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CN105075208B - 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 - Google Patents

发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 Download PDF

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CN105075208B CN201480018885.6A CN201480018885A CN105075208B CN 105075208 B CN105075208 B CN 105075208B CN 201480018885 A CN201480018885 A CN 201480018885A CN 105075208 B CN105075208 B CN 105075208B
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Abstract

本发明提供了一种发送广播信号的方法。所述方法以下步骤：将输入流格式化成数据管道DP数据；根据码率对所述DP数据进行低密度奇偶校验LDPC编码；对经LDPC编码的DP数据进行比特交织；根据QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或NUC(非均匀星座)中的一个将经比特交织的DP数据映射到星座上；通过使用具有MIMO编码参数的MIMO编码矩阵来对经映射的DP数据进行多输入多输出MIMO编码；通过映射经MIMO编码的DP数据来构建至少一个信号帧；以及通过正交频分复用OFDM方法来对已构建信号帧中的数据进行调制并且发送具有已调制数据的所述广播信号。

Description

发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的 方法以及接收广播信号的方法
技术领域
本发明涉及发送广播信号的设备、接收广播信号的设备以及发送和接收广播信号的方法。
背景技术
随着模拟广播信号传输结束，用于发送/接收数字广播信号的各种技术正在发展。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据并且还包括除视频/音频数据之外的各种类型的附加数据。
也就是说，数字广播系统能够提供HD(高清晰度)图像、多声道音频和各种附加服务。然而，需要针对数字广播改进用于发送大量数据的数据传输效率、发送/接收网络的鲁棒性以及考虑到移动接收设备的网络灵活性。
发明内容
技术问题
本发明的目的在于提供一种用于发送广播信号以复用在时域中提供两个或更多个不同的广播服务的广播发送/接收系统的数据并且通过相同的RF信号带宽来发送经复用的数据的设备和方法以及一种用于接收与其对应的广播信号的设备和方法。
本发明的另一目的在于提供一种发送广播信号的设备、一种接收广播信号的设备以及用于发送和接收广播信号以通过分量对与服务对应的数据进行分类、将与各个分量对应的数据作为数据管道发送、接收并且处理所述数据的方法。
本发明的再一个目的在于提供一种发送广播信号的设备、一种接收广播信号的设备以及用于发送和接收广播信号以发信号通知提供广播信号所必需的信令信息的方法。
技术解决方案
为了实现所述目的和其它优点并且根据本发明的目的，如本文所具体实现和广义描述的，本发明提供了一种发送广播信号的方法。所述发送广播信号的方法包括以下步骤：将输入流格式化成数据管道DP数据；根据码率对所述DP数据进行低密度奇偶校验LDPC编码；对经LDPC编码的DP数据进行比特交织；根据QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或NUC(非均匀星座)中的一个将经比特交织的DP数据映射到星座上；通过使用具有MIMO编码参数的MIMO编码矩阵来对经映射的DP数据进行多输入多输出MIMO编码；通过映射经MIMO编码的DP数据来构建至少一个信号帧；以及通过正交频分复用OFDM方法来对已构建信号帧中的数据进行调制并且发送具有已调制数据的所述广播信号。
优选地，所述MIMO编码是根据FR-SM(全速率空间复用)方法或FRFD-SM(全速率全分集空间复用)方法来执行的。
优选地，所述QAM、所述NUQ和所述NUC是根据所述码率而定义的。
优选地，所述MIMO编码参数是基于所述QAM、所述NUQ或所述NUC中的一个来定义的。
在其它方面中，本发明提供了一种接收广播信号的方法。所述接收广播信号的方法包括以下步骤：接收具有至少一个信号帧的所述广播信号并且通过正交频分复用OFDM方法来对所述至少一个信号帧中的数据进行解调；通过解映射数据管道DP数据来解析所述至少一个信号帧；通过使用具有MIMO解码参数的MIMO解码矩阵来对所述DP数据进行多输入多输出MIMO解码；根据QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或NUC(非均匀星座)中的一个从星座解映射经MIMO解码的DP数据；对经解映射的DP数据进行比特解交织；根据码率对经比特解交织的DP数据进行低密度奇偶检验LDPC解码；以及将经LDPC解码的DP数据解格式化成输出流。
优选地，所述MIMO解码是根据FR-SM(全速率空间复用)方法或FRFD-SM(全速率全分集空间复用)方法来执行的。
优选地，所述QAM、所述NUQ和所述NUC是根据所述码率而定义的。
优选地，所述MIMO解码参数是基于所述QAM、所述NUQ或所述NUC中的一个来定义的。
在另一方面中，本发明提供了一种用于发送广播信号的设备。所述用于发送广播信号的设备包括：格式化模块，该格式化模块被配置为将输入流格式化成数据管道DP数据；低密度奇偶校验LDPC编码模块，该LDPC编码模块被配置为根据码率对所述DP数据进行LDPC编码；比特交织模块，该比特交织模块被配置为对经LDPC编码的DP数据进行比特交织；映射模块，该映射模块被配置为根据QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或NUC(非均匀星座)中的一个将经比特交织的DP数据映射到星座上；多输入多输出MIMO编码模块，该MIMO模块被配置为通过使用具有MIMO编码参数的MIMO编码矩阵来对经映射的DP数据进行MIMO编码；帧构建模块，该帧构建模块被配置为通过映射经MIMO编码的DP数据来构建至少一个信号帧；调制模块，该调制模块被配置为通过正交频分复用OFDM方法来对已构建信号帧中的数据进行调制；以及发送模块，该发送模块被配置为发送具有已调制数据的所述广播信号。
优选地，所述MIMO编码模块根据FR-SM(全速率空间复用)方法或FRFD-SM(全速率全分集空间复用)方法来执行MIMO编码。
优选地，所述QAM、所述NUQ和所述NUC是根据所述码率而定义的。
优选地，所述MIMO编码参数是基于所述QAM、所述NUQ或所述NUC中的一个来定义的。
在另一方面中，本发明提供了一种用于接收广播信号的设备。所述用于接收广播信号的设备包括：接收模块，该接收模块被配置为接收具有至少一个信号帧的所述广播信号；解调模块，该解调模块被配置为通过正交频分复用OFDM方法来对所述至少一个信号帧中的数据进行解调；解析模块，该解析模块被配置为通过解映射数据管道DP数据来解析所述至少一个信号帧；多输入多输出MIMO解码模块，该MIMO解码模块被配置为通过使用具有MIMO解码参数的MIMO解码矩阵来对所述DP数据进行MIMO解码；解映射模块，该解映射模块被配置为根据QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或NUC(非均匀星座)中的一个从星座解映射经MIMO解码的DP数据；比特解交织模块，该比特解交织模块被配置为对经解映射的DP数据进行比特解交织；低密度奇偶校验LDPC解码模块，该LDPC解码模块被配置为根据码率对经比特解交织的DP数据进行LDPC解码；以及解格式化模块，该解格式化模块被配置为将经LDPC解码的DP数据解格式化成输出流。
优选地，所述MIMO解码模块根据FR-SM(全速率空间复用)方法或FRFD-SM(全速率全分集空间复用)方法来执行MIMO解码。
优选地，所述QAM、所述NUQ和所述NUC是根据所述码率而定义的。
优选地，所述MIMO解码参数是基于所述QAM、所述NUQ或所述NUC中的一个来定义的。
发明的有益效果
本发明能够根据服务特性处理数据以针对各个服务或服务组件来控制QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。
本发明能够通过经由相同的RF信号带宽来发送各种广播服务而实现传输灵活性。
本发明能够使用MIMO系统来改进数据传输效率并且增加广播信号的发送/接收的鲁棒性。
根据本发明，能够提供能够甚至利用移动接收设备或在室内环境中无误地接收广播信号的广播信号发送与接收方法和设备。
附图说明
附图被包括以提供对本发明的进一步理解，并且被并入本申请并构成本申请一部分，附图例示了本发明的实施方式，并且与本说明书一起用来说明本发明的原理。附图中：
图1例示了根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务发送广播信号的设备的结构。
图2例示了根据本发明的一个实施方式的输入格式化块。
图3例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。
图4例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。
图5例示了根据本发明的实施方式的BICM块。
图6例示了根据本发明的另一实施方式的BICM块。
图7例示了根据本发明的一个实施方式的帧构建块。
图8例示了根据本发明的实施方式的OFMD生成块。
图9例示了根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务接收广播信号的设备的结构。
图10例示了根据本发明的实施方式的帧结构。
图11例示了根据本发明的实施方式的帧的信令层次结构。
图12例示了根据本发明的实施方式的前导码信令数据。
图13例示了根据本发明的实施方式的PLS1数据。
图14例示了根据本发明的实施方式的PLS2数据。
图15例示了根据本发明的另一实施方式的PLS2数据。
图16例示了根据本发明的实施方式的帧的逻辑结构。
图17例示了根据本发明的实施方式的PLS映射。
图18例示了根据本发明的实施方式的EAC映射。
图19例示了根据本发明的实施方式的FIC映射。
图20例示了根据本发明的实施方式的DP的类型。
图21例示了根据本发明的实施方式的DP映射。
图22例示了根据本发明的实施方式的FEC结构。
图23例示了根据本发明的实施方式的比特交织。
图24例示了根据本发明的实施方式的单元字解复用。
图25例示了根据本发明的实施方式的时间交织。
图26例示了根据本发明的实施方式的MIMO编码块图。
图27示出了根据本发明的一个实施方式的MIMO编码方案。
图28是示出了根据本发明的一个实施方式的根据非均匀QAM的I侧或Q侧的PAM网格的图。
图29是示出了根据本发明的一个实施方式的当PH-eSM PI方法应用于映射到非均匀64QAM的符号时的MIMO编码输入/输出的图。
图30是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
图31是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
图32是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
图33是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
图34是示出了根据本发明的QAM-16的实施方式的图。
图35是示出了根据本发明的针对5/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图36是示出了根据本发明的针对6/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图37是示出了根据本发明的针对7/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图38是示出了根据本发明的针对8/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图39是示出了根据本发明的针对9/15码率和10/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图40是示出了根据本发明的针对11/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图41是示出了根据本发明的针对12/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图42是示出了根据本发明的针对13/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
图43是根据本发明的实施方式的发送广播信号的方法。
图44是根据本发明的实施方式的接收广播信号的方法。
具体实施方式
现在将详细地参照本发明的优选实施方式，其示例被例示在附图中。将参照附图在下面给出的详细描述旨在说明本发明的示例性实施方式，而不是旨在示出能够根据本发明被实现的仅有实施方式。以下详细描述包括特定细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域技术人员而言将显而易见的是，可以在没有这样的特定细节的情况下实践本发明。
尽管已经从本领域广泛使用的通用术语中选择了本发明中使用的大多数术语，但是一些术语已经由本申请人任意地选择并且根据需要在以下描述中详细地说明它们的意义。因此，应该基于术语的预定意义而不是它们的简单名称或意义来理解本发明。
本发明提供了用于发送和为了未来广播服务接收广播信号的设备和方法。根据本发明的实施方式的未来广播服务包括地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。根据一个实施方式，本发明可以通过非MIMO(多输入多输出)或MIMO为了未来广播服务而处理广播信号。根据本发明的实施方式的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)方案、SISO(单输入单输出)方案等。
虽然为了描述的方便MISO或MIMO在下文中使用两个天线，但是本发明适用于使用两个或更多个天线的系统。
本发明可以定义三个物理层(PL)应用配置-基础应用配置、手持应用配置和高级应用配置-各自被优化来在获得特定用例所需要的性能的同时使接收机复杂性最小化。物理层(PHY)应用配置是对应接收机应该实现的所有配置的子集。
三个PHY应用配置共享功能块的大部分但是在特定块和/或参数方面稍微不同。能够将来定义附加的PHY应用配置。对于系统演进，未来应用配置还能够通过未来扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有应用配置复用。下面描述了各个PHY应用配置的细节。
1.基础应用配置
基础应用配置表示针对通常连接至屋顶天线的固定接收装置的主要用例。基础应用配置还包括能够被传输到一地方但是属于相对稳定的接收类别的便携式装置。能够通过一些改进的实施方式将基础应用配置的使用扩展到手持装置或甚至车载装置，但是那些用例不是基础应用配置接收机操作所期望的。
接收的目标SNR范围是从大约10dB到20dB，这包括现有广播系统(例如ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收机复杂性和功耗不像在将使用手持应用配置的电池操作的手持装置中一样关键。在下表1中列举了针对基础应用配置的关键系统参数。
表1
[表1]
LDPC码字长度 16K、64K个比特
星座大小 4～10bpcu(每信道使用比特)
时间解交织存储器大小 ≤219个数据单元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K、32K个点
2.手持应用配置
手持应用配置被设计用于在利用电池电力操作的手持装置和车载装置中使用。这些装置可能正以行人或车辆速度移动。功耗以及接收机复杂性对于手持应用配置的装置的实现来说是非常重要的。手持应用配置的目标SNR范围是大约0dB至10dB，但是能够被配置为当意在供更深室内接收使用时达到0dB以下。
除低SNR能力之外，对由接收机移动性引起的多普勒效应的恢复能力是手持应用配置的最重要性能属性。下表2中列举了针对手持应用配置的关键系统参数。
表2
[表2]
LDPC码字长度 16K个比特
星座大小 2～8bpcu
时间解交织存储器大小 ≤218个数据单元
导频图案 用于移动接收和室内接收的导频图案
FFT大小 8K、16K个点
3.高级应用配置
高级应用配置以更大实现复杂性为代价提供最高信道容量。这个应用配置需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是为此具体地设计了这个应用配置的目标用例。增量容量还能够被用来在给定带宽中允许增加服务的数量，例如，多个SDTV或HDTV服务。
高级应用配置的目标SNR范围是大约20dB至30dB。MIMO发送最初可以使用现有的椭圆极化发送设备，同时在将来扩展到全功率交叉极化发送。下表3中列举了针对高级应用配置的关键系统参数。
表3
[表3]
LDPC码字长度 16K、64K个比特
星座大小 8～12bpcu
时间解交织存储器大小 ≤219个数据单元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K、32K个点
图1例示了根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务发送广播信号的设备的结构。
