CN104935173B - 一种带辅助换流电路的电流源型全桥pwm变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，包括逆变电路、谐振网络、变压器、整流滤波网络，还增加两个辅助支路，每个辅助支路分别由辅助变压器、辅助开关管和电容构成，两个辅助变压器原边串接在两个滞后桥臂的发射极，两个辅助变压器副边并联开关管和电容；控制两个辅助开关管的关断导通，配合四个主开关管之间的换流。本发明通过在传统的电流源型PWM变换器的滞后桥臂上分别添加两个辅助支路，配合适当的驱动脉冲的情况下，有效解决传统电流源型全桥PWM变换器中主要存在的两大问题，即滞后桥臂的换流和占空比丢失问题，提高了变换器的工作效率。

Description

一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器

技术领域

本发明涉及电学领域，尤其涉及降低功率器件开关损耗的技术，特别是一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器。

背景技术

全桥的PWM（Pulse Width Modulation）变换器已经被普遍运用于大功率DC-DC（直流-直流）功率转换中。然而其寿命和效率是我们着重需要关注的两大方面。电压源型的移相全桥变换器工作在ZVS（Zero Voltage Switching）状态下是如今应用最为广泛的电路拓扑之一，其优点在于结构简单，并且有很好的工作性能，然而在其电路拓扑中，直流侧并接大容量电解电容，使得直流侧电压基本无脉动，且该电容还起到了缓冲无功能量的作用，但由于电解电容的工作寿命通常约为一万个小时，远低于变换器期望的工作寿命，因而成为制约变换器寿命进一步提高的瓶颈。然而在电流源型全桥PWM变换器的电路拓扑中，不同于电压源型，其直流侧串联大电感，使得直流侧电流基本无脉动，且该大电感也起到了缓冲无功能量的作用，由于规避了电解电容的使用，从而延长了变换器的工作寿命；另一方面，为了极大限度的提高变换器的功率密度，减小功率损耗和提高开关频率是两个主要的设计方向。然而增加开关频率必然会增大器件的开关损耗，因此我们需要通过软开关的方式来减小器件的开关损耗。电压源型的移相全桥变换器工作在ZVS状态下是如今应用最为广泛的软开关拓扑之一，然而ZVS更适用于如MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor FET）一类的开关器件。而在高压大功率的场合，IGBT（Insulated-Gate Bipolar Transistor）因其载流能力强、导通损耗低而取得广泛的应用，但由于其关断时存在的拖尾电流，则会造成其在关断时存在较高的关断损耗。因此在高压大功率的场合下，电流源型的全桥PWM变换器工作在ZCS（Zero Current Switching）状态下比电压源型的全桥电路工作在ZVS状态下更有利于提高变换器的效率，此外电流源型全桥PWM变换器的输出端不需要接庞大的输出滤波电感，避免了整流二极管与谐振电感的高频震荡，减小了二极管电压应力高的问题，这也使得电流源型的变换器相比于电压源型更适合应用于高压大功率的场合。

传统的电流源型全桥PWM变换器由于其滞后桥臂存在换流困难的问题，因此其电路中谐振电容与谐振电感的选取则要满足电路换流的需要，由此引起的占空比丢失，导通损耗过大，电流电压应力过大等问题也使得传统的电流源型全桥PWM变换器的效率受到严重影响；此外由于开关管换流模式的限制，使得传统的电流源型全桥PWM变换器对于输入电流的控制十分有限，这也使得其在实际应用中产生诸多问题。

四川大学的Qian Sun提出了一种由输入电流大小决定的谐振电容能量可控的电流源型全桥PWM变换器，如图1所示，该变换器在传统电流源型变换器电路拓扑基础上在变压器原边串入辅助网络100，该辅助网络由两个辅助开关管S₁、S₂和谐振电容C _r并联构成，该电路拓扑的特点是在不同电流输入的情况下谐振电容中的能量也不同，使得电路回路中的谐振能量根据工作情况的不同而不同，一方面实现了主开关管的ZCS，一方面降低了因谐振能量过大而引起的过高的器件导通损耗，此外还使变换器ZCS实现的工作范围得以扩大。但是由于其谐振电容的充放电过程使得该电路拓扑仍然存在明显的占空比丢失问题，使得变换器的效率无法得到进一步的提高。

