CN105048777B - 一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，在一个高频直流变换器的功率管驱动电路中，构造一个可控电流源并将其串联在驱动电路的开通回路中，利用构造的可控电流源对功率管Q的结电容进行充电以开通功率管。可控电流源的输出电流，即功率管的开通电流受变换器负载电流大小的控制，从而功率管的开通速度可以随负载电流的变化做实时跟踪调节。功率管的驱动开通电流大小随负载减小而增大以提高小于额定负载下功率管的开通速度，降低功率管在小于额定负载条件下的开通损耗，提高变换器的工作效率，但在开通速度实时调节的过程中，流过功率管电流尖峰要限制在额定负载条件下流过的尖峰值以确保功率管的安全可靠工作。

Description

一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法

技术领域

本发明属于高频直流变换器的功率管驱动电路领域，尤其是在功率管开通速度的实时控制领域。

背景技术

在高频直流变换器中，驱动电路是连接控制电路与主电路之间的桥梁，功率管的驱动电路影响其开关速度、电压及电流尖峰，也影响着变换器的EMI和变换器的工作效率。然而，开通速度与开通损耗及开通电流尖峰之间相互矛盾，功率管的开通速度越快，其带来的开通损耗越小，电流尖峰越大；开通速度越慢，开通损耗越大，但开通电流尖峰会相对较小，因此，驱动电路合理的设计显得尤其重要。

附图1为传统的电压源驱动方式，当功率管Q开通时，由于存在续流二极管D的反向恢复电流与结电容C_ds的放电电流，这样会在功率开关管上产生一个电流尖峰，而且开通的速度越快，电流尖峰就越大。在实际电路工作中，当负载越大时，流过Q的电流也越大，相应的功率管Q的开通电流尖峰也就越大。所以，在传统的驱动电路设计中，一般根据变换器工作在额定负载下功率管的电流应力不大于器件本身额定值的原则来设计，这种设计方式下的功率管在额定负载下承受最大的电流尖峰，随着负载的减小，电流尖峰随之减小，电流裕量则相应增加，尤其当变换器工作在轻载下电感进入断续模式工作时，这种现象更为明显。因此，在实际功率管的驱动电路设计中，功率管的开通完全可设计为随负载减小而加快开通速度，加快开通速度必会带来电流尖峰增大的问题，但只要保证功率管的电流尖峰不大于额定负载下的电流尖峰即可。这种设计的特征是：功率管的开通速度越快，开通损耗就越小，从而可以提高变换器在低于额定负载下的工作效率，而且轻载下提高的更为明显。另外，在传统的电压源驱动电路设计中，设计完后，驱动电路参数与开通速度完全固定，不会因为变换器负载的不同进行优化调节开通速度。为此，针对功率管的开通过程，提出了一种新的负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，驱动电路可以根据负载的变化实时调节功率管的开通速度，以提高变换器的工作效率，尤其是在轻载下的效率，所提开通电路不需要考虑负电源问题，开通电流控制精度高。

发明内容

本发明的目的是提供一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法。

本发明所述的一种电流尖峰限制型功率管开通方法的技术方案是：在一个高频直流变换器的功率管驱动电路中，构造一个可控电流源(输出电流随其控制信号线性变化)并将其串联在驱动电路的开通回路中，利用构造的可控电流源对功率管的结电容进行充电以开通功率管，而可控电流源的输出电流大小受变换器的负载大小控制，从而实现负载适应的功率管开通速度实时控制。