根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务发送广播信号的设备能够包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码与调制)块1010、帧结构块1020、OFDM(正交频分复用)生成块1030和信令生成块1040。将给出用于发送广播信号的设备的各个模块的操作的描述。
IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它流类型作为通用流被处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入来控制针对各个输入流的对应带宽的调度和分配。同时允许一个或多个TS流、IP流和/或通用流输入。
输入格式化块1000能够将各个输入流解复用成一个或多个数据管道，其中的每一个都施加有独立的编码和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒性控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或多个服务或服务组件能够由单个DP承载。将稍后描述输入格式化块1000的操作的细节。
数据管道是在物理层中承载服务数据或相关元数据的逻辑信道，所述服务数据或相关元数据可以承载一个或多个服务或服务组件。
并且，数据管道单位：用于在帧中向DP分配数据单元的基本单位。
在BICM块1010中，奇偶数据被添加用于错误校正并且经编码的比特流被映射到复值星座符号。这些符号跨越被用于对应DP的特定交织深度被交织。对于高级应用配置，在BICM块1010中执行MIMO编码并且在用于MIMO发送的输出端处添加附加的数据路径。将稍后描述BICM块1010的操作的细节。
帧构建块1020能够将输入DP的数据单元映射成帧内的OFDM符号。在映射之后，频率交织被用于频域分集，尤其用来与频率选择性衰落信道对抗。将稍后描述帧构建块1020的操作的细节。
在各个帧开始处插入前导码之后，OFDM生成块1030能够应用具有作为保护间隔的循环前缀的常规OFDM调制。对于天线空间分集，跨越发射机应用分布式MISO方案。另外，在时域中执行峰均功率降低(PAPR)方案。对于灵活的网络规划，这个提议提供了各种FFT大小、保护间隔长度和对应的导航模式的集合。将稍后描述OFDM生成块1030的操作的细节。
信令生成块1040能够创建用于各个功能块的操作的物理层信令信息。还发送这个信令信息，使得所关注服务在接收机侧被适当地恢复。将稍后描述信令生成块1040的操作的细节。
图2、图3和图4例示了根据本发明的实施方式的输入格式化块1000。将给出各个图的描述。
图2例示了根据本发明的一个实施方式的输入格式化块1000。图2示出了当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。
图2所例示的输入格式化块对应于参照图1所描述的输入格式化块1000的实施方式。
到物理层的输入可以由一个或多个数据流组成。各个数据流由一个DP承载。模式自适应模块把传入数据流切成基带帧(BBF)的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、网际协议(IP)流和通用流(GS)。MPEG2-TS特征是固定长度(188字节)分组，其中第一字节为同步字节(0x47)。IP流由如在IP分组报头内发信号通知的可变长度IP数据报分组组成。对于IP流，系统支持IPv4和IPv6这二者。GS可以由在封装分组报头内发信号通知的可变长度分组或恒定长度分组组成。
(a)示出了用于信号DP的模式自适应块2000和流自适应2010并且(b)示出了PLS生成块2020以及用于生成和处理PLS数据的PLS加扰器2030。将给出各个块的操作的描述。
输入流分离器将输入TS流、IP流、GS流分成多个服务或服务组件(音频、视频等)流。模式自适应模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧分片器和BB帧报头插入块组成。
CRC编码器提供了用于在用户分组(UP)级别下差错检测的三种CRC编码，即CRC-8、CRC-16和CRC-32。经计算的CRC字节被附加在UP之后。CRC-8被用于TS流而CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则应该应用所提出的CRC编码。
BB帧分片器将输入映射成内部逻辑比特格式。首先接收到的比特被定义为MSB。BB帧分片器分配等于可用数据字段容量的许多输入比特。为了分配等于BBF有效负荷的许多输入比特，把UP分组流分片以适合BBF的数据字段。
BB帧报头插入块能够插入被插入在BB帧前面的2个字节的固定长度BBF报头。BBF报头由STUFFI(1个比特)、SYNCD(13个比特)和RFU(2个比特)组成。除固定2字节BBF报头之外，BBF能够在2字节BBF报头结尾具有扩展字段(1或3个字节)。
流自适应2010由填充插入块和BB加扰器组成。
填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效负荷中。如果到流自适应的输入数据足以填充BB帧，则STUFFI被设定为“0”并且BBF没有填充字段。否则STUFFI被设定为“1”并且紧接BBF报头之后插入填充字段。填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。
BB加扰器对完整BBF进行加扰以得到能量扩散。加扰序列与BBF同步。加扰序列由反馈移位寄存器生成。
PLS生成块2020能够生成物理层信令(PLS)数据。PLS给接收机提供用于访问物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据构成。
PLS1数据是在具有固定大小、编码和调制的帧中的FSS符号中承载的PLS数据的第一集合，所述FSS符号承载关于系统的基本信息以及对PLS2数据进行解码所需的参数。PLS1数据提供包括使得能实现PLS2数据的接收和解码所需要的参数的基本传输参数。并且，PLS1数据保持不变达帧组的持续时间。
PLS2数据是在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，所述FSS符号承载关于系统和DP的更详细的PLS数据。PLS2包含提供用于接收机对所期望的DP进行解码的足够信息的参数。PLS2信令还由两种参数(PLS2静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据))构成。PLS2静态数据是保持静态达帧组的持续时间的PLS2数据并且PLS2动态数据是可以逐帧动态地改变的PLS2数据。
将稍后描述PLS数据的细节。
PLS加扰器2030能够对所生成的PLS数据进行加扰以得到能量扩散。
可以省略或者用具有类似或相同的功能的块代替以上描述的块。
图3例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。
图3所例示的输入格式化块对应于参照图1所描述的输入格式化块1000的实施方式。
图3示出了当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化块的模式自适应块。
用于处理多个输入流的输入格式化块的模式自适应块能够独立地处理多个输入流。
参照图3，用于分别处理多个输入流的模式自适应块能够包括输入流分离器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧分片器3060和BB报头插入块3070。将给出模式自适应块的各个块的描述。
CRC编码器3050、BB帧分片器3060和BB报头插入块的操作对应于参照图2所描述的CRC编码器、BB帧分片器和BB报头插入块的那些操作，进而省略了其描述。
输入流分离器3000能够将输入TS流、IP流、GS流分成多个服务或服务组件(音频、视频等)流。
输入流同步器3010可以被称为ISSY。ISSY能够提供适合的手段来对于任何输入数据格式保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。ISSY总是被用于承载TS的多个DP的情况，并且可选地用于承载GS流的多个DP。
补偿延迟块3020能够是紧跟ISSY信息的插入之后的分离TS分组流延迟，以在接收机中无需附加存储器的情况下允许TS分组重新组合机制。
空分组删除块3030被仅用于TS输入流情况。一些TS输入流或分离TS流可以让大量的空分组存在以便在CBR TS流中容纳VBR(可变比特率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，能够标识并且不发送空分组。在接收机中，能够通过参照被插入在传输中的删除空分组(DNP)计数器来将去除的空分组重新插入在它们原先所在的确切地方，从而保证恒定比特率并且避免对于时间戳(PCR)更新的需要。
报头压缩块3040能够提供用于针对TS输入流或IP输入流增加传输效率的分组报头压缩。因为接收机能够具有关于报头的特定部分的先验信息，所以能够在发射机中删除这个已知信息。
对于传输流，接收机有关于同步字节配置(0x47)和分组长度(188字节)的先验信息。如果输入TS流承载具有仅一个PID的内容，即，对于仅一个服务组件(视频、音频等)或服务子组件(SVC基层、SVC增强层、MVC基础视图或MVC相关视图)，能够(可选地)对传输流应用TS分组报头压缩。如果输入流是IP流，则可选地使用IP分组报头压缩。
可以省略或者用具有类似或相同的功能的块代替以上描述的块。
图4例示了根据本发明的另一实施方式的输入格式化块。
图4所例示的输入格式化块对应于参照图1所描述的输入格式化块1000的实施方式。
图4例示了当输入信号对应于多个输入流时的输入格式化模块的流自适应块。
参照图4，用于分别处理多个输入流的模式自适应块能够包括调度器4000、1帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB帧加扰器4040、PLS生成块4050和PLS加扰器4060。将给出流自适应块的各个块的描述。
填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS生成块4050和PLS加扰器4060的操作对应于参照图2所描述的填充插入块、BB加扰器、PLS生成块和PLS加扰器的那些操作，进而省略了其描述。
调度器4000能够根据各个DP的FECBLOCK的量确定跨越整个帧的总体单元分配。包括针对PLS、EAC和FIC的分配，调度器生成PLS2-DYN数据的值，其在帧的FSS中作为带内信令或PLS单元被发送。将稍后描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。
1帧延迟块4010能够使输入数据延迟一个传输帧，使得能够通过要插入到DP中的用于带内信令信息的当前帧来发送关于下一个帧的调度信息。
带内信令4030能够将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。
可以省略或者用具有类似或相同的功能的块代替以上描述的块。
图5例示了根据本发明的实施方式的BICM块。
图5所例示的BICM块对应于参照图1所描述的BICM块1010的实施方式。
如上所述，根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务发送广播信号的设备能够提供地面广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。
因为QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务发送广播信号的设备提供的服务的特性，所以需要通过不同的方案来处理与相应的服务对应的数据。因此，根据本发明的实施方式的BICM块能够通过对与数据路径分别对应的数据管道独立地应用SISO方案、MISO方案和MIMO方案来独立地处理向其输入的DP。因此，根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务发送广播信号的设备能够针对通过各个DP发送的各个服务或服务组件控制QoS。
(a)示出了由基础应用配置和手持应用配置共享的BICM块并且(b)示出了高级应用配置的BICM块。
由基础应用配置和手持应用配置共享的BICM块和高级应用配置的BICM块能够包括用于处理各个DP的多于一个处理块。
将给出用于基础应用配置和手持应用配置的BICM块以及用于高级应用配置的BICM块的各个处理块的描述。
用于基础应用配置和手持应用配置的BICM块的处理块5000能够包括数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。
数据FEC编码器5010能够对输入BBF执行FEC编码以使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)来生成FECBLOCK过程。外编码(BCH)是可选的编码方法。将稍后描述数据FEC编码器5010的操作的细节。
比特交织器5020能够交织数据FEC编码器5010的输出以在提供高效地可实现的结构的同时利用LDPC码和调制方案的组合来实现优化性能。将稍后描述比特交织器5020的操作的细节。
星座映射器5030能够使用QPSK、QAM-16、非均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)或非均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)对来自基础应用配置和手持应用配置中的比特交织器5020的各个单元字或来自高级应用配置中的单元字解复用器5010-1的单元字进行调制以给出功率归一化的星座点el。这个星座映射被仅用于DP。观察到QAM-16和NUQ是方形的，然而NUC具有任意形状。当各个星座旋转了90度的任何倍数时，已旋转星座与它原先的星座确切地交叠。这个“旋转感觉”对称属性使实分量和虚分量的能力和平均功率变得彼此相等。NUQ和NUC这二者是为每个码率具体地定义的，并且通过PLS2数据中的参数DP_MOD字段发信号通知所使用的特定一个。
SSD编码块5040能够在二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)上对单元进行预编码以在困难的衰落条件下增加接收鲁棒性。
时间交织器5050能够在DP级别下操作。可以为各个DP不同地设定时间交织(TI)的参数。将稍后描述时间交织器5050的操作的细节。
用于高级应用配置的BICM块的处理块5000-1能够包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器和时间交织器。然而，处理块5000-1与处理块5000区分开还包括单元字解复用器5010-1和MIMO编码块5020-1。
并且，处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器和时间交织器的操作对应于所描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030和时间交织器5050的那些操作，进而省略了其描述。
单元字解复用器5010-1被用于高级应用配置的DP，以将单个单元字流划分成用于MIMO处理的双单元字流。将稍后描述单元字解复用器5010-1的操作的细节。
MIMO编码块5020-1能够使用MIMO编码方案来处理单元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案被优化用于广播信号传输。MIMO技术是用于得到容量增加的有前途的方式但是它取决于信道特性。尤其对于广播来说，信道的强LOS分量或由不同的信号传播特性引起的两个天线之间的接收信号功率的差使得难以从MIMO得到容量增益。所提出的MIMO编码方案使用MIMO输出信号中的一个的基于旋转的预编码和相位随机化来克服这个问题。
MIMO编码意在供在发射机和接收机这二者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统使用。在这个提议中定义了两个MIMO编码模式；全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收机侧的相对较小的复杂性增加提供容量增加，然而FRFD-SM编码以在接收机侧的大复杂性增加提供容量增加和附加的分集增益。所提出的MIMO编码方案对天线极性配置没有限制。
MIMO处理是高级应用配置帧所需要的，这意味着高级应用配置帧中的所有DP由MIMO编码器处理。在DP级别下应用MIMO处理。星座映射器输出NUQ的对(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码的输入端。成对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)是通过它们相应的Tx天线的同一载波k和OFDM符号1发送的。
可以省略或者用具有类似或相同的功能的块代替以上描述的块。
图6例示了根据本发明的另一实施方式的BICM块。
图6所例示的BICM块对应于参照图1所描述的BICM块1010的实施方式。
图6例示了用于保护物理层信令(PLS)、紧急警报信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的一部分，并且FIC是承载服务与对应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。将稍后描述EAC和FIC的细节。
参照图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块能够包括PLS FEC编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。
并且，PLS FEC编码器6000能够包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶打孔块。将给出BICM块的各个块的描述。
PLS FEC编码器6000能够对经加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC段进行编码。