发明内容

本发明是针对传统的电流源型全桥PWM变换器存在的问题，提出了一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，有效解决传统电流源型全桥PWM变换器中主要存在的滞后桥臂的换流和占空比丢失问题，提高变换器的工作效率。

本发明的技术方案为：一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，包括逆变电路、谐振网络、变压器、整流滤波网络，逆变电路采用由电源V _in、输入电感L _in和四个主开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄构成的电流源型全桥逆变电路结构，其中主开关管Q₁和Q₃构成超前桥臂，主开关管Q₂和Q₄构成滞后桥臂，还包括两个辅助支路，第一辅助支路由辅助变压器T₁、辅助开关管S₁和电容C ₁构成，辅助变压器T₁原边串接在滞后桥臂Q₂的发射极，辅助变压器T₁副边并联开关管S₁和电容C ₁；第二辅助支路由辅助变压器T₂、辅助开关管S₂和电容C ₂构成，辅助变压器T₂原边串接在滞后桥臂Q₄的发射极，辅助变压器T₂副边并联开关管S₂和电容C ₂；控制开关管S₁和S₂的关断导通，配合四个主开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄之间的换流。

所述辅助支路中电容C ₁和C ₂均为薄膜电容，辅助开关管S₁和S₂均为绝缘栅双极晶体管IGBT，辅助开关管S₁在主开关管Q₂开通前开通，辅助开关管S₂在主开关管Q₄开通前开通。

所述谐振网络由谐振电感、谐振电容、电容C ₁和电容C ₂构成；谐振电感包括外接谐振电感L _r和变压器T自身漏感；谐振电容除外接的谐振电容C _r外，还包括输出整流二极管D₁、D₂、D₃、D₄自身的结电容和变压器T自身绕组间的分布电容；电容C _r、C ₁和C ₂均为薄膜电容。

所述整流滤波网络为由4个二极管D₁、D₂、D₃、D₄和1个输出电容C 构成的全桥整流滤波结构。

本发明的有益效果在于：本发明基带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，通过在传统的电流源型PWM变换器的滞后桥臂上分别添加两个辅助支路，配合适当的驱动脉冲的情况下，有效解决传统电流源型全桥PWM变换器中主要存在的两大问题，即滞后桥臂的换流和占空比丢失问题，提高了变换器的工作效率。

附图说明

图1为基于电流源型全桥PWM变换器的谐振能量可变的软开关电路图；

图2为本发明带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器电路图；

图3至7为本发明带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器各时段工作过程图；

图8为本发明实施方式的电路工作波形图。

具体实施方式

本发明实施例通过在传统的电流源型全桥PWM变换器的电路拓扑上，给滞后桥臂分别添加辅助支路200,201，从而有利于滞后桥臂的换流完成，有利于降低原有的占空比丢失，从而提高变换器的工作效率；同时，本电路拓扑结构和工作过程简单，易于实现。

如图2所示本发明带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器电路，包括逆变电路、谐振网络、辅助支路、变压器和整流滤波网络。