所述的功率管是高频直流变换器中的主开关管，不包括为了实现开通速度实时调节目的而增加的辅助开关管。

所述的高频直流变换器包括高频非隔离型直流-直流变换器和高频隔离型直流-直流变换器。

所述的功率管是全控型功率开关器件或半控型功率开关器件，包括功率MOSFET，IGBT，GTO，晶闸管等，但不限于这几类。

所述功率管驱动电路，如附图2所示，功率管的驱动电路主要由正电源V_cc，驱动信号源u_PWM，开关管Q₁和Q₂，驱动电阻R_g1、R_g2、R_g3，限流电阻R_c，二极管D₁、D₂和稳压二极管VD₁以及可控电流源CCCS构成。驱动脉冲源u_PWM接驱动电阻R_g1的左端，R_g1的右端接开关管Q₁的栅极，Q₁的漏极与驱动电阻R_g2的左端及限流电阻R_c的下端相连，电阻R_c的上端接正电源V_cc，驱动电阻R_g2的右端与开关管Q₂的栅极相连，Q₂的漏极与二极管D₁的阴极、D₂的阳极、稳压二极管VD₁的阴极及驱动电阻R_g3的左端相连接，D₁的阳极接可控电流源CCCS的输出端，CCCS的控制端接电流环给定信号i_ref，二极管D₂的阴极接V_cc，驱动电阻R_g3的右端接被驱动的功率管Q的栅极，另外，开关管Q₁、Q₂的源极和稳压二极管VD₁的阳极均接地。附图2中的C_gs、C_gd和C_ds为主功率开关管Q的结电容，L_s为电路回路寄生电感，D为续流二极管。

所述的驱动电路工作原理是这样的：当驱动信号源u_PWM由低电平变为高电平时，开关管Q₁迅速导通，开关管Q₂则迅速关断，可控电流源CCCS的输出电流i_on给功率管的结电容C_gs充电以开通功率管Q，当功率管Q的栅源极电压u_gs大于正电源V_cc时，二极管D₂导通，V_cc将电压u_gs箝位在V_cc，同时稳压二极管VD₁对其进行稳压保护作用。因此，从中可得知i_on越大，u_gs上升的越快，反之越慢，这样i_on的大小决定了功率管Q的开通速度。当驱动信号源u_PWM由高电平变低电平时，开关管Q₁迅速关断，开关管Q₂则迅速导通，寄生电容C_gs通过R_g3和Q₂放电以关断功率管Q。此处说明的是所选的开关管Q₁、Q₂的开关速度要快于被驱动的功率管Q。

所述的驱动信号源u_PWM是高频直流变换器控制器所产生的高频脉冲信号，如附图3所示，该信号由控制器的输出信号u_ca与载波信号u_p比较产生，当u_ca大于u_p时，输出的u_PWM信号为高电平；当u_ca小于u_p时，输出的u_PWM信号为低电平，u_pwm信号的占空比为α。

所述的控制器的输出信号u_ca由控制器的环路产生，一般为电流环的输出，载波信号u_p为三角波或者锯齿波。

所述的可控电流源为电流控制电流源(CCCS)，如附图4所示，指令电流为随负载变化的电流环给定信号i_ref，i_ref经过一个调节器G产生一个开通调节电压u_r，调节电压u_r经过一个电压控制电流源产生开通驱动电流i_on去开通功率管Q。因为i_on决定了Q的开通速度，而i_on又由i_ref调节，这样Q的开通速度随负载变化得以实时控制。但这种电流控制电流源不限于上述方法。

所述的电压控制电流源电路可由LT3086及外围电路构成，如附图5所示，外围电路由芯片LT6650、电容C_s1、电容C_s2、电容C_s3、电容C_s4、电容C_s5和电阻R_s1、R_MON构成，其中芯片LT6650、电容C_s2、C_s3构成的一个400mv微电压源。LT6650的IN引脚与正电源V_cc、电容C_s2的上端、电容C_s1的正极、LT3086的IN引脚及和引脚相连；电容C_s2的下端、LT6650的GND引脚及电容C_s3的下端相连且均接地；LT6650的OUT引脚及FB引脚与电容C_s3的上端和LT3086的SET引脚相连接，电容C_s3的下端接地；LT3086的IN引脚和引脚及电容C_s1的正极连接且共同与正电源V_cc相连接，电容C_s1的负极接地；LT3086的I_MON引脚与I_LIM引脚共同与电阻R_s1、R_MON的上端相连，电阻R_s1的下端接电容C_s4的上端，电阻R_MON的下端与电容C_s4的下端且接于地；LT3086的GND引脚接地；LT3086的TRACK引脚接实时控制电压u_r；LT3086的OUT引脚接电容C_s5的正极，C_s5的负极接地，LT3086的OUT引脚输出驱动控制电流i_on；该电压控制电流源即为TRACK引脚电压u_r控制OUT引脚输出电流i_on且二者关系曲线如附图6所示。