加扰器能够在BCH编码和缩短且打孔的LDPC编码之前对PLS1数据和PLS2数据进行加扰。
BCH编码/零插入块能够使用用于PLS保护的缩短BCH码来对经加扰的PLS 1/2数据执行外编码并且在BCH编码之后插入零比特。对于仅PLS1数据，可以在LDPC编码之前置换零插入的输出比特。
LDPC编码块能够使用LDPC码来对BCH编码/零插入块的输出进行编码。为了生成完整的编码块Cldpc，奇偶比特Pldpc是根据各个零插入PLS信息块Ildpc系统地编码的并且附加在它之后。
[数学图1]
用于PLS1和PLS2的LDPC码参数如下表4。
表4
[表4]
LDPC奇偶打孔块能够对PLS1数据和PLS2数据执行打孔。
当对PLS1数据保护应用缩短时，一些LDPC奇偶比特是在LDPC编码之后打孔的。并且，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC奇偶比特是在LDPC编码之后打孔的。这些打孔比特未被发送。
比特交织器6010能够交织各个缩短且打孔的PLS1数据和PLS2数据。
星座映射器6020能够将经比特交织的PLS1数据和PLS2数据映射到星座上。
时间交织器6030能够交织经映射的PLS1数据和PLS2数据。
可以省略或者用具有类似或相同的功能的块代替以上描述的块。
图7例示了根据本发明的一个实施方式的帧构建块。
图7所例示的帧构建块对应于参照图1所描述的帧构建块1020的实施方式。
参照图7，帧构建块能够包括延迟补偿块7000、单元映射器7010和频率交织器7020。将给出帧构建块的各个块的描述。
延迟补偿块7000能够调整数据管道与所对应的PLS数据之间的定时以确保它们在发射机端被协同定时。PLS数据被延迟了相同量，因为数据管道是通过解决由输入格式化块和BICM块引起的数据管道的延迟的。BICM块的延迟主要是由于时间交织器而导致的。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们在要发信号通知的DP前面承载一个帧。延迟补偿块相应地使带内信令数据延迟。
单元映射器7010能够将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和虚设单元映射成帧中的OFDM符号的有效载波。将稍后描述帧的细节。
频率交织器7020能够随机地交织从单元映射器7010接收到的数据单元以提供频率分集。并且，频率交织器7020能够使用不同的交织种子顺序对由两个顺序OFDM符号组成的完全OFDM符号对起作用以在单个帧中得到最大交织增益。将稍后描述频率交织器7020的操作的细节。
可以省略或者用具有类似或相同的功能的块代替以上描述的块。
图8例示了根据本发明的实施方式的OFMD生成块。
图8所例示的OFMD生成块对应于参照图1所描述的OFMD生成块1030的实施方式。
OFDM生成块通过由帧构建块产生的单元来对OFDM载波进行调制，插入导频，并且产生时域信号以用于发送。并且，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)降低处理以产生最终RF信号。
参照图8，帧构建块能够包括导频与保留音插入块8000、2D-eSFN编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR降低块8030、保护间隔插入块8040、前导码插入块8050、其它系统插入块8060和DAC块8070。将给出帧构建块的各个块的描述。
导频与保留音插入块8000能够插入导频和保留音。
OFDM符号内的各种单元利用具有在接收机中先验知道的发送的值的、被称为导频的基准信息加以调制。导频单元的信息由分散导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。各个导频根据导频类型和导频图案以特定增强功率电平发送。导频信息的值是从基准序列得到的，所述基准序列是值的系列，各个发送载波的值在任何给定符号上。导频能够被用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和发送模式标识，并且还能够被用来跟随相位噪声。
从基准序列取得的基准信息在除帧的前导码、FSS和FES之外的每个符号中的分散导频单元中发送。连续导频被插入在帧的每个符号中。连续导频的数量和位置取决于FFT大小和分散导频图案这二者。边缘载波是除前导码符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插直到频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS中并且FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直到帧的边缘。
根据本发明的实施方式的系统支持SFN网络，其中分布式MISO方案被可选地用来支持非常鲁棒的发送模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，所述多个TX天线中的每一个位于在SFN网络中的不同发射机站点中。
2D-eSFN编码块8010能够处理2D-eSFN处理以使从多个发射机发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间分集和频率分集这二者。因此，能够减轻在长时间内由于低平坦衰落或深度衰落而导致的突发错误。
IFFT块8020能够使用OFDM调制方案对来自2D-eSFN编码块8010的输出进行调制。在数据符号中尚未被指定为导频(或为保留音)的任何单元承载来自频率交织器的数据单元中的一个。单元被映射到OFDM载波。
PAPR降低块8030能够在时域中使用各种PAPR降低算法来对输入信号执行PAPR降低。
保护间隔插入块8040能够插入保护间隔并且前导码插入块8050能够在信号前面插入前导码。将稍后描述前导码的结构的细节。其它系统插入块8060能够在时域中对多个广播发送/接收系统的信号进行复用，使得能够在相同的RF信号带宽中同时发送提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指代提供不同的广播服务的系统。不同的广播服务可以指代地面广播服务、移动广播服务等。能够通过不同的帧发送与相应的广播服务有关的数据。
DAC块8070能够将输入数字信号转换成模拟信号并且输出该模拟信号。能够根据物理层应用配置通过多个输出天线来发送从DAC块7800输出的信号。根据本发明的实施方式的Tx天线能够具有垂直极性或水平极性。
可以根据设计省略或者用具有类似或相同的功能的块代替以上描述的块。
图9例示了根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务接收广播信号的设备的结构。
根据本发明的实施方式的用于为了未来广播服务接收广播信号的设备能够对应于参照图1所描述的用于为了未来广播服务发送广播信号的设备。
根据本发明的实施例的用于为了未来广播服务接收广播信号的设备能够包括同步与解调模块9000、帧解析模块9010、解映射与解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号的设备的各个模块的操作的描述。
同步与解调模块9000能够通过m个Rx天线来接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备对应的系统执行信号检测和同步并且执行与由用于发送广播信号的设备执行的过程的逆过程对应的解调。
帧解析模块9100能够解析输入信号帧并且提取用来发送由用户选择的服务的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9100能够执行与交织的逆过程对应的解交织。在这种情况下，能够通过对从信令解码模块9400输出的数据进行解码来获得需要被提取的信号和数据的位置以恢复由用于发送广播信号的设备生成的调度信息。
解映射与解码模块9200能够将输入信号转换成比特域数据并且然后必要时对该比特域数据进行解交织。解映射与解码模块9200能够对于为了传输效率应用的映射执行解映射并且校正通过解码在发送信道上生成的错误。在这种情况下，解映射与解码模块9200能够通过对从信令解码模块9400输出的数据进行解码而获得解映射和解码所必需的传输参数。
输出处理器9300能够执行由用于发送广播信号的设备应用的各种压缩/信号处理过程的逆过程以改进传输效率。在这种情况下，输出处理器9300能够从由信令解码模块9400输出的数据获取必要的控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到用于发送广播信号的设备的信号并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或v6)和通用流。
信令解码模块9400能够从由同步与解调模块9000解调的信号获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9100、解映射与解调模块9200和输出处理器9300能够使用从信令解码模块9400输出的数据来执行其功能。
图10例示了根据本发明的实施方式的帧结构。
图10示出了超帧中的帧类型和FRU的示例配置。(a)示出了根据本发明的实施方式的超帧，(b)示出了根据本发明的实施方式的FRU(帧接收单元)，(c)示出了FRU中的可变PHY应用配置的帧并且(d)示出了帧的结构。
超帧可以由八个FRU组成。FRU是帧的用于TDM的基本复用单元，并且在超帧中重复八次。
FRU中的各个帧属于PHY应用配置(基础、手持、高级)或FEF中的一个。FRU中的帧的最大容许数量是四并且给定PHY应用配置能够在FRU中出现从零次到四次的任何次数(例如，基础、基础、手持、高级)。视需要，能够在前导码中使用PHY_PROFILE的保留值来扩展PHY应用配置定义。
FEF部分如果被包括则被插入在FRU结尾。当FEF被包括在FRU中时，FEF的最小数量在超帧中为8。不推荐FEF部分彼此相邻。
还将一个帧划分成许多OFDM符号和前导码。如(d)所示，帧包括前导码、一个或更多个信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号(FES)。
前导码是使得能实现快速Futurecast UTB系统信号检测并且为信号的高效发送和接收提供一组基本传输参数的特殊符号。将稍后描述前导码的详细描述。
FSS的主要的目的在于承载PLS数据。为了快速同步和信道估计，并且因此为了PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更密集的导频图案。FES具有与FSS确切相同的导频，这对于紧接在FES之前的符号在没有外插的情况下使得能实现FES内的仅频率内插和时间内插。
图11例示了根据本发明的实施方式的帧的信令层次结构。
图11例示的信令层次结构被分成三个主要部分：前导码信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由每个帧中的前导码符号承载的前导码的目的在于指示该帧的发送类型和基本传输参数。PLS1使得接收机能够对PLS2数据进行访问和解码，所述PLS2数据包含用于访问所关注DP的参数。PLS2被承载在每个帧中并且分成两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，PLS2数据的静态部分和动态部分后面是填充符。
图12例示了根据本发明的实施方式的前导码信令数据。
前导码信令数据承载信息的使得接收机能够访问PLS数据并且跟踪帧结构内的DP所需的21个比特。前导码信令数据的细节如下：
PHY_PROFILE：这个3比特字段指示当前帧的PHY应用配置类型。下表5中给出了不同的PHY应用配置类型的映射。
表5
[表5]
值 PHY应用配置
000 基础应用配置
001 手持应用配置
010 高级应用配置
011～110 保留
111 FEF
FFT_SIZE：这个2比特字段指示帧组内的当前帧的FFT大小，如下表6中所描述的。
表6
[表6]
值 FFT大小
00 8K FFT
01 16K FFT
10 32K FFT
11 保留
GI_FRACTION：这个3比特字段指示当前超帧中的保护间隔部分值，如下表7中所描述的。
表7
[表7]
值 GI_FRACTION：
000 1/5
001 1/10
010 1/20
011 1/40
100 1/80
101 1/160
110～111 保留
EAC_FLAG：这个1比特字段指示是否在当前帧中提供了EAC。如果这个字段被设定为‘1’，则在当前帧中提供了紧急警报服务(EAS)。如果这个字段被设定为‘0’，则在当前帧中未承载EAS。能够在超帧内动态地切换这个字段。
PILOT_MODE：这个1比特字段指示导频模式对于当前帧组中的当前帧来说是移动模式还是固定模式。如果这个字段被设定为‘0’，则使用了移动导频模式。如果这个字段被设定为‘1’，则使用了固定导频模式。
PAPR_FLAG：这个1比特字段指示PAPR降低是否被用于当前帧组中的当前帧。如果这个字段被设定为值‘1’，则音保留被用于PAPR降低。如果这个字段被设定为‘0’，则未使用PAPR降低。
FRU_CONFIGURE：这个3比特字段指示存在于当前超帧中的帧接收单元(FRU)的PHY应用配置类型配置。在当前超帧中的所有前导码中的这个字段中定义了当前超帧中传达的所有应用配置类型。3比特字段对于各个应用配置具有不同的定义，如下表8所示。
表8
[表8]
RESERVED：这个7比特字段被保留用于未来使用。
图13例示了根据本发明的实施方式的PLS1数据。
PLS1数据提供包括使得能实现PLS2的接收和解码所需要的参数的基本传输参数。如以上提到的，PLS1数据保持不变达一个帧组的整个持续时间。PLS1的信令字段的详细定义如下：
PREAMBLE_DATA：这个20比特字段是排除EAC_FLAG的前导码信令数据的拷贝。
NUM_FRAME_FRU：这个2比特字段指示每FRU帧的数量。
PAYLOAD_TYPE：这个3比特字段指示在帧组中承载的有效负荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE是如表9所示出的那样发信号通知的。
表9
[表9]
值 有效负荷类型
1XX 发送TS流
X1X 发送IP流
XX1 发送GS流
NUM_FSS：这个2比特字段指示当前帧中的FSS符号的数量。
SYSTEM_VERSION：这个8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分成两个4比特字段，其是主版本和次版本。
主版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四个比特指示主版本信息。主版本字段的改变指示非向后兼容的改变。缺省值是‘0000’。对于这个标准中描述的版本，该值被设定为‘0000’。
次版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四个比特指示次版本信息。次版本字段的改变是向后兼容的。
CELL_ID：这个是唯一地标识ATSC网络中的地理单元的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数量，ATSC单元覆盖范围区域可以由一个或更多个频率构成。如果CELL_ID的值不是已知的或未指定的，则这个比特被设定为‘0’。
NETWORK_ID：这个是唯一地标识当前ATSC网络的16比特字段。
SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地标识ATSC网络内的Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是其输入为一个或更多个输入流(TS、IP、GS)并且其输出为RF信号的地面广播系统。若有的话，Futurecast UTB系统承载一个或更多个PHY应用配置和FEF。同一Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流并且在不同的地理区域中使用不同的RF频率，从而允许本地服务插入。帧结构和调度在一个地方中被控制并且对于Futurecast UTB系统内的所有传输来说相同。一个或更多个Futurecast UTB系统可以具有意味着它们全部具有相同的物理层结构和配置的相同的SYSTEM_ID。
以下循环由被用来指示各个帧类型的FRU配置和长度的FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_GI_FRACTION和RESERVED构成。循环大小是固定的，使得四个PHY应用配置(包括FEF)是在FRU内发信号通知的。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未用字段用零填充。
FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段指示关联FRU的第(i+1)个(i是循环索引)帧的PHY应用配置类型。这个字段使用如表8所示的相同信令格式。
FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段指示关联FRU的第(i+1)帧的长度。使用FRU_FRAME_LENGTH以及FRU_GI_FRACTION，能够获得帧持续时间的确切值。
FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段指示关联FRU的第(i+1)帧的保护间隔部分值。FRU_GI_FRACTION是根据表7发信号通知的。
RESERVED：这个4比特字段被保留用于未来使用。
以下字段提供了用于对PLS2数据进行解码的参数。
PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段指示由PLS2保护使用的FEC类型。FEC类型是根据表10发信号通知的。将稍后描述LDPC码的细节。
表10
[表10]
内容 PLS2FEC类型
00 4K-1/4和7K-3/10LDPC码
01～11 保留