逆变电路采用由电源V _in、输入电感L _in和四个主开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄构成的电流源型全桥逆变电路结构，开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄均为绝缘栅双极晶体管IGBT，Q₁和Q₃构成超前桥臂，Q₂和Q₄构成滞后桥臂，固定频率的四路控制信号驱动开关管导通，超前桥臂Q₁和Q₃的驱动脉冲互补，滞后桥臂Q₂和Q₃的驱动脉冲互补，滞后桥臂的驱动脉冲滞后超前桥臂的驱动脉冲一定时间，且驱动脉冲占空比均大于百分之五十，从而完成电流源型全桥逆变电路的工作情况；所述谐振网络由谐振电感、谐振电容、电容C ₁和电容C ₂构成；谐振电感包括外接谐振电感L _r和变压器T自身漏感；谐振电容除外接的谐振电容C _r外，还包括输出整流二极管D₁、D₂、D₃、D₄自身的结电容和变压器T自身绕组间的分布电容；辅助支路包括辅助支路200和辅助支路201，其中辅助支路200由变压器T₁，辅助开关管S₁和电容C ₁构成，变压器T₁原边串接在滞后桥臂Q₂的发射极，变压器T₁副边并联开关管S₁和电容C ₁；辅助支路201由变压器T₂，辅助开关管S₂和电容C ₂构成，变压器T₂原边串接在滞后桥臂Q₄的发射极，变压器T₂副边并联开关管S₂和电容C ₂；变压器T₁和T₂由磁芯、原边绕组和副边绕组构成，磁芯材料选用软磁铁氧体，原边和副边绕组均由漆包线绕制；电容C ₁和C ₂均为薄膜电容，辅助开关管S₁和S₂均为绝缘栅双极晶体管IGBT；变压器T由磁芯、原边绕组和副边绕组构成，磁芯材料选用软磁铁氧体，原边绕组由漆包线绕制，连接谐振电路和逆变电路，副边绕组由漆包线绕制，连接整流滤波电路；整流滤波网络是由4个二极管D₁、D₂、D₃、D₄和1个输出电容C 构成的全桥整流滤波结构，该整流滤波网络的输入连接变压器T的副边，输出连接输出负载R 。

图3、图4、图5、图6和图7为带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器在半个周期内的工作过程，图8为电流源型全桥PWM变换器的辅助换流电路的工作波形图：

在t ₀时刻之前参照图3，变压器T原边电路中开关管Q₁和Q₄导通，辅助开关管S₁处于关断，辅助开关管S₂处于导通，副边电路中整流二极管D₂和D₃导通，能量向副边传输；

［t ₀ , t ₁］参照图4，t ₀时刻开关管Q₃开通，开启超前桥臂的换流过程，此期间变压器T原边电路中开关管Q₁、Q₃和Q₄导通换流，辅助开关管S₁维持关断，辅助开关管S₂维持导通；副边电路中整流二极管D₂和D₃导通。流过开关管Q₁的电流向开关管Q₃换流，使得开关管Q₁在ZCS条件下关断，在此期间，能量仍向副边传输。

［t ₁ , t ₂］参照图5，t ₁时刻开关管Q₁和辅助开关管S₂关断，此期间变压器T原边电路中开关管Q₃和Q₄导通续流，变压器原边电压为零，流过开关管Q₃和Q₄的电流通过变压器T₂给电容C ₂充电，辅助开关管S₁开通；副边电路中四个整流二极管D₁、D₂、D₃和D₄均导通续流，变压器副边电压为零，输出电容电压维持输出电压。

［t ₂ , t ₃］参照图6，t ₂时刻开关管Q₂开通，开启滞后桥臂的换流过程，此期间变压器T原边电路中开关管Q₂、Q₃和Q₄导通换流，辅助开关管S₁维持导通，辅助开关管S₂维持关断；副边电路中整流二极管D₁和D₄导通。在辅助支路中电容C ₂的作用下完成电流由开关管Q₄向Q₂的换流过程，使得开关管Q₄在ZCS条件下关断，谐振电感L _r电流反向，谐振电容C _r电压反向；

