形成用于两个确定的相邻时间样本的单个处理的内插数字振幅值。