CN105207503B - 一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，包括CHB输入级电路控制方法和IBDC输出级电路控制方法。本发明将HPWM应用于级联式电力电子变压器，利用后级IBDC对中间直流电压进行控制，输入级级联H桥整流器只进行简单的功率均衡，从而简化控制复杂程度。为解决功率均衡问题，本发明提出一种开关模式循环算法，以使各模块在循环周期内参与不同开关模式机会均等，从而实现功率在一定时间内的平均分配。采用循环策略时，HPWM调制算法也得以简化，不需要判断电流方向，只需要电压指令即可确定各模块的开关模式。

Description

一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法

技术领域

本发明涉及一种电力电子变压器控制方法，特别是一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法,属于电力电子变压器控制技术领域。

背景技术

级联式电力电子变压器采用级联H桥(Cascaded H-Bridge,CHB)加隔离双向DC/DC变换器(isolated bidirectional DC/DC converter,IBDC)拓扑结构可以利用低耐压器件实现高压多电平输出，具有波形质量好、所需元件数目少、PWM控制简单、易于模块化扩展等优点，是“智能电网”、“能源互联网”等应用领域的重要设备。

多电平调制技术是级联式电力电子变压器输入级整流器的关键技术，传统的载波移相法(Carrier Phase-Shift,CPS)各功率单元开关器件均工作于载波频率，输出谐波小，但开关损耗较大；而阶梯波电平逼近法等由于各功率单元开关器件工作在基波频率，开关损耗小，但波形质量较差。因此可将结合二者优点的混合脉宽调制法(Hybrid PWM,HPWM)用于级联式电力电子变压器的调制，以降低开关损耗同时不恶化输出电压波形的质量。但将HPWM直接应用于电力电子变压器时，开关模式的差异会引起各模块的功率不均衡，不仅造成中间直流电压差别增大、输出波形畸变严重等问题，而且对电力电子变压器各功率单元的电压、电流应力，散热以及寿命等均会造成不利影响，必须在控制策略中予以解决。已有HPWM应用主要是针对级联H桥整流器，具体实现是通过电压排序的方法确定各H桥的开关模式，可实现各H桥直流电压的均衡，但没有涉及各H桥功率均衡问题，且电压排序的方法占用资源多，需要根据电压指令和电流方向共同确定各模块开关模式，控制逻辑较复杂。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种逻辑简单、容易实现的基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案如下:

一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，所述电力电子变压器包括由N个H桥模块HB₁-HB_N串联组成的CHB输入级电路、N个中间直流电容C₁-C_N、由N个输出侧并联的IBDC模块IBDC₁-IBDC_N组成的IBDC输出级电路、用于输出各H桥第二开关模式H₁-H_N的CHB控制器和用于输出各IBDC移相比D₁-D_N的IBDC控制器；N个H桥模块分别经N个中间直流电容与N个IBDC模块的输入侧相应端口连接；CHB控制器的输出端连接CHB输入级电路的控制输入端，其输入端分别输入电网电压u_s和电网电流i_s；IBDC控制器的输出端接IBDC输出级电路的控制输入端，其输入端输入所述各中间直流电容的电压u_d1-u_dN；所述H桥模块由第一桥臂上下两个电力电子开关S₁、S₂和第二桥臂上下两个电力电子开关S₃、S₄组成；

其特征在于，包括CHB输入级电路控制方法和IBDC输出级电路控制方法；

所述CHB输入级电路控制方法包括以下步骤：

步骤1：根据输入的电网电压u_s和电网电流i_s计算并网功率；

步骤2：将所述并网功率与参考功率进行比较，输出功率差值；

步骤3：将所述功率差值进行PI调节，输出参考电流幅值；

步骤4：将所述参考电流幅值乘以电网电压相位，输出并网电流参考值；

步骤5：将所述并网电流参考值与所述电网电流进行比较，输出电流差值；

步骤6：将所述电流差值进行PR调节输出电感电压参考值；

步骤7：将所述电网电压减去所述电感电压参考值，输出基波电压指令u_ac(t)；

步骤8：在所述基波电压指令u_ac(t)控制下，使用HPWM调制方法确定所述各H桥模块的第一开关模式；

步骤9：在所述各H桥模块的第一开关模式控制下，进行循环功率均衡，输出所述各H桥模块的第二开关模式；

步骤10：所述各H桥模块根据其第二开关模式进行工作，输出相应电平，合成多电平电压波形。

所述IBDC输出级电路控制方法包括以下步骤：

步骤1：将所述中间电容的电压u_d1-u_dN与参考值进行比较，输出电压差值；

步骤2：将所述电压差值分别进行PI调节，输出各IBDC模块的移相比。

所述步骤8中的HPWM调制方法包括以下步骤：

步骤8-1：计算出当前电压工作区域k值

k＝floor(|u_ac(t)|/u_d)+1 (1)