PLS2_MOD：这个3比特字段指示由PLS2使用的调制类型。调制类型是根据表11发信号通知的。
表11
[表11]
值 PLS2_MODE
000 BPSK
001 QPSK
010 QAM-16
011 NUQ-64
100～111 保留
PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段指示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组中承载的PLS2的完全编码块的合集的大小(被指定为QAM单元的数量)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段指示用于当前帧组的PLS2-STAT的比特大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段指示用于当前帧组的PLS2-DYN的比特大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_REP_FLAG：这个1比特字段指示是否在当前帧组中使用了PLS2重复模式。当这个字段被设定为值‘1’时，激活了PLS2重复模式。当这个字段被设定为值‘0’时，去激活了PLS2重复模式。
PLS2_REP_SIZE_CELL：这个15比特字段指示Ctotal_partial_block，当使用了PLS2重复时用于在当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的合集的大小(被指定为QAM单元的数量)。如果未使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段指示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型是根据表10发信号通知的。
PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段指示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型是根据表11发信号通知的。
PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特字段指示是否在下一个帧组中使用了PLS2重复模式。当这个字段被设定为值‘1’时，激活了PLS2重复模式。当这个字段被设定为值‘0’时，去激活了PLS2重复模式。
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：这个15比特字段指示Ctotal_full_block，当使用了PLS2重复时用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的完全编码块的合集的大小(被指定为QAM单元的数量)。如果在下一个帧组中未使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段指示用于下一个帧组的PLS2-STAT的比特大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段指示用于下一个帧组的PLS2-DYN的比特大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_AP_MODE：这个2比特字段指示是否在当前帧组中为PLS2提供了附加奇偶性。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。下表12给出了这个字段的值。当这个字段被设定为‘00’时，附加奇偶性在当前帧组中未被用于PLS2。
表12
[表12]
值 PLS2-AP模式
00 未提供AP
01 AP1模式
10～11 保留
PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段指示PLS2的附加奇偶比特的大小(被指定为QAM单元的数量)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段指示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供了附加奇偶性。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义了这个字段的值。
PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段指示下一个帧组的每个帧中的PLS2的附加奇偶比特的大小(被指定为QAM单元的数量)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
RESERVED：这个32比特字段被保留用于未来使用。
CRC_32：32比特差错检测码，其被应用于整个PLS1信令。
图14例示了根据本发明的实施方式的PLS2数据。
图14例示了PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，然而PLS2-DYN数据提供对于当前帧来说特定的信息。
PLS2-STAT数据的字段的细节如下：
FIC_FLAG：这个1比特字段指示是否在当前帧组中使用了FIC。如果这个字段被设定为‘1’，则在当前帧中提供了FIC。如果这个字段被设定为‘0’，则在当前帧中未承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
AUX_FLAG：这个1比特字段指示是否在当前帧组中使用了辅助流。如果这个字段被设定为‘1’，则在当前帧中提供了辅助流。如果这个字段被设定为‘0’，则在当前帧中未承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
NUM_DP：这个6比特字段指示在当前帧内承载的DP的数量。这个字段的值从1到64变动，并且DP的数量是NUM_DP+1。
DP_ID：这个6比特字段唯一地标识PHY应用配置内的DP。
DP_TYPE：这个3比特字段指示DP的类型。这个是根据下表13发信号通知的。
表13
[表13]
值 DP类型
000 DP类型1
001 DP类型2
010～111 保留
DP_GROUP_ID：这个8比特字段标识当前DP与其相关联的DP组。这能够由接收机用来访问与特定服务相关联的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。
BASE_DP_ID：这个6比特字段指示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID指示的DP可以是承载服务信令数据以及服务数据的普通DP或仅承载服务信令数据的专用DP
DP_FEC_TYPE：这个2比特字段指示由关联DP使用的FEC类型。FEC类型是根据下表14发信号通知的。
表14
[表14]
值 FEC_TYPE
00 16K LDPC
01 64K LDPC
10～11 保留
DP_COD：这个4比特字段指示由关联DP使用的码率。码率是根据下表15发信号通知的。
表15
[表15]
值 码率
0000 5/15
0001 6/15
0010 7/15
0011 8/15
0100 9/15
0101 10/15
0110 11/15
0111 12/15
1000 13/15
1001～1111 保留
DP_MOD：这个4比特字段指示由关联DP使用的调制。调制是根据下表16发信号通知的。
表16
[表16]
值 调制
0000 QPSK
0001 QAM-16
0010 NUQ-64
0011 NUQ-256
0100 NUQ-1024
0101 NUC-16
0110 NUC-64
0111 NUC-256
1000 NUC-1024
1001～1111 保留
DP_SSD_FLAG：这个1比特字段指示是否在关联DP中使用了SSD模式。如果这个字段被设定为‘1’，则使用了SSD。如果这个字段被设定为‘0’，则未使用SSD。
以下字段只有当PHY_PROFILE等于‘010’才出现，‘010’指示高级配置：
DP_MIMO：这个3比特字段指示哪一种类型的MIMO编码过程应用于关联DP。MIMO编码过程的类型是根据表17发信号通知的。
表17
[表17]
值 MIMO编码
000 FR-SM
001 FRFD-SM
010～111 保留
DP_TI_TYPE：这个1比特字段指示时间交织的类型。值‘0’指示一个TI组对应于一个帧并且包含一个或更多个TI块。值‘1’指示一个TI组被承载在超过一个帧中并且包含仅一个TI块。
DP_TI_LENGTH：这个2比特字段的使用(容许值仅是1、2、4、8)由在DP_TI_TYPE字段内设定的值确定如下：
如果DP_TI_TYPE被设定为值‘1’，则这个字段指示PI(各个TI组被映射到的帧的数量)，并且每个TI组存在一个TI块(NTI＝1)。下表18中定义了具有2比特字段的容许PI值。
如果DP_TI_TYPE被设定为值‘0’，则这个字段指示每TI组的TI块的数量NTI，并且每个帧存在一个TI组(PI＝1)。下表18中定义了具有2比特字段的容许PI值。
表18
[表18]
2比特字段 PI NTI
00 1 1
01 2 2
10 4 3
11 8 4
DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段指示用于关联DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)并且容许值是1、2、4、8(所对应的2比特字段分别是‘00’、‘01’、‘10’或‘11’)。对于未出现在帧组的每帧中的DP，这个字段的值等于连续帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、帧5、帧9、帧13等上，则这个字段被设定为‘4’。对于出现在每个帧中的DP，这个字段被设定为‘1’。
DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器的可用性。如果时间交织未被用于DP，则它被设定为‘1’。然而如果使用了时间交织则它被设定为‘0’。
DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段指示其中发生当前DP的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31变动。
DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段指示针对这个DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与DP_NUM_BLOCKS相同的范围。
DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段指示由给定DP承载的有效负荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE是根据下表19发信号通知的。
表19
[表19]
值 有效负荷类型
00 TS
01 IP
10 GS
11 保留
DP_INBAND_MODE：这个2比特字段指示当前DP是否承载带内信令信息。带内信令类型是根据下表20发信号通知的。
表20
[表20]
值 带内模式
00 未承载带内信令
01 仅承载INBAND-PLS
10 仅承载INBAND-ISSY
11 承载了INBAND-PLS和INBAND-ISSY
DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段指示由给定DP承载的有效负荷的协议类型。当选择了输入有效负荷类型时它是根据下表21发信号通知的。
表21
[表21]
DP_CRC_MODE：这个2比特字段指示是否在输入格式化块中使用了CRC编码。CRC模式是根据下表22发信号通知的。
表22
[表22]
值 CRC模式
00 未使用
01 CRC-8
10 CRC-16
11 CRC-32
DNP_MODE：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(‘00')时由关联DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE是根据下表23发信号通知的。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(‘00’)，则DNP_MODE被设定为值‘00’。
表23
[表23]
值 空分组删除模式
00 未使用
01 DNP-NORMAL
10 DNP-OFFSET
11 保留
ISSY_MODE：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(‘00')时由关联DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE是根据下表24发信号通知的。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(‘00’)，则ISSY_MODE被设定为值‘00’。
表24
[表24]
值 ISSY模式
00 未使用
01 ISSY-UP
10 ISSY-BBF
11 保留
HC_MODE_TS：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(‘00')时由关联DP使用的TS报头压缩模式。HC_MODE_TS是根据下表25发信号通知的。
表25
[表25]
值 报头压缩模式
00 HC_MODE_TS 1
01 HC_MODE_TS 2
10 HC_MODE_TS 3
11 HC_MODE_TS 4
HC_MODE_IP：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为IP(‘01')时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP是根据下表26发信号通知的。
表26
[表26]
值 报头压缩模式
00 无压缩
01 HC_MODE_IP 1
10～11 保留
PID：这个13比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设定为TS(‘00’)并且HC_MODE_TS被设定为‘01’或‘10’时用于TS报头压缩的PID号。
RESERVED：这个8比特字段被保留用于未来使用。
以下字段只有当FIC_FLAG等于‘1’时才出现：
FIC_VERSION：这个8比特字段指示FIC的版本号。
FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段指示FIC的字节长度。
RESERVED：这个8比特字段被保留用于未来使用。
以下字段只有当AUX_FLAG等于‘1’时才出现：
NUM_AUX：这个4比特字段指示辅助流的编号。零意味着不使用辅助流。
AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留用于未来使用。
AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留用于未来使用以便指示当前辅助流的类型。
AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留用于未来使用以便发信号通知辅助流。
图15例示了根据本发明的另一实施方式的PLS2数据。
图15例示了PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间改变，然而字段的大小保持不变。
PLS2-DYN数据的字段的细节如下：
FRAME_INDEX：这个5比特字段指示当前帧在超帧内的帧索引。超帧的第一帧的索引被设定为‘0’。
PLS_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段指示超帧在配置将改变前面的数量。在配置方面具有改变的下一个超帧由在这个字段内发信号通知的值指示。如果这个字段被设定为值‘0000’，则意味着未预见到调度改变：例如，值‘1’指示在下一个超帧中存在改变。
FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段指示超帧在配置(即，FIC的内容)将改变前面的数量。在配置方面具有改变的下一个超帧由在这个字段内发信号通知的值指示。如果这个字段被设定为值‘0000’，则意味着未预见到调度改变：例如，值‘0001’指示在下一个超帧中存在改变。
RESERVED：这个16比特字段被保留用于未来使用。
以下字段出现在遍及NUM_DP的循环中，NUM_DP描述与当前帧中承载的DP相关联的参数。
DP_ID：这个6比特字段唯一地标识PHY应用配置内的DP。
DP_START：这个15比特(或13比特)字段指示使用DPU解决方案的DP中的第一个的起始位置。DP_START字段根据如下表27所示的PHY应用配置和FFT大小具有不同的长度。
表27
[表27]
DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段指示针对当前DP的当前TI组中的FEC块的数量。DP_NUM_BLOCK的值从0到1023变动。
RESERVED：这个8比特字段被保留用于未来使用。
以下字段指示与EAC相关联的FIC参数。
EAC_FLAG：这个1比特字段指示EAC存在于当前帧中。这个比特是与前导码中的EAC_FLAG相同的值。
EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段指示唤醒指示的版本号。
如果EAC_FLAG字段等于‘1’，则为EAC_LENGTH_BYTE字段分配了下面12个比特。如果EAC_FLAG字段等于‘0’，则为EAC_COUNTER分配了下面12个比特。
EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段指示EAC的字节长度。.