所述的调节器G可由一个正电压u_s减去控制器的电流环输出信号u_ca构成，如附图7所示。

以下结合附图2～附图8说明本发明的工作原理。

在一个高频直流变换器中，若输入输出电压保持恒定，变换器的工作占空比α与负载电流i_o的关系曲线如附图8所示，图中A点是变换器电感电流连续与断续的临界工作点，A点右边是电感电流连续工作区，A点左侧则为电感电流断续区。在连续区，占空比α随负载电流增大缓慢上升，上升斜率小；在断续区，占空比α随负载电流增大快速上升，上升斜率大。假设轻载条件下，变换器工作在B点附近，满载下则工作在C点附近，则有i_o(B)＜i_o(C)，(i_ref(B)＜i_ref(C))，即α_(B)＜α_(C)，根据附图3的关系，有u_ca(B)＜u_ca(C)，信号u_ca经调节器G调节得到调节电压u_r(B)＞u_r(C)，u_r信号经电压控制电流源(附图5与附图6)调节得到i_on(B)＞i_on(C)，这意味着在B点功率管的驱动开通电流大于C点的驱动开通电流，驱动开通电流越大，功率开关管的开通速度越快，由此可得，在变换器工作在B点附近时功率管的开通速度大于工作在C点附近时功率管的开通速度。可见，驱动电流i_on随负载电流i_o减小而增大，这样就实现了负载适应的功率开关管开通速度实时控制。在实际设计中，变换器在额定负载下功率开关管的开通速度与传统设计方法一致，就能够获得在小于额定负载下功率开关管有更高的开通速度，尤其是轻载下，开通速度更快，但是要确保轻载下开通速度快带来的电流尖峰不超过额定负载下的电流尖峰。随着开通速度的加快，开通损耗减小，从而提高了变换器的工作效率。

本发明的技术效果是：在高频直流变换器中，功率管的开通速度可以随负载电流的变化做实时控制，从而提高了小于额定负载下的功率管的开通速度，降低了功率管在小于额定负载条件下的开通损耗，提高了变换器的工作效率。同时，限制了加快开通速度导致的电流尖峰以确保功率管的安全工作。

本发明结构相对简单，易行可靠，可用于易受环境因素影响常处于小于额定负载下工作光伏发电，风能发电等新能源发电系统的直流变换器中，也可用于大功率中以IGBT，IGCT为功率开关管的直流变换器中，以提高变换器轻载下的效率。

附图说明

附图1传统感性负载下电压源驱动电路。

附图2一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通控制电路。

附图3驱动信号源u_PWM产生原理。

附图4电流控制电流源结构原理图。

附图5电压控制电流源。

附图6u_r与i_on关系曲线图。

附图7调节器G结构原理图。

附图8占空比与负载电流关系曲线图。

附图9具体实施电路图。

具体实施方式

下面以一个具体实例对本发明做进一步的阐述，技术方案附图9所示，但不限于本发明的技术方案。

附图9为一种负载适应的尖峰电流限制型功率管开通速度控制的Boost高频直流变换器，其包含了四个部分：(1)Boost直流变换器；(2)平均电流控制电路；(3)开通速度控制电路；(4)驱动电路。

所述(1)Boost直流变换器是非隔离型高频直流变换器，其由输入电压源U_in，电感L，主功率开关管Q₀，整流二极管D₀，输出滤波电容C_o、负载电阻R_L、电流检测电阻R_s以及电压检测电阻R₁和R₂组成。