其中，u_ac(t)为基波电压指令，u_d为中间电容的电压；floor(x)用于获取小于x的最大整数；

步骤8-2：设定第一开关模式：当基波电压指令正半周时，前k-1个H桥模块的第一开关模式为“+1”，即h_i＝+1，1≤i<k，i表示模块序数；当基波电压负半周时，令前k-1个H桥模块的第一开关模式为“-1”，即h_i＝-1，1≤i<k；第k个H桥模块的第一开关模式为PWM，即h_k＝4，其余H桥模块的第一开关模式为“0”，即h_i＝0，k<i≤N，N为H桥模块总数。

所述步骤9中的循环功率均衡方法包括以下步骤：

步骤9-1：设定一个计数周期值C_p，C_p对应时间为半个工频周期；

步骤9-2：设置一个累加计数器C_t＝0；

步骤9-3：判断累加计数器C_t的值是否大于等于N×C_p，如果是，转向步骤9-2，否则，转向步骤9-4；

步骤9-4：根据累加计数器C_t的值，判断轮换位次，当rC_p≤C_t<(r+1)C_p时，进行第r次轮换；

步骤9-5：输出各H桥的第二开关模式：

H_j＝h_i j＝1,2,…,N (2)

其中，i＝mod((r+j-1)/N)+1；mod(·)表示数学取余运算；

步骤9-6：累加计数器C_t的值加1，即C_t＝C_t+1,转向步骤9-3。

所述的基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，其特征在于：

H桥模块为“+1”模式时，S₁、S₄导通，输出端压为+u_d，输出+1电平

H桥模块为“-1”模式时，S₂、S₃导通，H桥模块端压为-u_d，输出-1电平，

H桥模块为“0”模式时，S₂、S₄导通或S₁、S₃导通，H桥模块端压为0，输出0电平；

H桥模块为PWM模式时，H桥模块按照PWM调制进行工作，调制波按下式计算：

u_t＝u_ac(t)/u_d-(k-1)sign(u_ac(t)) (3)

采用了上述技术方案，取得的有益效果为：

1、本发明将HPWM应用于级联式电力电子变压器，利用后级IBDC对中间直流电压进行控制，输入级级联H桥整流器只进行简单的功率均衡，从而简化控制复杂程度。

2、本发明采用开关模式循环方法使各模块在循环周期内参与不同开关模式机会均等，从而实现功率在一定时间内的平均分配，实现功率均衡。

3、本发明简化了HPWM调制方法，不需要判断电流方向，只需要电压指令即可确定各模块的开关模式。

附图说明

图1为本发明中电力电子变压器的原理框图；

图2为本发明中H桥模块的电路原理图；

图3为本发明中IBDC模块的电路原理图；

图4为本发明中CHB输入级电路控制原理框图；

图5为本发明中IBDC输出级电路控制原理框图；

图6为本发明中HPWM方法流程图；

图7为本发明中循环功率均衡方法流程图；

图8为H桥脉冲分配电路原理图；

图9为本发明中工作于PWM模式的H桥控制脉冲生成原理框图；

图10为本发明中HPWM调制多电平输出图。

具体实施方式

实施例1：

如图1所示，电力电子变压器包括由N个H桥模块HB₁-HB_N串联组成的CHB输入级电路、N个中间直流电容C₁-C_N、由N个输出侧并联的IBDC模块IBDC₁-IBDC_N组成的IBDC输出级电路、用于输出各H桥开关模式H₁-H_N的CHB控制器和用于输出各IBDC移相比D₁-D_N的IBDC控制器；N个H桥模块分别经N个中间直流电容与N个IBDC模块的输入侧相应端口连接；CHB控制器的输出端连接CHB输入级电路的控制输入端，其输入端分别输入电网电压u_s和电网电流i_s；IBDC控制器的输出端接IBDC输出级电路的控制输入端，其输入端输入所述各中间直流电容的电压u_d1-u_dN。

如图2所示，H桥模块由第一桥臂上下两个电力电子开关S₁、S₂和第二桥臂上下两个电力电子开关S₃、S₄组成；IBDC模块结构如图3所示。

一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，所述电力电子变压器包括由N个H桥模块HB₁-HB_N串联组成的CHB输入级电路、N个中间直流电容C₁-C_N、由N个输出侧并联的IBDC模块IBDC₁-IBDC_N组成的IBDC输出级电路、用于输出各H桥第二开关模式H₁-H_N的CHB控制器和用于输出各IBDC移相比D₁-D_N的IBDC控制器；N个H桥模块分别经N个中间直流电容与N个IBDC模块的输入侧相应端口连接；CHB控制器的输出端连接CHB输入级电路的控制输入端，其输入端分别输入电网电压u_s和电网电流i_s；IBDC控制器的输出端接IBDC输出级电路的控制输入端，其输入端输入所述各中间直流电容的电压u_d1-u_dN；其特征在于，包括