EAC_COUNTER：这个12比特字段指示在EAC到达所在的帧之前的帧的数量。
以下字段只有当AUX_FLAG字段等于‘1’时才出现：
AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留用于未来使用以便发信号通知辅助流。这个字段的意义取决于可配置PLS2-STAT中的AUX_STREAM_TYPE的值。
CRC_32：32比特差错检测码，其被应用于整个PLS2。
图16例示了根据本发明的实施方式的帧的逻辑结构。
如以上提到的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和虚设单元被映射成帧中的OFDM符号的有效载波。PLS1和PLS2被首先映射成一个或更多个FSS。在那之后，紧接PLS字段之后映射EAC单元(若有的话)，其次后面是FIC单元(若有的话)。若有的话，其次在PLS或EAC、FIC之后映射DP。类型1DP首先跟随，并且类型2DP其次跟随。将稍后描述DP的类型的细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特殊数据或服务信令数据。一个或多个辅助流(若有的话)紧跟DP之后，所述DP进而后面有虚设单元。按照以上提到的顺序(即PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和虚设数据单元)将它们全部映射在一起确切地填充帧中的单元容量。
图17例示了根据本发明的实施方式的PLS映射。
PLS单元被映射到FSS的有效载波。取决于由PLS占据的单元的数量，一个或更多个符号被指定为FSS，并且FSS的数量NFSS由PLS1中的NUM_FSS发信号通知。FSS是用于承载PLS单元的特殊符号。因为在PLS中鲁棒性和等待时间是关键问题，所以FSS具有在FSS内允许快速同步和仅频率内插的更高密度的导频。
PLS单元按照如图17中的示例所示的自顶向下方式映射到NFSS个FSS的有效载波。按照单元索引的升序从第一FSS的第一单元起首先映射PLS1单元。PLS2单元紧接PLS1的最后单元之后并且映射向下继续直到第一FSS的最后单元索引为止。如果所需PLS单元的总数超过一个FSS的有效载波的数量，则映射进行到下一个FSS并且按照与第一FSS确切相同的方式继续。
在PLS映射完成之后，其次承载了DP。如果EAC、FIC或这二者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS与“普通”DP之间。
图18例示了根据本发明的实施方式的EAC映射。
EAC是用于承载EAS消息的专用信道并且链接至用于EAS的DP。提供了EAS支持但是EAC它本身可以或可能不存在于每个帧中。EAC(若有的话)是紧接PLS2单元之后映射的。EAC未被放在除PLS单元以外的FIC、DP、辅助流或虚设单元中的任一个之前。映射EAC单元的过程与PLS的过程确切相同。
EAC单元是按照如图18中的示例所示的单元索引的升序从PLS2的下一个单元起映射的。取决于EAS消息大小，EAC单元可以占据几个符号，如图18所示。
EAC单元紧接在PLS2的最后单元之后，并且映射向下继续直到最后FSS的最后单元索引为止。如果所需EAC单元的总数超过最后FSS的剩余有效载波的数量，则映射进行到下一个符号并且按照与FSS确切相同的方式继续。用于映射的下一个符号在这种情况下是普通数据符号，该普通数据符号有比FSS更多的有效载波。
在EAC映射完成之后，接着承载了FIC(如果任一个存在的话)。如果未发送FIC(像在PLS2字段中发信号通知的那样)，则DP紧接在EAC的最后单元之后。
图19例示了根据本发明的实施方式的FIC映射。
(a)示出了没有EAC的FIC单元的示例映射并且(b)示出了具有EAC的FIC单元的示例映射。
FIC是用于承载交叉层信息以使得能实现快速服务获取和信道扫描的专用信道。这个信息主要包括DP与各个广播装置的服务之间的信道绑定信息。对于快速扫描，接收机能够对FIC进行解码并且获得诸如广播装置ID、服务数量和BASE_DP_ID的信息。对于快速服务获取，除FIC之外，能够使用BASE_DP_ID来对基础DP进行解码。除它承载的内容以外，基础DP被按照与普通DP相同的方式解码并且映射到帧。因此，对于基础DP不需要附加描述。FIC数据是在管理层中生成和消耗的。FIC数据的内容如管理层规范中所描述的。
FIC数据是可选的并且FIC的使用通过PLS2的静态部分中的FIC_FLAG参数来发信号通知。如果使用了FIC，则FIC_FLAG被设定为‘1’并且在PLS2的静态部分中定义了用于FIC的信令字段。在这个字段中发信号通知的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC的相同的信令参数。FIC数据(若有的话)是紧接PLS2或EAC(若有的话)之后映射的。FIC未被放在任何普通DP、辅助流或虚设单元之前。映射FIC单元的方法与再次与PLS相同的EAC的方法确切相同。
在PLS之后没有EAC的情况下，FIC单元是按照如(a)中的示例所示的单元索引的升序从PLS2的下一个单元起映射的。取决于FIC数据大小，可以遍及几个符号映射FIC单元，如(b)所示。
FIC单元紧接在PLS2的最后单元之后，并且映射向下继续直到最后FSS的最后单元索引为止。如果所需FIC单元的总数超过最后FSS的剩余有效载波的数量，则映射进行到下一个符号并且按照与FSS确切相同的方式继续。用于映射的下一个符号在这种情况下是普通数据符号，该普通数据符号具有比FSS更多的有效载波。
如果在当前帧中发送了EAS消息，则EAC先于FIC，并且FIC单元是按照如(b)所示的单元索引的升序从EAC的下一个单元起映射的。
在FIC映射完成之后，映射了一个或更多个DP，后面是辅助流(若有的话)和虚设单元。
图20例示了根据本发明的实施方式的DP的类型。
(a)示出了类型1DP并且(b)示出了类型2DP。
在映射了在先信道(即，PLS、EAS和FIC)之后，映射了DP的单元。DP根据映射方法被分为两个类型中的一个：
类型1DP：DP由TDM映射
类型2DP：DP由FDM映射
DP的类型由PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段指示。图20例示了类型1DP和类型2DP的映射顺序。首先按照单元索引的升序映射类型1DP，并且然后在达到最后单元索引之后，符号索引增加一。在下一个符号内，继续从p＝0开始按照单元索引的升序映射DP。利用在一个帧中一起映射的许多DP，在时间上对类型1DP中的每一个进行分组，与DP的TDM复用类似。
首先按照符号索引的升序映射类型2DP，并且然后在达到帧的最后OFDM符号之后，单元索引增加一并且符号索引滚回到第一可用符号并且然后从该符号索引增加。在一个帧中一起映射许多DP之后，在频率上一起对类型2DP中的每一个进行分组，与DP的FDM复用类似。
类型1DP和类型2DP能够在一个限制情况下根据需要共存于帧中；类型1DP总是先于类型2DP。承载类型1DP和类型2DP的OFDM单元的总数不能够超过可用于发送DP的OFDM单元的总数：
数学图2
[数学公式2]
DDP1+DDP2≤DDP
其中DDP1是由类型1DP占据的OFDM单元的数量，DDP2是由类型2DP占据的单元的数量。因为PLS、EAC、FIC全部按照与类型1DP相同的方式映射，所以它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射总是先于类型2映射。
图21例示了根据本发明的实施方式的DP映射。
(a)示出了用于映射类型1DP的OFDM单元的寻址并且(b)示出了用于映射类型2DP的OFDM单元的寻址。
对于类型1DP的有效数据单元定义了用于映射类型1DP(0,…,DDP1-1)的OFDM单元的寻址。寻址方案定义了来自针对类型1DP中的每一个的TI的单元被分配给有效数据单元的顺序。它还被用来发信号通知DP在PLS2的动态部分中的位置。
在没有EAC和FIC的情况下，地址0指代紧接在最后FSS中承载PLS的最后单元之后的单元。如果发送了EAC并且FIC不在对应帧中，则地址0指代紧接承载EAC的最后单元之后的单元。如果在对应帧中发送了FIC，则地址0指代紧接承载FIC的最后单元之后的单元。能够考虑如(a)所示的两个不同情况来计算用于类型1DP的地址0。在(a)中的示例中，EAC和FIC被假定为被全部发送。对其中省略了EAC和FIC中的任一个或两者的情况的扩展是直接了当的。如果在映射所有单元直到如在(a)左侧所示的FIC之后在FSS中存在剩余单元。
对于类型2DP的有效数据单元定义了用于映射类型2DP(0,…,DDP2-1)的OFDM单元的寻址。寻址方案定义了来自针对类型2DP中的每一个的TI的单元被分配给有效数据单元的顺序。它还被用来发信号通知DP在PLS2的动态部分中的位置。
如(b)所示三个稍微不同的情况是可能的。对于在(b)左侧示出的第一情况，最后FSS中的单元可用于类型2DP映射。对于在中间示出的第二情况，FIC占据普通符号的单元，但是该符号上的FIC单元的数量不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC单元的数量超过CFSS，在(b)中右侧示出的第三情况与第二情况相同。
对类型1DP先于类型2DP的情况的扩展是直接了当的，因为PLS、EAC和FIC遵循与类型1DP相同的“类型1映射规则”。
图22例示了根据本发明的实施方式的FEC结构。
图22例示了在比特交织之前根据本发明的实施方式的FEC结构。如以上提到的，数据FEC编码器可以对输入BBF执行FEC编码以使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)来生成FECBLOCK过程。所例示的FEC结构对应于该FECBLOCK。并且，该FECBLOCK和该FEC结构具有与LDPC码字的长度对应的相同值。
BCH编码应用于各个BBF(Kbch个比特)，并且然后PDPC编码应用于如图22所例示的BCH编码BBF(Kldpc个比特＝Nbch个比特)。
Nldpc的值是64800个比特(长FECBLOCK)或16200个比特(短FECBLOCK)。
下表28和下表29分别示出了用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的编码参数。
表28
[表28]
表29
[表29]
BCM编码和PDPC编码的操作的细节如下：
12-纠错BCH码被用于BBF的外编码。用于短FECBLOCK和长FECBLOCK的BCH生成器多项式是通过一起复用所有多项式来获得的。
LDPC码被用来对外BCH编码的输出进行编码。为了生成完成的Bldpc(FECBLOCK)，Pldpc(奇偶比特)是从各个Ildpc(BCH编码BBF)系统地编码的，并且附加到Ildpc。完成的Bldpc(FECBLOCK)被表达为以下数学图。
数学图3
[数学公式3]
分别在上表28和上表29中给出了用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数。
用于为长FECBLOCK计算Nldpc-Kldpc个奇偶比特的详细过程如下：
1)初始化奇偶比特，
数学图4
[数学公式4]
2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中规定的奇偶比特地址处累积第一信息比特-i0。将稍后描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：
数学图5
[数学公式5]
3)对于接下来的359个信息比特is,s＝1,2,…,359，使用以下数学图在奇偶比特地址处累积is。
数学图6
[数学公式6]
{x+(s mod360)×Qldpc}mod(Nldpc-Kldpc)
其中x表示与第一比特i0对应的奇偶比特累积器的地址，并且Qldpc是在奇偶校验矩阵的地址中规定的码率相关常数。继续该示例，对于速率13/15来说Qldpc＝24，所以对于信息比特i1，执行以下操作：
数学图7
[数学公式7]
4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出了奇偶校验累积器的地址。按照类似方式使用数学图6获得了用于以下359个信息比特is,s＝361,362,…,719的奇偶比特累积器的地址，其中x表示与信息比特i360对应的奇偶比特累积器的地址，即，奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。
5)按照类似方法，对于360个新信息比特的每一组，从奇偶校验矩阵的地址起的新行被用来查找奇偶比特累积器的地址。
在全部信息比特耗尽之后，获得了最终奇偶比特如下：
6)从i＝1开始依次执行以下操作
数学图8
[数学公式8]
其中pi,i＝0,1,...Nldpc-Kldpc-1的最终内容等于奇偶比特pi。
表30
[表30]
码率 Qldpc
5/15 120
6/15 108
7/15 96
8/15 84
9/15 72
10/15 60
11/15 48
12/15 36
13/15 24
除用表31代替表30并且用针对短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址代替针对长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，针对短FECBLOCK的这个PDPC编码过程是根据针对长FECBLOCK的LDPC编码过程的。