所述的输入电压源U_in的正极接电感L的左端，输入电压源U_in的负极接电流检测电阻R_S的左端。电感L的右端与主功率开关管Q₀的集电极和二极管D₀的阳极相连接，Q₀的基极接驱动电阻R_g的左端，Q₀的发射极与电流检测电阻R_s的右端、输出滤波电容C_o的负极、负载电阻R_L的下端及电压检测电阻R₂的下端相连。整流二极管D₀的阴极接输出滤波电容C_o的正极、负载电阻R_L的上端以及电压检测电阻R₁的上端，R₁的下端接电压检测电阻R₂的上端。另外，电压检测电阻R₂的下端、负载电阻R_L的下端、输出滤波电容C_o的负极、受控功率管Q₀的发射极及电流检测电阻R_s的右端相连并共同与地相连。

所述的Boost直流变换器额定输出功率为5KW，输入电压U_in为200V，功率管Q₀采用的IGBT型号为IKW30N60T，整流二极管D₀采用RHRG7580超快恢复二极管，电感L的大小为1.25mH，输出滤波电容C_o为1000μF，电流检测电阻R_s为0.02Ω，电压检测电阻R₁和R₂分别为520kΩ和10kΩ。

所述(2)平均电流控制电路是对Boost直流变换器进行平均电流控制的控制器，由常见的平均电流控制芯片UC3854(IC1)及其外围电路构成。

所述的UC3854(IC1)及其外围电路接法如下所示：

1)UC3854的GND引脚接地。

2)UC3854的PKLMT引脚与电阻R₄的右端、电容C₁的左端、电阻R₁₇的左端相连；电阻R₄的左端接电阻R₉的左端、电流检测电阻R_s的左端及输入电压源U_in的负极，电阻R₉的右端接UC3854的MULTOUT引脚；电容C₁的右端接地；电阻R₁₇的右端与电阻R₁₆的右端、电容C₁₃的上端、UC3854的VREF引脚及UC3854的ENA引脚相连，电阻R₁₆的左端与电阻R₁₁的右端及UC3854的lAC引脚相连，电容C₁₃的下端接地。

3)UC3854的CAOUT引脚接电容C₂和电容C₃的右端；电容C₂的左端接电阻R₃的下端、电阻R₈的左端及UC3854的ISENSE引脚；电容C₃的左端接电阻R₈的右端。其中，电阻R₈、R₃、电容C₂、C₃构成电流环PI调节器。

4)UC3854的ISENSE引脚接电阻R₃的下端、电容C₂的左端及电阻R₈的左端；电阻R₃上端接电流检测电阻R_s的右端以及地；电容C₂的右端接电容C₃的右端和UC3854的CAOUT引脚；电阻R₈的右端与电容C₃的左端相连接。

5)UC3854的MULTOUT引脚接电阻R₉的右端；电阻R₉的左端与电流检测电阻R_s的左端、输入电压电源U_in的负极以及电阻R₄的左端相连。电阻R₄的右端接电容C₁的左端、UC3854的PKLMT引脚及电阻R₁₇的左端。电容C₁的右端接地。

6)UC3854的IAC引脚接电阻R₁₁的右端以及电阻R₁₆的左端；电阻R₁₁的左端接输入电压源U_in的正极和电阻R₁₂的上端，电阻R₁₂的下端接电容C₁₁的上端及电阻R₁₄的左端；电阻R₁₆的右端接电阻R₁₇的右端、电容C₁₃的上端、UC3854的VREF引脚和ENA引脚；电容C₁₃的下端接地。

7)UC3854的VAOUT引脚接电阻R₁₃的右端与电容C₁₀的右端；电阻R₁₃的左端和电容C₁₀的左端与电压检测电阻R₂的上端、电压检测电阻R₁的下端相连且其共同接点接于UC3854的VSENSE引脚。电压检测电阻R₁、R₂组成负反馈分压电路，电阻R₂、R₁₃及电容C₁₀构成电压环PI调节器。