CHB输入级电路控制方法和IBDC输出级电路控制方法；

如图4所示，所述CHB输入级电路控制方法包括以下步骤：

步骤1：根据输入的电网电压u_s和电网电流i_s计算并网功率；

步骤2：将所述并网功率与参考功率进行比较，输出功率差值；

步骤3：将所述功率差值进行PI调节，输出参考电流幅值；

步骤4：将所述参考电流幅值乘以电网电压相位，输出并网电流参考值；

步骤5：将所述并网电流参考值与所述电网电流进行比较，输出电流差值；

步骤6：将所述电流差值进行PR调节输出电感电压参考值；

步骤7：将所述电网电压减去所述电感电压参考值，输出基波电压指令u_ac(t)；

步骤8：在所述基波电压指令u_ac(t)控制下，使用HPWM调制方法确定所述各H桥模块的第一开关模式；

步骤9：在所述各H桥模块的第一开关模式控制下，进行循环功率均衡，输出所述各H桥模块的第二开关模式；

步骤10：所述各H桥模块根据其第二开关模式进行工作，输出相应电平，合成多电平电压波形。

如图5所示，IBDC输出级电路控制方法包括以下步骤：

步骤1：将所述中间电容的电压u_d1-u_dN与参考值进行比较，输出电压差值；

步骤2：将所述电压差值分别进行PI调节，输出各IBDC模块的移相比。

如图6所示，所述步骤8中的HPWM调制方法包括以下步骤：

步骤8-1：计算出当前电压工作区域k值

k＝floor(|u_ac(t)|/u_d)+1 (1)

其中，u_ac(t)为基波电压指令，u_d为中间电容的电压；floor(x)用于获取小于x的最大整数；

步骤8-2：设定第一开关模式：当基波电压指令正半周时，前k-1个H桥模块的第一开关模式为“+1”，即h_i＝+1，1≤i<k，i表示模块序数；当基波电压负半周时，令前k-1个H桥模块的第一开关模式为“-1”，即h_i＝-1，1≤i<k；第k个H桥模块的第一开关模式为PWM，即h_k＝4，其余H桥模块的第一开关模式为“0”，即h_i＝0，k<i≤N，N为H桥模块总数。

如图7所示，所述步骤9中的循环功率均衡方法包括以下步骤：

步骤9-1：设定一个计数周期值C_p，C_p对应时间为半个工频周期；

步骤9-2：设置一个累加计数器C_t＝0；

步骤9-3：判断累加计数器C_t的值是否大于等于N×C_p，如果是，转向步骤9-2，否则，转向步骤9-4；

步骤9-4：根据累加计数器C_t的值，判断轮换位次，当r C_p≤C_t<(r+1)C_p时，进行第r次轮换；

步骤9-5：输出各H桥的第二开关模式：

H_j＝h_i j＝1,2,…,N (2)

其中，i＝mod((r+j-1)/N)+1；mod(·)表示数学取余运算；

步骤9-6：累加计数器C_t的值加1，即C_t＝C_t+1,转向步骤9-3。

步骤9以半工频周期固定模式循环输出第二开关模式，保证各模块在循环周期内参与不同开关模式机会均等，实现功率在一定时间内的平均分配。

如图8所示，所述的基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，其特征在于：

H桥模块为“+1”模式时，S₁、S₄导通，输出端压为+u_d，输出+1电平

H桥模块为“-1”模式时，S₂、S₃导通，H桥模块端压为-u_d，输出-1电平，

H桥模块为“0”模式时，S₂、S₄导通或S₁、S₃导通，H桥模块端压为0，输出0电平；

如图9所示，H桥模块为PWM模式时，H桥模块按照PWM调制进行工作，调制波按下式计算：

u_t＝u_ac(t)/u_d-(k-1)sign(u_ac(t)) (3)

如图10所示，为最终得到HPWM调制多电平输出波形。本实施例中，N为5，每一时段只令一个模块工作在PWM模式，其余4个模块工作在电平逼近模式，工作于电平逼近模式的各模块输出阶梯波电压u_ak与工作于PWM模式的模块输出的PWM电压波形进行叠加，合成正弦度高、谐波小的电压波形u_an，使之更接近理想正弦电压波形u_ac，图中各量均为标幺值，基准值为直流电压u_d。