表31
[表31]
码率 Qldpc
5/15 30
6/15 27
7/15 24
8/15 21
9/15 18
10/15 15
11/15 12
12/15 9
13/15 6
图23例示了根据本发明的实施方式的比特交织。
PDPC编码器的输出是比特交织的，这由后面是准循环块(QCB)交织和组内交织的奇偶交织构成。
(a)示出了准循环块(QCB)交织并且(b)示出了组内交织。
FECBLOCK可以是奇偶交织的。在奇偶交织的输出端处，PDPC码字在长FECBLOCK中由180个相邻QC块构成而在短FECBLOCK中由相邻QC块构成。长FECBLOCK或短FECBLOCK中的各个QC块由360个比特构成。经奇偶交织的LDPC码字是通过QCB交织来交织的。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出端处的QC块是通过如图23所例示的QCB交织来置换的，其中根据FECBLOCK长度Ncells＝64800/nmod或16200/nmod。QCB交织图案对于调制类型和LDPC码率的各个组合而言是唯一的。
在QCB交织之后，根据下表32中所定义的调制类型和顺序(nmod)执行组内交织。还定义了用于一个组内的QC块的数量NQCB_IG。
表32
[表32]
调制类型 nmod NQCB_IG
QAM-16 4 2
NUC-16 4 4
NUQ-64 6 3
NUC-64 6 6
NUQ-256 8 4
NUC-256 8 8
NUQ-1024 10 5
NUC-1024 10 10
组内交织过程利用QCB交织输出的NQCB_IG个QC块加以执行。组内交织具有写入和读取使用360列和NQCB_IG行的组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特被逐行写入。读取操作被逐列执行以从各行读出m个比特，其中m对于NUC来说等于1并且对于NUQ来说等于2。
图24例示了根据本发明的实施方式的单元字解复用。
(a)示出了针对8和12bpcu MIMO的单元字解复用并且(b)示出了针对10bpcu MIMO的单元字解复用。
比特交织输出的各个单元字(c0,l、c1,l、…、cnmod-1,l)被解复用成如(a)所示的(d1,0,m、d1,1,m…、d1,nmod-1,m)和(d2,0,m、d2,1,m…、d2,nmod-1,m)，(a)描述了针对一个XFECBLOCK的单元字解复用过程。
对于将不同类型的NUQ用于MIMO编码的10bpcu MIMO情况，重新使用用于NUQ-1024的比特交织器。比特交织器输出的各个单元字(c0,l、c1,l、…、c9,l)被解复用成(d1,0,m、d1,1,m…、d1,3,m)和(d2,0,m、d2,1,m…、d2,5,m)，如(b)所示。
图25例示了根据本发明的实施方式的时间交织。
(a)至(c)示出了TI模式的示例。
时间交织器在DP级别下操作。可以为各个DP不同地设定时间交织(TI)的参数。
出现在PLS2-STAT数据的一部分中的以下参数来配置TI：
DP_TI_TYPE(容许值：0或1)：表示TI模式；‘0’指示每TI组具有多个TI块(超过一个TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射到一个帧(无帧间交织)。‘1’指示每TI组具有仅一个TI块的模式。在这种情况下，TI块可以遍布超过一个帧(帧间交织)。
DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝‘0’，则这个参数是每TI组TI块的数量NTI。对于DP_TI_TYPE＝‘1’，这个参数是从一个TI组散布的帧的数量PI。
DP_NUM_BLOCK_MAX(容许值：0至1023)：表示每TI组XFECBLOCK的最大数量。
DP_FRAME_INTERVAL(容许值：1、2、4、8)：表示承载给定PHY应用配置的同一DP的两个连续帧之间的帧的数量IJUMP。
DP_TI_BYPASS(容许值：0或1)：如果时间交织未被用于DP，则这个参数被设定为‘1’。如果使用了时间交织则它被设定为‘0’。
另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK被用来表示由DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数量。
当时间交织未被用于DP时，不考虑以下的TI组、时间交织操作和TI模式。然而，用于来自调度器的动态配置信息的延迟补偿块将仍然是需要的。在各个DP中，从SSD/MIMO编码接收到的XFECBLOCK被分组成TI组。也就是说，各个TI组是整数个XFECBLOCK的集合并且将包含动态可变数量的XFECBLOCK。索引n的TI组中的XFECBLOCK的数量由NxBLOCK_Group(n)表示并且作为PLS2-DYN数据中的DP_NUM_BLOCK被发信号通知。注意，NxBLOCK_Group(n)可以从最小值0到最大值NxBLOCK_Group_MAX(与DP_NUM_BLOCK_MAX对应)变动，其中最大值是1023。
各个TI组被直接映射到一个帧上并且遍布PI个帧。各个TI组还被划分成超过一个TI块(NTI)，其中各个TI块对应于时间交织器存储器的一个用法。TI组内的TI块可以包含稍微不同数量的XFECBLOCK。如果TI组被划分成多个TI块，则它被直接映射到仅一个帧。存在如下表33所示的用于时间交织的三个选项(除跳过时间交织的额外选项之外)。
表33
[表33]
图26例示了根据本发明的实施方式的MIMO编码框图。
根据本发明的实施方式的MIMO编码方案被优化用于广播信号传输。MIMO技术是用于得到容量增加的有前途的方式但是它取决于信道特性。尤其对于广播，信道的强LOS分量以及由不同的信号传播特性引起的两个天线之间的接收信号功率的差可能使得难以从MIMO得到容量增益。根据本发明的实施方式的MIMO编码方案使用MIMO输出信号中的一个的基于旋转的预编码和相位随机化来克服这个问题。MIMO编码可能意在供在发射机和接收机这二者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统使用。
MIMO处理可能是高级应用配置帧所需要的，这意味着高级应用配置帧中的所有DP由MIMO编码器(或MIMO编码模块)处理。能够在DP级别下应用MIMO处理。能够将星座映射器输出NUQ的对(e1,i和e2,i)馈送给MIMO编码器的输入端。成对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)能够通过它们相应的TX天线的同一载波k和OFDM符号来发送。
所例示的图示出了MIMO编码块，其中i是同一XFECBLOCK的单元对的索引并且Ncells是每一个XFECBLOCK单元的数量。
图27示出了根据本发明的一个实施方式的MIMO编码方案。
如果使用了MIMO，则广播/通信系统可以发送更多数据。然而，可以根据信道环境改变MIMO的信道容量。另外，如果Tx天线和Rx天线在功率方面不同或者如果信道之间的相关性高，则MIMO性能可能劣化。
如果使用了双极MIMO，则两个分量可以根据垂直/水平极性的传播属性以不同的功率比到达接收机。也就是说，如果使用了双极MIMO，则可能在垂直天线与水平天线之间发生功率不平衡。这里，双极MIMO可以意指使用天线的垂直/水平极性的MIMO。
另外，信道分量之间的相关性可能由于Tx天线与Rx天线之间的LOS环境而增加。
本发明提出了用于解决在使用MIMO时发生的问题的MIMO编码/解码技术，即，适合于相关信道环境或功率不平衡信道环境的技术。这里，相关信道环境可以是如果使用了MIMO则信道容量降低并且系统操作中断的环境。
具体地，在MIMO编码方案中，除现有的PH-eSM方法之外还提出了PH-eSM PI方法和全率全分集(FRFD)PH-eSM PI方法。所提出的方法可以是考虑接收机的复杂性和功率不平衡信道环境的MIMO编码方法。这两个MIMO编码方案对天线极性配置没有限制。
PH-eSM PI方法能够以在接收机侧的相对较低的复杂性增加提供容量增加。PH-eSM PI方法可以被称为全速率空间复用(FR-SM)、FR-SM方法、FR-SM编码过程等。在PH-eSMPI方法中，旋转角度被优化来克服具有O(M2)的复杂性的功率不平衡。在PH-eSM PI方法中，能够有效地处理Tx天线之间的空间功率不平衡。
FRFD PH-eSM PI方法能够以在接收机侧的相对更大的复杂性增加提供容量增加和附加的分集增益。FRFD PH-eSM PI方法可以被称为全速率全分集空间复用(FRFD-SM)、FRFD-SM方法、FRFD-SM编码过程等。在FRFD PH-eSM PI方法中，附加的频率分集增益是通过添加O(M4)的复杂性来实现的。在FRFD PH-eSM PI方法中，与PH-eSM PI方法不同，能够有效地不仅处理Tx天线之间的功率不平衡而且处理载波之间的功率不平衡。
另外，PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法分别可以是应用于映射到非均匀QAM的符号的MIMO编码方案。这里，映射到非均匀QAM可以意味着星座映射使用非均匀QAM来执行。非均匀QAM可以被称为NU QAM、NUQ等。PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法还能够应用于映射到QAM(均匀QAM)或非均匀星座上的符号。应用于映射到非均匀QAM的符号的MIMO编码方案可能在功率不平衡情形下每码率具有比应用于映射到QAM(均匀QAM)的符号的MIMO编码方案更好的BER性能。然而，利用每信道使用的特定码率和比特，对映射到QAM上的符号应用MIMO编码表现更好。
另外，还可以对非均匀QAM应用PH-eSM方法。因此，本发明还提出了应用于映射到非均匀QAM的符号的PH-eSM方法。
在下文中，将描述星座映射。
在星座映射器中，能够使用QPSK、QAM-16、非均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)或非均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)对来自基础应用配置和手持应用配置中的比特交织器的各个单元字(c0,l、c1,l、…、cnmod-1,l)或来自高级应用配置中的单元字解复用器的单元字(di,0,l、di,1,l、…、di,nmod-1,l，其中i＝1,2)进行调制以给出功率归一化的星座点el。
这个星座映射被仅应用DP。针对PLS1和PLS2的星座映射可能是不同的。
QAM-16和NUQ是方形的，然而NUC具有任意形状。当各个星座旋转了90度的任何倍数时，经旋转的星座与它原先的星座交叠。这个“旋转感觉”对称属性使实分量和虚分量的容量和平均功率变得彼此相等。NUQ和NUC这二者是针对每个码率具体地定义的并且通过PLS2中的参数DP_MOD发信号通知所使用的特定一个。将在下面描述用于被映射到复平面上的各个码率的星座形状。在下文中，将描述PH-eSM方法和PH-eSM PI方法。用于PH-eSM方法和PH-eSM PI方法的MIMO编码方程被表达如下。
数学图9
[数学公式9]
也就是说，可以将上述方程表达为X＝PS。这里，S1和S2可以表示一对输入符号。这里，P可以表示MIMO编码矩阵。这里，X1和X2可以表示经受MIMO编码的成对的MIMO编码器输出。
在上述方程中，可以将ejφ(q)表达如下。
数学图10
[数学公式10]
根据另一实施方式，可以将用于PH-eSM方法和PH-eSM PI方法的MIMO编码方程表达如下。
数学图11
[数学公式11]
PH-eSM PI方法能够包括两个步骤。第一步骤可以是将旋转矩阵乘以用于两个TX天线路径的输入符号的对，并且第二步骤可以是对用于TX天线2的符号应用复相旋转。
可以使用两个发送的符号(例如，QAM符号)S1和S2来生成要发送的信号X1和信号X2。在使用OFDM的发送和接收系统情况下，可以在要发送的频率载波f1上承载X1(f1)、X2(f2)。可以经由Tx天线1发送X1并且可以经由Tx天线2发送X2。因此，即使当功率不平衡存在于两个Tx天线之间时，具有最小损失的高效传输也是可能的。
这时，如果PH-eSM方法应用于映射到QAM的符号，则可以根据QAM顺序确定值a如下。这可以是当PH-eSM方法应用于映射到均匀QAM的符号时的值a。
数学图12
[数学公式12]
这时，如果PH-eSM PI法应用于映射到QAM的符号，则可以根据QAM顺序确定值a如下。这可以是当PH-eSM PI方法应用于映射到QAM(均匀QAM)的符号时的值a。
数学图13
[数学公式13]
这时，如果X1和X2通过完全相关信道被接收到并且被解码则值a可以使得广播/传输系统能够在考虑欧几里得距离和汉明距离时获得良好的BER性能。另外，如果在接收机侧独立地对X1和X2进行解码(也就是说，如果使用X1对S1和S2进行解码并且使用X2对S1和S2进行解码)，则值a可以使得广播/通信系统能够在考虑欧几里得距离和汉明距离时获得良好的BER性能。
PH-eSM PI方法与PH-eSM方法不同原因在于值a在功率不平衡情形下被优化。也就是说，在PH-eSM PI方法中，在功率不平衡情形下优化旋转角度值。具体地，当PH-ESM PI方法应用于映射到非均匀QAM的符号时，与PH-eSM方法相比可以优化值a。
以上描述的值a仅仅是示例性的并且可以根据实施方式加以改变。