［t ₃ , t ₄］参照图7，t ₃时刻开关管Q₄关断，此期间变压器T原边电路中开关管Q₂和Q₃导通，辅助开关管S₁维持导通，辅助开关管S₂维持关断；副边电路中整流二极管D₁和D₄导通，能量向副边传输。至此电路上半周期的工作过程结束，开启电路下半周期的工作过程，由于电路下半周期的工作过程与上半周期相类似，故对于电路下半周期的工作过程此处将不再赘述；而辅助开关管S₁在开关管Q₃关断时关断即可，辅助开关管S₂在开关管Q₄开通前关断即可。

图8中为带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器的工作波形图，从上至下依次为开关管Q₁的驱动波形、开关管Q₂的驱动波形、开关管Q₃的驱动波形、开关管Q₄的驱动波形、辅助开关管S₁的驱动波形、辅助开关管S₂的驱动波形、谐振电感L _r的电流波形、辅助开关管S₂的集电极电流波形、电容C ₂的电流波形、谐振电容C _r的电压波形、电容C ₂两端电压波形、开关管Q₃的集电极电流波形、开关管Q₄的集电极电流波形、开关管Q₃的集电极与发射极两端电压波形和开关管Q₄的集电极与发射极两端电压波形。

本发明设计的辅助支路中的变压器T₁和T₂原副边的匝比数可根据需要和实际情况进行一定程度的调整使辅助支路能够更好地工作在不同情况下，即通过调整变压器T₁和T₂的匝比数一方面满足辅助支路中电容C ₁或C ₂充电的要求，以达到滞后桥臂辅助换流的作用，一方面尽可能改善辅助支路中辅助开关管S₁和S₂在开通关断时的电流电压值，以在满足换流的前提下减小辅助开关管S₁和S₂损耗。

本发明设计由于在滞后桥臂分别添加辅助支路，使得后桥臂Q₂和Q₃进行换流开通时，由于辅助支路中电容C ₁和C ₂的存在，使得滞后桥臂易于换流，且有效减小了谐振电容C _r值的大小，使得原先严重的占空比丢失问题得到解决，提高了变换器的工作效率；同时，由于本电路拓扑结构简单，电路中各方面参数有一定的灵活性，易于控制与实现。

Claims (4)

1.一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，包括逆变电路、谐振网络、变压器、整流滤波网络，逆变电路采用由电源V_in、输入电感L_in和四个主开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄构成的电流源型全桥逆变电路结构，其中主开关管Q₁和Q₃构成超前桥臂，主开关管Q₂和Q₄构成滞后桥臂，其特征在于，还包括两个辅助支路，第一辅助支路由辅助变压器T₁、辅助开关管S₁和电容C₁构成，辅助变压器T₁原边串接在滞后桥臂Q₂的发射极，辅助变压器T₁副边并联开关管S₁和电容C₁；第二辅助支路由辅助变压器T₂、辅助开关管S₂和电容C₂构成，辅助变压器T₂原边串接在滞后桥臂Q₄的发射极，辅助变压器T₂副边并联开关管S₂和电容C₂；控制开关管S₁和S₂的关断导通，配合四个主开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄之间的换流。

2.根据权利要求1所述的一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，其特征在于，所述辅助支路中电容C₁和C₂均为薄膜电容，辅助开关管S₁和S₂均为绝缘栅双极晶体管IGBT，辅助开关管S₁在主开关管Q₂开通前开通，辅助开关管S₂在主开关管Q₄开通前开通。

3.根据权利要求2所述的一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，其特征在于，所述谐振网络由谐振电感、谐振电容、电容C₁和电容C₂构成；谐振电感包括外接谐振电感L_r和变压器自身漏感；谐振电容除外接的谐振电容C_r外，还包括输出整流二极管D₁、D₂、D₃、D₄自身的结电容和变压器自身绕组间的分布电容；电容C_r、C₁和C₂均为薄膜电容。

4.根据权利要求3所述的一种带辅助换流电路的电流源型全桥PWM变换器，其特征在于，所述整流滤波网络为由4个二极管D₁、D₂、D₃、D₄和1个输出电容C构成的全桥整流滤波结构。