8)UC3854的VRMS引脚接电阻R₁₄的右端、电阻R₁₅的右端及电容C₁₂的右端；电阻R₁₄的左端与电阻R₁₂的下端和电容C₁₄的上端相连，电容C₁₄的下端接于地；电阻R₁₂的上端接输入电压源U_in的正极和电阻R₁₁的左端；电阻R₁₅的左端接地；电容C₁₂的左端接地。

9)UC3854的VREF引脚与UC3854的ENA引脚、电阻R₁₆的右端、电阻R₁₇的右端、电容C₁₃的上端相连；电阻R₁₆的左端接电阻R₁₁的右端和UC3854的IAC引脚；电阻R₁₇的左端接UC3854的PKLMT引脚和电容C₁的左端、电阻R₄的右端。

10)UC3854的REST引脚接电阻R₁₀的左端，电阻R₁₀的右端与电容C₄的右端、电容C₅的右端和地相连接。其中，电阻R₁₀和电容C₄决定振荡器的振荡频率。

11)UC3854的SS引脚接电容C₅的左端，电容C₅的右端与电容C₄的右端及电阻R₁₀的右端相连并且接点接地。

12)UC3854的CT引脚接电容C₄的左端，电容C₄的右端接电阻R₁₀的右端、电容C₅的右端以及地。

13)UC3854的GTDRV引脚接电阻R₇的左端，电阻R₇的右端接驱动电路中开关管Q₁管的栅极。

14)UC3854的VCC引脚接正电源+18V。

所述平均电流控制电路中各器件参数：电阻R₃为4kΩ，电阻R₄为1.6kΩ，电阻R₇为10Ω，电阻R₈为24kΩ，电阻R₉为4kΩ，电阻R₁₀为15kΩ，电阻R₁₁为910kΩ，电阻R₁₂为910kΩ，电阻R₁₃为51kΩ，电阻R₁₄为91kΩ，电阻R₁₅为20kΩ，电阻R₁₆为220kΩ，电阻R₁₇为10kΩ，电容C₁为0.1μF，电容C₂为62pF，电容C₃为620pF，电容C₄为800pF，电容C₅为0.01μF，电容C₁₀为47nF，电容C₁₁为0.1μF，电容C₁₂为0.5μF，电容C₁₃为470pF。

所述(3)开通速度控制电路由一个反相比例运算电路和一个电压控制电流源电路构成；所述的反相比例运算电路由电阻R₂₀、电阻R₂₁、电阻R₂₃、电阻R₂₄、运算放大器LM358、稳压二极管D₃以及正电源+12V组成。所述的电压控制电流源由LT3086及外围电路构成。

所述的反相比例运算电路中，电阻R₂₀的左端接所述(2)平均电流控制电路中UC3854的VREF引脚和电阻R₁₆的右端、电阻R₁₇的右端及电容C₁₃的上端，电阻R₂₀的右端接运算放大器LM358的同相输入端及稳压二极管D₃的阴极，稳压二极管D₃的阳极接地；电阻R₂₁的左端接所述(2)平均电流控制电路中UC3854的CAOUT引脚及电容C₂、C₃的右端，电阻R₂₁的右端接运算放大器LM358的反相输入端和电阻R₂₂的左端，运算放大器LM358的同相输入端接电阻R₂₀的右端和稳压二极管D₃的阴极，反相输入端接电阻R₂₁的右端和电阻R₂₂的左端，输出端与电阻R₂₂的右端、电阻R₂₃的上端及芯片LT3086的TRACK引脚连接，电源端v_cc接驱动正电源+12V，电源端v_ee接地；电阻R₂₃的下端接电阻R₂₄的上端，电阻R₂₄的下端接地。