用于PH-eSM方法和PH-eSM PI方法的接收机可以使用以上描述的MOMI编码方程对信号进行解码。这时，接收机可以使用ML、子ML(球形)解码等对信号进行解码。
在下文中，将描述FRFD PH-eSM PI方法。用于FRFD PH-eSM PI方法的MIMO编码方程如下。
树形图14
[数学公式14]
or
通过使用两个天线X1和天线X2，能够获得空间分集。另外，通过利用两个频率f1和频率f2，能够获得频率分集。
根据本发明的另一实施方式，可以将用于FRFD PH-eSM PI方法的MIMO编码方案表达如下。
数学图15
[数学公式15]
FRFD PH-eSM PI方法能够取两对NUQ符号(或均匀QAM符号或NUC符号)作为输入来提供两对MIMO输出符号。
FRFD PH-eSM PI方法需要接收机的更多解码复杂性但是可以具有更好的性能。根据FRFD PH-eSM PI方法，发射机使用四个发送符号S1、S2、S3、S4来生成要发送的信号X1(f1)、X2(f1)、X1(f2)和X2(f2)。这时，值a可以等于用于以上描述的PH-eSM PI方法的值a。这可以是当FRFD PH-eSM方法应用于映射到均匀QAM(均匀QAM)的符号时的值a。
与以上描述的PH-eSM PI方法的MIMO编码方程不同，FRFD PH-eSM PI方法的MIMO编码方程可以使用频率载波f1和频率载波f2。因此，FRFD PH-eSM PI方法可以高效地不仅处理Tx天线之间的功率不平衡而且处理载波之间的功率不平衡。
与MIMO编码相关联地，用于另外获得频率分集的结构可以包括Golden码等。根据本发明的FRFD PH-eSM PI方法能够获得具有低于Golden码的复杂性的复杂性的频率分集。
图28是示出了根据本发明的一个实施方式的根据非均匀QAM的I侧或Q侧的PAM网格的图。
以上描述的PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法适用于映射到非均匀QAM的符号。与QAM(均匀QAM)不同非均匀QAM是通过调整每SNR的PAM网格值来获得更高容量的调制方案。能够通过对映射到非均匀QAM的符号应用MIMO来获得更多增益。在这种情况下，不改变PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法的编码方程，但是当PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法应用于映射到非均匀QAM的符号时新值“a”可能是必要的。可以使用以下方程来获得这个新值“a”。
数学图16
[数学公式16]
a＝b(Pm-Pm1)+Pm针对2nQAM+2nQAM.针对2nQAM
这个新值“a”可以是当PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法应用于映射到非均匀QAM的符号时的值a。
如这个图所示，定义了用于非均匀QAM的I侧或Q侧的PAM网格，并且可以使用这个网格的最大值Pm和次最大值Pm-1来获得新值“a”。可以单独使用这个新值“a”来适当地对经由Tx天线发送的信号进行解码。
在用于生成新值“a”的方程中，b表示子星座分离因子。通过调整值b，可以调整存在于MIMO编码信号中的子星座之间的距离。在非均匀AM情况下，因为星座之间的距离(或子星座之间的距离)改变了，所以变量b可能是必要的。值b的示例可以包括可以基于在星座上具有最高功率的点和与其相邻的点通过汉明距离和欧几里得距离来获得这个值。
在非均匀QAM情况下，因为使用了每SNR(或FEC的码率)优化的网格值，所以子星座分离因子“b”还可以使用每SNR(或FEC的码率)优化的值。也就是说，可以根据值“b”和SNR(或FEC的码率)分析在MIMO编码之后发送的星座的容量，以找到用于在特定SNR(目标SNR)下提供最大容量的值“B”。
例如，如果NU-16QAM+NU-16QAM MIMO并且P＝{1,3.7}，则可以通过计算新值“a”。这时，值b被设定为
如上所述，PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法可以应用于映射到非均匀QAM的符号。类似地，PH-eSM方法还可以应用于映射到非均匀QAM的符号。在这种情况下，可以根据PH-eSM方法确定值“a”。用于确定值“a”的方程如下。
数学图17
[数学图17]
这个新值“a”可以是当PH-eSM方法应用于映射到非均匀QAM的符号时的值a。
b是如以上所描述的子星座分离因子。如上所述，可以通过分析编码星座的容量来优化值“b”以适合各个SNR(或FEC的码率)。
例如，如果NU-16QAM+NU-16QAM MIMO并且P＝{1,3.7}，则可以通过计算新值“a”。这时，值b被设定为
例如，如果NU-64QAM+NU-64QAM MIMO并且P＝{1,3.27,5.93,10.27}，则可以通过计算新值“a”。这时，值b被设定为
在下文中，将描述在应用于映射到每SNR(或FEC的码率)优化的NU-QAM的符号的MIMO编码方法(PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法)中确定NU-QAN和MIMO编码参数“a”的方法。
为了对每SNR(或FEC的码率)的NU-QAM应用PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法，应该考虑以下两个要素。首先，为了获得成形增益，应该找到每SNR优化的NU-QAM。其次，应该在每SNR优化的各个NU-QAM中确定的MIMO编码参数“a”。
可以通过容量分析确定适合于各个SNR的MIMO编码方案(PH-eSM PI方法和FRFDPH-eSM PI方法)、NU-QAM和MIMO编码参数如下。这里，容量可以意指BICM容量。可以考虑到相关信道和功率不平衡信道执行确定适合于各个SNR的NU-QAM和MIMO编码参数的过程。
如果在MIMO信道处针对容量分析的计算是可接受的，则能够为在目标SNR下提供最大容量的优化MIMO确定NU-QAM。
如果计算是不可接受的，则可以通过使用针对SISO优化的NU-QAM来确定针对MIMO的NU-QAM。首先，相对于每SNR(或FEC的码率)针对SISO优化的NU-QAM，可以在非功率不平衡MIMO信道环境中执行BER性能比较。通过BER性能比较，可以根据针对SISO优化的NU-QAM(FEC码率5/15、6/15、....13/15)来确定针对MIMO的NU-QAM。例如，可以将在12bpcu(NU-64QAM+NU-64QAM)的码率5/15下用于MIMO的星座设定为与SISO码率5/15对应的NU-64QAM。另外，例如，MIMO FEC码率6/15的星座可以是SISO FEC码率5/15的星座。也就是说，SISOFEC码率5/15的星座可以适合于MIMO FEC码率6/15。
一旦确定了NU-QAM，就可以基于所确定的NU-QAM通过容量分析在功率不平衡MIMO信道处确定每SNR优化的MIMO编码参数“a”。例如，在12bpcu和5/15码率环境中，值a可以是0.1571。
在下文中，将描述用于根据值a执行MIMO编码的测量。对于性能测量，可以测量BICM容量。通过这个操作，确定了能够使BICM容量最大化的值a。
可以通过以下方程表达BICM容量。
数学图18
[数学公式18]
数学图19
[数学公式19]
数学图20
[数学公式20]
这里，p(bi＝0)＝p(bi＝1)＝0.5。另外，p(S＝Mj)＝1/M2,p(φ)＝1/π。这里，S∈{星座集}并且M可以意指星座大小。
这里，可以将Y表达如下。
数学图21
[数学公式21]
也就是说，Y＝HPIX+n。这里，n可以是AWGN。X可以由如以上所描述的X＝PS表达。BICM容量可以假定AWGN和单独地同样地分布(IID)输入。另外，φ可以意指均匀随机变量U(0,π)。为了考虑可能在使用MIMO时发生的相关信道环境和功率不平衡信道环境，可以假定以上描述的方程的HPI。这时，阿尔法值是功率不平衡(PI)因子并且根据PI可以是PI 9dDB:0.354817、PI 6dB:0.501187或PI 3dB:0.70711。这里，Mj∈{星座集|bi＝j}。
通过这个方程，可以测量根据值a的BICM容量以确定最佳值a。
也就是说，用于确定MIMO编码参数的方法可以包括如下两个步骤。
步骤1.通过针对SISO FEC码率的星座的BER性能比较，选择具有要查找的MIMOFEC码率的最佳性能的NU-QAM。
步骤2.基于步骤1中获得的NU-QAM，可以通过以上描述的BICM容量分析来确定具有最佳性能的编码参数“a”。
下表中示出了根据每码率星座的值a。这个仅仅是根据本发明的值a的示例。
表34
[表34]
能够在16K FECBLOCK和64K FECBOLCK情况下对于8bpcu和12bpcu应用PH-eSM PI方法。PH-eSM PI方法能够对于每信道使用比特的值和FECBLOCK的码率的各个组合使用上表中定义的MIMO编码参数。下面描述与所例示的MIMO参数表对应的详细星座。
上表示出了每码率优化的星座和MIMO编码参数a。例如，在12bpcu和MIMO编码的6/15的码率情况下，可以使用在SISO编码的5/15的码率情况下使用的NUQ-64的星座。也就是说，在12bpcu和MIMO编码的6/15的码率情况下，SISO编码的5/15的码率的星座可以是最佳值。这时，值“a”可以是0.1396。
表35
[表35]
对于10bpcu MIMO情况，PH-eSM PI方法能够使用上表中定义的MIMO编码参数。当在水平发送与垂直发送之间存在功率不平衡(例如，在当前美国椭圆杆网络中为6dB)时这些参数是特别有用的。QAM-16能够被用于其中发送功率被故意地衰减的Tx天线。下面描述与所例示的MIMO参数表对应的详细星座。
FRFD PH-eSM PI方法能够对于每信道使用比特的值和FECBLOCK的码率的各个组合使用上表中定义的PH-eSM PI方法的MIMO编码参数。
上表的值“a”可以考虑到欧几里得距离和汉明距离来确定并且在码率和星座方面是最佳的。因此，能够获得极好的BER性能。
图29是示出了根据本发明的一个实施方式的当PH-eSM PI方法应用于映射到非均匀64QAM的符号时的MIMO编码输入/输出的图。
即使当根据本发明的一个实施方式的FRFD PH-eSM PI应用于映射到非均匀QAM的符号时，可以获得与这个图类似的输入/输出图。如果使用了以上描述的新值“a”和MIMO编码方程的编码矩阵，则可以通过MIMO编码器输入和输出获得这个图所示的星座。
在这个图的MIMO编码器输出中，可以定位子星座。这时，可以通过以上描述的子星座分离因子“b”确定子星座之间的距离。MIMO编码星座可以维持非均匀属性。
图30是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
这个曲线图示出了在8-bpcu/室外环境中的MIMO编码方案之间的容量的比较。本发明的PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法在容量方面展示了比现有MIMO编码方案(GC等)更好的性能。这意味着与其它MIMO技术相比更高效的传输在相同环境中是可能的。
图31是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
这个曲线图示出了在8-bpcu/室外/PHI9境中的根据MIMO编码方案的容量方面的比较。本发明的PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法在容量方面展示了比现有的MIMO编码方案(SM、GC、PH-eSM等)更好的性能。这意味着与其它MIMO技术相比更高效的传输在相同环境中是可能的。
图32是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
这个曲线图示出了在8-bpcu/室外/随机BI、TI境中的根据MIMO编码方案的BER方面的比较。本发明的PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法在BER方面展示了比现有的MIMO编码方案(GC等)更好的性能。这意味着与其它MIMO技术相比更高效的传输在相同环境中是可能的。
图33是针对根据本发明的实施方式的MIMO编码方案的性能比较的曲线图。
这个曲线图示出了在8-bpcu/室外/PHI9/随机BI、TI境中的根据MIMO编码方案的BER方面的比较。本发明的PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法的BER性能在容量方面好于现有的MIMO编码(SM、GC、PH-eSM等)的BER性能。这意味着与其它MIMO技术相比更高效的传输在相同环境中是可能的。
图34是示出了根据本发明的QAM-16的实施方式的图。
这个图示出了QAM-16在复平面上的星座形状。这个图示出了针对所有码率的QAM-16的星座形状。
图35是示出了根据本发明的针对5/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了QAM-64在复平面上针对5/15码率的星座形状。
图36是示出了根据本发明的针对6/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了针对6/15码率的QAM-64在复平面上的星座形状。