Claims (4)

1.一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，所述电力电子变压器包括由N个H桥模块HB₁-HB_N串联组成的CHB输入级电路、N个中间直流电容C₁-C_N、由N个输出侧并联的IBDC模块IBDC₁-IBDC_N组成的IBDC输出级电路、用于输出各H桥第二开关模式H₁-H_N的CHB控制器和用于输出各IBDC移相比D₁-D_N的IBDC控制器；N个H桥模块分别经N个中间直流电容与N个IBDC模块的输入侧相应端口连接；CHB控制器的输出端连接CHB输入级电路的控制输入端，其输入端分别输入电网电压u_s和电网电流i_s；IBDC控制器的输出端接IBDC输出级电路的控制输入端，其输入端输入所述各中间直流电容的电压u_d1-u_dN；所述H桥模块由第一桥臂上下两个电力电子开关S₁、S₂和第二桥臂上下两个电力电子开关S₃、S₄组成；其特征在于，包括

CHB输入级电路控制方法和IBDC输出级电路控制方法；

所述CHB输入级电路控制方法包括以下步骤：

步骤1：根据输入的电网电压u_s和电网电流i_s计算并网功率；

步骤2：将所述并网功率与参考功率进行比较，输出功率差值；

步骤3：将所述功率差值进行PI调节，输出参考电流幅值；

步骤4：将所述参考电流幅值乘以电网电压相位，输出并网电流参考值；

步骤5：将所述并网电流参考值与所述电网电流进行比较，输出电流差值；

步骤6：将所述电流差值进行PR调节输出电感电压参考值；

步骤7：将所述电网电压减去所述电感电压参考值，输出基波电压指令u_ac(t)；

步骤8：在所述基波电压指令u_ac(t)控制下，使用HPWM调制方法确定所述各H桥模块的第一开关模式；

步骤9：在所述各H桥模块的第一开关模式控制下，进行循环功率均衡，输出所述各H桥模块的第二开关模式；

步骤10：所述各H桥模块根据其第二开关模式进行工作，输出相应电平，合成多电平电压波形；

IBDC输出级电路控制方法包括以下步骤：

步骤1：将所述中间电容的电压u_d1-u_dN与参考值进行比较，输出电压差值；

步骤2：将所述电压差值分别进行PI调节，输出各IBDC模块的移相比。

2.根据权利要求1所述的基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，其特征在于，所述步骤8中的HPWM调制方法包括以下步骤：

步骤8-1：计算出当前电压工作区域k值

k＝floor(|u_ac(t)|/u_d)+1 (1)

其中，u_ac(t)为基波电压指令，u_d为中间电容的电压；floor(x)用于获取小于x的最大整数；

步骤8-2：设定第一开关模式：当基波电压指令正半周时，前k-1个H桥模块的第一开关模式为“+1”，即h_i＝+1，1≤i<k，i表示模块序数；当基波电压负半周时，令前k-1个H桥模块的第一开关模式为“-1”，即h_i＝-1，1≤i<k；第k个H桥模块的第一开关模式为PWM，即h_k＝4，其余H桥模块的第一开关模式为“0”，即h_i＝0，k<i≤N，N为H桥模块总数。

3.根据权利要求1所述的基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，其特征在于，所述步骤9中的循环功率均衡方法包括以下步骤：

步骤9-1：设定一个计数周期值C_p，C_p对应时间为半个工频周期；

步骤9-2：设置一个累加计数器C_t＝0；

步骤9-3：判断累加计数器C_t的值是否大于等于N×C_p，如果是，转向步骤9-2，否则，转向步骤9-4；

步骤9-4：根据累加计数器C_t的值，判断轮换位次，当rC_p≤C_t<(r+1)C_p时，进行第r次轮换；

步骤9-5：输出各H桥的第二开关模式：

H_j＝h_i j＝1,2,…,N (2)

其中，i＝mod((r+j-1)/N)+1；mod(·)表示数学取余运算；

步骤9-6：累加计数器C_t的值加1，即C_t＝C_t+1,转向步骤9-3。

4.根据权利要求3所述的基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法，其特征在于：

H桥模块为“+1”模式时，S₁、S₄导通，输出端压为+u_d，输出+1电平，

H桥模块为“-1”模式时，S₂、S₃导通，H桥模块端压为-u_d，输出-1电平，

H桥模块为“0”模式时，S₂、S₄导通或S₁、S₃导通，H桥模块端压为0，输出0电平；

H桥模块为PWM模式时，H桥模块按照PWM调制进行工作，调制波按下式计算：

u_t＝u_ac(t)/u_d-(k-1)sign(u_ac(t)) (3)。