所述的电压控制电流源电路由LT3086及外围电路构成，外围电路包括由芯片LT6650、电容C₇、电容C₈构成的一个400mv微电压源电路和电容C₆，电容C₉，电容C₁₄，电阻R₁₈，电阻R₁₉。LT6650(IC2)的IN引脚与正电源+12V、电容C₇的上端、电容C₆的正极、LT3086的IN引脚及和引脚相连，电容C₇的下端与LT6650的GND引脚及电容C₈的下端相连且共同接地；LT6650的OUT引脚与FB引脚和电容C₈的上端、LT3086的SET引脚相连接，电容C₈的下端接地。LT3086(IC3)的IN引脚和引脚及电容C₆的正极相连且共同接正电源+12V，电容C₆的负极接地；LT3086的SET引脚与LT6650的OUT引脚及FB引脚共接于电容C₈的上端；LT3086的I_MON引脚与I_LIM引脚共同与电阻R₁₈的上端、电阻R₁₉的上端相连，电阻R₁₈的下端接电容C₉的上端，电阻R₁₉的下端与电容C₉的下端共同接于地；LT3086的GND引脚接地；LT3086的OUT引脚接电容C₁₄的上端与驱动电路中二极管D₁的阳极，C₁₄的下端接地，二极管D₁的阴极与开关管Q₂的漏极、二极管D₄的阳极、稳压二极管D₂的阴极及驱动电阻R_g的右端相连。

所述的开通速度控制电路中各器件参数：电容C₆为10μF，电容C₇为1μF，电容C₈为1μF，电容C₉为10nF，电容C₁₄为10μF(陶瓷电容)，电阻R₁₈为1kΩ，电阻R₁₉为357Ω，电阻R₂₁为5.1kΩ，，电阻R₂₂为5.1kΩ，电阻R₂₃为100kΩ，，电阻R₂₄为7.5kΩ，稳压二极管D₃是5.1V的稳压管IN4733。

所述(4)驱动电路由正电源+12V，开关管Q₁、开关管Q₂，二极管D₁、D₄，稳压二极管D₂，电阻R₅、R₆及驱动电阻R_g构成。所述正电源+12V接电阻R₅的右端，R₅的左端接开关管Q₁的漏极及电阻R₆的左端，开关管Q₁的栅极接所述(2)平均电流控制电路中R₇的右端以获得驱动信号u_PWM，开关管Q₁的源极接地；电阻R₆的右端接开关管Q₂的栅极，Q₂的源极接地，开关管Q₂的漏极与二极管D₁的阴极、稳压二极管D₂的阴极、二极管D₄的阳极及驱动电阻R_g右端相连；二极管D₁的阳极接所述(3)开通速度控制电路LT3086的OUT引脚，稳压二极管D₂的阳极接地，二极管D₄的阴极接正电源+12V，驱动电阻R_g的左端接被驱动的主功率管Q₀。

所述的驱动电路中，开关管Q₁、Q₂采用的MOSFET型号为AO3404A，二极管D₁、D₄为IN4148，稳压二极管为IN4742，电阻R₅为10KΩ，电阻R₆为10Ω，电阻R_g为10Ω。

在本实施例中，采用一个常用的平均电流控制芯片UC3854控制器来控制广泛应用的Boost直流变换器。UC3854通过电阻R₁，电阻R₂反馈的输出电压信号与给定参考电压信号比较后经电压环PI调节器调节与补偿输出，该输出信号为电流环参考信号，而变换器的实际工作电流则由检测电阻R_s检测得到，电流环参考信号与检测反馈的电流信号比较经电流环PI调节器调节后从CAOUT引脚输出，其与CT引脚的锯齿波信号相比较产生PWM信号经GTDR脚输出。此处的CAOUT引脚信号对应发明内容中所述的调制信号u_ca，CT引脚信号对应发明内容中所述的载波信号u_p，GTDR引脚信号对应发明内容中所述的驱动信号u_PWM。

在本实施例反相比例运算电路中，电阻R₂₂与电阻R₂₁阻值相等，稳压二极管D₃的电压为5.1V，这样得到LM358的输出电压信号为10.2-u_ca，随着信号u_ca的变化，信号10.2-u_ca经电阻R₂₃、R₂₄可分压得到一个0～750mv信号u_r，即本发明所述的控制信号，该信号经LT3086构成的电压控制电流源输出随u_r变化的电流i_on，而i_on是驱动电路开通回路的电流，i_on越大，被驱动的功率管Q₀的开通速度越快，反之，Q₀的开通速度越慢。这就表明功率开关管Q₀的开通速度能受u_ca实时调节，而u_ca又受负载调节，所以功率管Q₀的开通速度随负载的变化而实时调整，即负载越小，驱动电流i_on越大，在调整的过程中确保功率管流过的电流尖峰小于额定负载时的最大尖峰值以确保功率管的安全工作。