图37是示出了根据本发明的针对7/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了针对7/15码率的QAM-64在复平面上的星座形状。
图38是示出了根据本发明的针对8/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了针对8/15码率的QAM-64在复平面上的星座形状。
图39是示出了根据本发明的针对9/15码率和10/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了QAM-64在复平面上针对9/15码率10/15码率的星座形状。
图40是示出了根据本发明的针对11/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了针对11/15码率的QAM-64在复平面上的星座形状。
图41是示出了根据本发明的针对12/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了针对12/15码率的QAM-64在复平面上的星座形状。
图42是示出了根据本发明的针对13/15码率的NUQ-64的实施方式的图。
这个图示出了针对13/15码率的QAM-64在复平面上的星座形状。
图43是根据本发明的实施方式的发送广播信号的方法。
该方法包括对输入流进行格式化、LDPC编码、比特交织、映射到星座上、MIMO编码、构建信号帧和/或调制并且发送。
在对输入流进行格式化的步骤中，以上描述的输入格式化模块可以将输入流格式化成DP数据。DP数据能够意指数据管道。
在LDPC编码的步骤中，以上描述的BICM模块可以根据码率对DP数据进行LDPC编码。码率可以是可配置的。通过调整码率，能够改变LDPC编码。LDPC编码可以对应于以上描述的LDPC编码。
在比特交织的步骤中，以上描述的BICM模块可以进行比特交织。比特交织可以对应于以上描述的比特交织器。
在映射到星座上的步骤中，以上描述的BICM模块可以根据QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或NUC(非均匀星座)中的一个将经比特交织的DP数据映射到星座上。QAM、NUQ、NUC可以对应于以上描述的QAM、NUQ、NUC。星座还可以被称为星座集。能够将各个DP路径中的数据映射到不同的星座上。例如，能够将DP路径中的DP数据映射到QAM上，然而能够将其它DP路径中的DP数据映射到NUQ上。
在MIMO编码的步骤中，以上描述的BICM模块可以通过使用具有MIMO编码参数的MIMO编码矩阵对经映射的DP数据进行MIMO编码。MIMO编码可以对应于以上描述的MIMO编码。能够对被映射到NUQ或NUC上的数据执行MIMO编码。
在构建信号帧的步骤中，以上描述的帧构建模块可以通过映射经MIMO编码的DP数据来构建至少一个信号。帧构建可以对应于以上描述的帧构建。
在调制并且发送的步骤中，以上描述的OFDM调制模块可以通过正交频分复用OFDM方法来对已构建信号帧中的数据进行调制。并且，OFDM调制模块可以发送具有已调制数据的广播信号。调制并且发送可以对应于以上描述的调制并且发送。
在根据本发明的其它实施方式的发送广播信号的方法中，能够根据FR-SM(全速率空间复用)方法或FRFD-SM(全速率全分集空间复用)方法执行MIMO编码。FR-SM方法和FRFD-SM方法可以对应于以上描述的MIMO编码方法FR-SM和FRFD-SM，其还能够被称为PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法。
在根据本发明的另一实施方式的发送广播信号的方法中，能够取决于码率定义QAM、NUQ和NUC。
在根据本发明的另一实施方式的发送广播信号的方法中，能够基于QAM、NUQ或NUC中的一个定义MIMO编码参数。MIMO编码参数可以对应于以上描述的‘a’。如上所述，能够根据星座(QAM、NUQ或NUC)和/或码率确定MIMO编码参数。
能够根据设计省略或者用执行类似或相同的功能的步骤代替以上描述的步骤。
图44是根据本发明的实施方式的接收广播信号的方法。
该方法包括接收并且解调、解析信号帧、MIMO解码、从星座解映射、比特解交织、LDPC解码和/或解格式化。
在接收并且解调的步骤中，以上描述的OFDM解调模块可以接收具有至少一个信号帧的广播信号并且通过正交频分复用OFDM方法来对至少一个信号帧中的数据进行解调。接收并且解调可以对应于以上描述的接收并且解调。
在解析信号帧的步骤中，以上描述的帧解析模块可以通过解映射数据管道DP数据来解析至少一个信号帧。解析信号帧可以对应于解析信号帧。
在MIMO解码的步骤中，以上描述的BICM模块可以通过使用具有MIMO解码参数的MIMO解码矩阵来对DP数据进行MIMO解码。MIMO解码矩阵可以对应于以上描述的MIMO编码矩阵的逆矩阵。MIMO解码参数可以对应于以上描述的MIMO编码参数‘a’。MIMO解码矩阵能够具有参数‘a’，因为MIMO解码矩阵可以是MIMO编码矩阵的逆矩阵。
在从星座解映射的步骤中，以上描述的BICM模块可以根据QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或NUC(非均匀星座)中的一个从星座解映射经MIMO解码的DP数据。QAM、NUQ、NUC可以对应于以上描述的QAM、NUQ、NUC。星座还可以被称为星座集。能够根据不同的星座来解映射各个DP路径中的数据。例如，能够根据QAM来解映射DP路径中的DP数据，然而能够根据NUQ来解映射其它DP数据中的DP数据。
在比特解交织的步骤中，以上描述的BICM模块可以对经解映射的DP数据进行比特解交织。比特解交织可以对应于以上描述的比特解交织。
在LDPC解码的步骤中，以上描述的BICM模块可以根据码率对经比特解交织的DP数据进行解码。LDPC解码可以是以上描述的LDPC编码的逆过程。LDPC解码可以对应于以上描述的LDPC解码。
在解格式化的步骤中，以上描述的输出处理器可以将经LDPC解码的DP数据输出处理(解格式化)成输出流。解格式化可以对应于以上描述的输出处理。
在根据本发明的其它实施方式的接收广播信号的方法中，根据FR-SM(全速率空间复用)方法或FRFD-SM(全速率全分集空间复用)方法执行MIMO解码。FR-SM方法和FRFD-SM方法可以对应于以上描述的MIMO编码方法FR-SM和FRFD-SM，其还能够被称为PH-eSM PI方法和FRFD PH-eSM PI方法。
在根据本发明的另一实施方式的接收广播信号的方法中，能够取决于码率定义QAM、NUQ和NUC。
在根据本发明的另一实施方式的接收广播信号的方法中，能够基于QAM、NUQ或NUC中的一个定义MIMO解码参数。MIMO解码参数可以对应于以上描述的‘a’。如上所述，能够根据星座(QAM、NUQ或NUC)和/或码率确定MIMO解码参数。
能够根据设计省略或者用执行类似或相同的功能的步骤代替以上描述的步骤。
尽管为了清楚参照附图中的每一个说明了本发明的描述，但是能够通过将附图所示的实施方式彼此合并来设计新的实施方式。并且，如果其中记录有用于执行前面描述中提到的实施方式的程序的可由计算机读取的记录介质是按照本领域技术人员的需要设计的，则它可以属于所附权利要求及其等同物的范围。
根据本发明的设备和方法可能不受前面描述中提到的实施方式的配置和方法限制。并且，能够按照彼此整个地或部分地选择性地组合以使得能实现各种修改的方式配置前面描述中提到的实施方式。
另外，根据本发明的方法能够利用提供给网络装置的计算机可读记录介质中的处理器可读代码加以实现。处理器可读介质可以包括能够存储可由处理器读取的数据的所有种类的记录装置。处理器可读介质例如可以包括ROM、RAM、CD-ROm、磁带、软盘、光学数据存储装置等中的一个并且还包括如经由互联网的传输这样的载波型实施方式。此外，因为处理器可读记录介质被分发给经由网络连接的计算机系统，所以能够根据分布式系统保存并且执行处理器可读代码。
本领域技术人员应当了解，在不脱离本发明的精神或范围的情况下能够对本发明做出各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖此发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等同物的范围内即可。
在本说明书中提到了设备发明和方法发明这二者，并且对设备发明和方法发明这二者的描述可以互补地适用于彼此。
发明的模式
已经在用于执行本发明的最佳模式下描述了各种实施方式。
工业适用性
本发明可用在一系列广播信号提供领域中。
对于本领域技术人员而言将显而易见的是，在不脱离本发明的精神或范围的情况下能够对本发明做出各种修改和变化。因此，本发明旨在涵盖此发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等同物的范围内即可。

Claims (12)

1.一种用于发送广播信号的方法，该方法包括以下步骤：
将输入流格式化成数据管道DP数据；
根据码率对所述DP数据进行低密度奇偶校验LDPC编码；
对经LDPC编码的DP数据进行比特交织；
根据具有64个星座点的非均匀星座NUC将经比特交织的DP数据映射到星座上；
通过使用具有多输入多输出MIMO编码参数的MIMO编码矩阵来对经映射的DP数据进行MIMO编码，其中，所述MIMO编码参数是基于在所述映射中使用的具有64个星座点的所述NUC的；
通过映射经MIMO编码的DP数据来构建至少一个信号帧；以及
通过正交频分复用OFDM方法来对已构建信号帧中的数据进行调制并且发送具有已调制数据的所述广播信号。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述MIMO编码是根据全速率空间复用FR-SM方法或全速率全分集空间复用FRFD-SM方法来执行的。
3.根据权利要求2所述的方法，
其中，所述NUC是根据所述码率而定义的。
4.一种用于接收广播信号的方法，该方法包括以下步骤：
接收具有至少一个信号帧的所述广播信号并且通过正交频分复用OFDM方法来对所述至少一个信号帧中的数据进行解调；
通过解映射数据管道DP数据来解析所述至少一个信号帧；
通过使用具有MIMO解码参数的MIMO解码矩阵来对所述DP数据进行多输入多输出MIMO解码，其中，所述MIMO解码参数是基于在映射中使用的具有64个星座点的非均匀星座NUC的；
根据具有64个星座点的所述NUC从星座解映射经MIMO解码的DP数据；
对经解映射的DP数据进行比特解交织；
根据码率对经比特解交织的DP数据进行低密度奇偶检验LDPC解码；以及
将经LDPC解码的DP数据解格式化成输出流。
5.根据权利要求4所述的方法，
其中，所述MIMO解码是根据全速率空间复用FR-SM方法或全速率全分集空间复用FRFD-SM方法来执行的。
6.根据权利要求5所述的方法，
其中，所述NUC是根据所述码率而定义的。
7.一种用于发送广播信号的设备，该设备包括：
格式化模块，该格式化模块被配置为将输入流格式化成数据管道DP数据；
低密度奇偶校验LDPC编码模块，该LDPC编码模块被配置为根据码率对所述DP数据进行LDPC编码；
比特交织模块，该比特交织模块被配置为对经LDPC编码的DP数据进行比特交织；
映射模块，该映射模块被配置为根据具有64个星座点的非均匀星座NUC将经比特交织的DP数据映射到星座上；
多输入多输出MIMO编码模块，该MIMO编码模块被配置为通过使用具有MIMO编码参数的MIMO编码矩阵来对经映射的DP数据进行MIMO编码，其中，所述MIMO编码参数是基于在所述映射中使用的具有64个星座点的所述NUC的；
帧构建模块，该帧构建模块被配置为通过映射经MIMO编码的DP数据来构建至少一个信号帧；
调制模块，该调制模块被配置为通过正交频分复用OFDM方法来对已构建信号帧中的数据进行调制；以及
发送模块，该发送模块被配置为发送具有已调制数据的所述广播信号。
8.根据权利要求7所述的设备，
其中，所述MIMO编码模块根据全速率空间复用FR-SM方法或全速率全分集空间复用FRFD-SM方法来执行MIMO编码。
9.根据权利要求8所述的设备，
其中，所述NUC是根据所述码率而定义的。
10.一种用于接收广播信号的设备，该设备包括：
接收模块，该接收模块被配置为接收具有至少一个信号帧的所述广播信号；
解调模块，该解调模块被配置为通过正交频分复用OFDM方法来对所述至少一个信号帧中的数据进行解调；
解析模块，该解析模块被配置为通过解映射数据管道DP数据来解析所述至少一个信号帧；
多输入多输出MIMO解码模块，该MIMO解码模块被配置为通过使用具有MIMO解码参数的MIMO解码矩阵来对所述DP数据进行MIMO解码，其中，所述MIMO解码参数是基于在映射中使用的具有64个星座点的非均匀星座NUC的；
解映射模块，该解映射模块被配置为根据具有64个星座点的所述NUC从星座解映射经MIMO解码的DP数据；
比特解交织模块，该比特解交织模块被配置为对经解映射的DP数据进行比特解交织；
低密度奇偶校验LDPC解码模块，该LDPC解码模块被配置为根据码率对经比特解交织的DP数据进行LDPC解码；以及
解格式化模块，该解格式化模块被配置为将经LDPC解码的DP数据解格式化成输出流。
11.根据权利要求10所述的设备，
其中，所述MIMO解码模块根据全速率空间复用FR-SM方法或全速率全分集空间复用FRFD-SM方法来执行MIMO解码。
12.根据权利要求11所述的设备，
其中，所述NUC是根据所述码率而定义的。
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