综上所述，本发明为一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，该方法能够根据负载的大小来调整功率管的开通速度，使得功率管在小于满载下，尤其是轻载条件下得到更快的开通速度，从而提高变换器轻载条件下的工作效率。

Claims (5)

1.一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，其特征在于：功率管的驱动电路主要由正电源V_cc，驱动信号源u_PWM，开关管Q₁和Q₂，驱动电阻R_g1、R_g2、R_g3，限流电阻R_c，二极管D₁、D₂和稳压二极管VD₁以及可控电流源CCCS构成；驱动脉冲源u_PWM接驱动电阻R_g1的左端，R_g1的右端接开关管Q₁的栅极，Q₁的漏极与驱动电阻R_g2的左端及限流电阻R_c的下端相连，电阻R_c的上端接正电源V_cc，驱动电阻R_g2的右端与开关管Q₂的栅极相连，Q₂的漏极与二极管D₁的阴极、D₂的阳极、稳压二极管VD₁的阴极及驱动电阻R_g3的左端相连接，D₁的阳极接可控电流源CCCS的输出端，CCCS的控制端接电流环给定信号i_ref，二极管D₂的阴极接V_cc，驱动电阻R_g3的右端接被驱动的功率管Q的栅极，开关管Q₁、Q₂的源极和稳压二极管VD₁的阳极均接地；可控电流源对功率管的结电容进行充电以开通功率管，而可控电流源的输出电流大小受变换器负载电流大小的控制，从而实现负载适应的功率管开通速度实时控制；功率管的驱动开通电流大小随负载减小而增大以加快小于额定负载下功率管的开通速度，降低功率管在小于额定负载条件下的开通损耗，提高变换器的工作效率；在开通速度实时调节的过程中，流过功率管电流尖峰要限制在额定负载条件下流过的尖峰值以确保功率管的安全可靠工作；所述可控电流源输出的功率管开通电流随其控制信号线性变化。

2.根据权利要求 1所述的一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，其特征在于：所述的功率管是全控型功率开关器件或半控型功率开关器件，包括功率MOSFET，IGBT，GTO，晶闸管。

3.根据权利要求 1所述的一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，其特征在于：所述的驱动电路工作原理为：当驱动信号源u_PWM由低电平变为高电平时，开关管Q₁迅速导通，开关管Q₂则迅速关断，可控电流源CCCS的输出电流i_on给功率管Q的结电容C_gs充电以开通Q；当功率管Q的栅源极电压u_gs大于正电源V_cc时，二极管D₂导通，V_cc将电压u_gs箝位在V_cc，同时稳压二极管VD₁对其进行稳压保护；因此，从中可得知i_on越大，u_gs上升的越快，反之越慢，这样i_on的大小决定了功率管Q的开通速度；当驱动信号源u_PWM由高电平变低电平时，开关管Q₁迅速关断，开关管Q₂则迅速导通，结电容C_gs通过R_g3和Q₂放电以关断功率管Q。

4.根据权利要求 1所述的一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，其特征在于：可控电流源为电流控制电流源(CCCS)，指令电流为随负载电流I_o变化的电流环给定信号i_ref，i_ref经过一个调节器G产生一个开通调节电压u_r，调节电压u_r经过一个电压控制电流源产生开通驱动电流i_on去开通功率管Q；因为i_on决定了Q的开通速度，而i_on又由i_ref调节，这样功率管Q的开通速度随负载变化得以实时控制。

5.根据权利要求 1所述的一种负载适应的电流尖峰限制型功率管开通方法，其特征在于：驱动电流i_on的大小随负载减小而增大，但其带来的电流尖峰应小于额定负载下电流的尖峰值。